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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren
zur Messung von Fluktuationen bezüglich der Zeitachse des Anstiegs und/oder
des Abfalls eines Signals mit periodischer Wellenform, wie beispielsweise
eines Impulszugs bei der digitalen Übertragung oder eines Taktsignals,
das aus einem Halbleiter-IC ausgegeben wird.
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Impulse
bei der digitalen Übertragung
beispielsweise sind bei Erzeugung auf der Zeitachse korrekt angeordnet,
d.h., der Impulszug weist eine Wellenform auf, die in Synchronisation
mit einem Taktsignal einer exakten Periode ansteigt und abfällt, aber
der Durchlauf eines Verstärkers
(Repeater) oder ähnlichem
verursacht Fluktuationen in der Impulslage, d.h. Impulsjitter. Wenn
das Maß an
Jitter groß ist, nehmen
die Störungen
zu, was zu einer inkorrekten Übertragung
oder Fehlfunktion von Gerätschaften führen kann.
Demzufolge ist es erforderlich, das Maß an Jitter im Fall der Behandlung
von Signalen mit periodischen Wellenformen zu messen und zu berücksichtigen.
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Eine
herkömmliche
Jittermeßvorrichtung
ist in der
Japanischen Offenlegungsschrift
262083/96 mit dem Titel "Jittermeßvorrichtung" offenbart. Bei dieser
in
1 gezeigten herkömmlichen Jittermeßvorrichtung
wird ein zu messendes Signal
23 von einer in Messung befindlichen
Vorrichtung
11, wie beispielsweise ein Verstärker (Repeater)
oder ein Halbleiter-IC, über
einen Eingangsanschluß
12 an
eine PLL (Phase-Locked Loop)-Schaltung
13 und eine Abtastschaltung
14 geliefert.
In der PLL-Schaltung
13 wird das Oszillationsausgangssignal
aus einem VCO (spannungsgesteuerter Oszillator)
15 von
einem Frequenzteiler
16 auf 1/N herunter frequenzgeteilt,
und das frequenzgeteilte Signal wird von einem Phasenkomparator
17 mit
dem vom Eingangsanschluß
12 gelieferten
Signal
23 phasenverglichen. Das Phasenvergleichsausgangssignal
wird von einem Addierer
18 zu einer von einem D/A-Umsetzer
19 gelieferten
Phasenversatzspannung addiert, und das Additionsausgangssignal wird über ein
Schleifenfilter
21 an einen Steueranschluß des VCO
15 geliefert.
Die vorgenannte Phasenversatzspannung wird so eingestellt, daß die Oszillationsfrequenz
des VCO
15 N Mal so hoch wie der mittlere Wert der Frequenz
des zu messenden Signals
23 wird und daß die Phase des sinusförmigen Oszillationsausgangssignals
aus dem VCO
15 so ist, daß dessen Nulldurchgangspunkte
im wesentlichen mit dem Anstieg des Signals
23 zusammenfallen.
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Das
sinusförmige
Ausgangssignal aus der PLL-Schaltung
13 wird an ein Oberwellensperrfilter
22 angelegt,
in dem seine höheren
Harmonischen unterdrückt
werden, um ein Signal aus einer rein sinusförmigen Wellenform zu bilden.
Dieses Sinuswellensignal wird an die Abtastschaltung
14 angelegt,
in der es beispielsweise durch die vordere Flanke des zu messenden
Signals
23 abgetastet wird, und das Ausgangssignal aus
der Abtastschaltung
14 wird von einem A/D-Umsetzer
24 in
digitale Daten umgesetzt, die einmal in einem Speicher
25 gespeichert
werden. Wenn das zu messende Eingangssignal
23 keinen Jitter
aufweist, repräsentieren
die digitalen Daten einen Abtastwert des sinusförmigen VCO-Ausgangssignals
an dessen Nulldurchgangspunkt. Wenn das zu messende Eingangssignal
23 Jitter
aufweist, sind die im Speicher
25 gespeicherten digitalen
Daten Abtastdaten der Amplitude des sinusförmigen VCO-Ausgangssignals
an einem Punkt, der vom Nulldurchgangspunkt des VCO-Ausgangssignals
um einen Wert entsprechend dem Maß an Jitter phasenversetzt
ist. Wenn das VCO-Ausgangssignal durch Y(t) = Asin(2πNf
it) (wobei f
i die
Frequenz des zu messenden Signals
23 ist) repräsentiert
sei, kann die durch das Abtasten des VCO-Ausgangssignals Y(t) gewonnene
Spannung durch v(t
a) = A sin (2πNf
iT
j(t
n))
(wobei n = 0, 1, 2, ...) ausgedrückt
werden, und T
j(t
n)
sind den Jitter angebende Daten und können berechnet werden durch
T
j(t
n) = (1/2πNf
i)sin
–1(v(t
n)/A).
Diese Berechnung wird in einem Berechnungsteil
26 ausgeführt, und
die Daten T
j(t
n)
werden unverändert
angezeigt, oder deren quadratischer Mittelwert T
jrma wird als
Effektivwert in einem Anzeigeteil
27 angezeigt. Es ist
auch möglich,
in diesem Fall einen quadratischen Mittelwert
zu berechnen und anzuzeigen,
der die Differenz zwischen einem Mittelwert T
jm von
T
j(t
n) über eine
bestimmte Zeitspanne und T
j(t
n)
ist.
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Die
Herstellung der herkömmlichen
Jittermeßvorrichtung
ist problematisch, da es erforderlich ist, die PLL-Schaltung 13 und
das Oberwellensperrfilter 22 für das stabile Erzeugen des
Sinuswellensignals mit einer mittleren Frequenz des zu messenden Signals 23 für jedes
unterschiedliche zu messende Signal auszulegen und herzustellen.
Für eine
sehr genaue Messung muß die
Phase des sinusförmigen VCO-Ausgangssignals
durch eine Phasenversatzspannung vom D/A-Umsetzer 19 so
eingestellt werden, daß das
VCO-Ausgangssignal an seinem Nulldurchgangspunkt abgetastet wird,
wenn das Signal 23 keinen Jitter aufweist – diese
Phaseneinstellung ist schwierig auszuführen.
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Angesichts
des vorstehend Ausgeführten
ist es möglich,
eine in 2 gezeigte Jittermeßvorrichtung
zu verwenden. Ein Referenzsignal mit einer exakten Periode wird
von einem Referenzsignalgenerator 31 an die in Messung
befindliche Vorrichtung 11 angelegt, aus der ein mit Jitter
behaftetes, zu messendes Rechteckwellensignals 23, dessen
mittlere Frequenz gleich der Frequenz des Referenzsignals ist, an
eine Abtastschaltung 14 angelegt wird. Das Referenzsignal
wird außerdem
an einen Signalgenerator 32 angelegt, der ein Abtasttaktsignal
erzeugt, dessen Frequenz gleich 1/N der mittleren Frequenz des zu
messenden Signals 23 ist und das mit dem Mittelpunkt oder
Nulldurchgangspunkt der vorderen oder hinteren Flanke eines Signals
entsprechend der mittleren Frequenz des zu messenden Rechteckwellensignals 23 zusammenfällt. Das
Abtasttaktsignal wird dazu verwendet, das Signal 23 durch
die Abtastschaltung 14 abzutasten. D.h., wie durch die
weißen Kreise
in 3A angegeben, das zu messende Rechteckwellensignal 23 wird
beispielsweise in der Nähe
des Nulldurchgangspunkts seiner vorderen Flanke durch das in 3B gezeigte
Abtasttaktsignal abgetastet.
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Damit
das zu messende Signal 23 und das Abtasttaktsignal eine
solche Phasenbeziehung aufweisen können, wird die folgende Verarbeitung
ausgeführt.
D.h., die Ausgangsfrequenz des Signalgenerators 32 wird
auf einen solchen Wert eingestellt, daß der N-fache Wert der Frequenz des
Abtasttaktsignals sich geringfügig
von der mittleren Frequenz des zu messenden Signals 23 unterscheidet.
Durch diese Einstellung verschiebt sich der Abtastpunkt des Signals 23 durch
das Abtasttaktsignal nach und nach; während beispielsweise der niederpegelige
Abschnitt des Rechteckwellensignals 23 abgetastet wird,
weist das Niveau des ausgegeben Abtastwerts von der Abtastschaltung 14 einen
großen
negativen Wert auf, aber wenn die Phase der Abtastung des Signals 23 durch
das Abtasttaktsignal nach und nach nacheilt und dann der Abtastpunkt
die vordere Flanke des Rechteckwellensignals 23 erreicht,
wie durch die weißen
Kreise in 3C angegeben, nähert sich
das Niveau des ausgegebenen Abtastwerts nach und nach Null an. Wenn
der Zeitpunkt, zu dem der ausgegebene Abtastwert Null wird, von
einem Phasendetektor 33 erfaßt wird, wird das erfaßte Ausgangssignal
an den Signalgenerator 32 geliefert. In Antwort auf das
Eingangssignal an ihn stellt der Signalgenerator 32 seine
Ausgangsfrequenz so ein, daß er
ein Abtasttaktsignal erzeugt, bei dem die Phase der Abtastung zu
diesem Zeitpunkt beibehalten ist und das eine Frequenz gleich 1/N
der mittleren Frequenz des zu messenden Signals 23 aufweist.
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Außerdem wird
das Ausgangssignal aus dem Phasendetektor 33 zu dieser
Zeit an die Abtasttaktsignalsteuerschaltung 34 angelegt,
um sie so zu steuern, daß sie
das Durchlassen des Abtasttaktsignals vom Signalgenerator 32 an
den A/D-Umsetzer 24 ermöglicht.
Als Folge beginnt der A/D-Umsetzer 24 zu diesem Zeitpunkt
die Umsetzung des ausgegebenen Abtastwerts von der Abtastschaltung 14 in
digitale Daten entsprechend dessen Wert beim jeweiligen Abtasttaktsignal.
Die so umgesetzten digitalen Daten werden in dem Speicher 25 gespeichert.
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Bei
Vollendung der erforderlichen digitalen Daten wird das Maß an Jitter
für die
einzelnen Elemente digitaler Daten berechnet. D.h., wenn der Abtastpunkt
bezüglich
des idealen Nulldurchgangspunkts der Wellenform des Signals 23 um
Ji versetzt ist und die digitalen Daten
jenes Abtastwerts Vi sind, wie in 4 gezeigt,
kann das Maß an
Jitter Ji berechnet werden durch Ji = Vi/tanα, da Vi und Ji in einer Beziehung
tanα = Vi/Ji zum Gradienten α der vorderen
Flanke des zu messenden Signals 23 stehen. Diese Berechnung
wird in einem Berechnungsteil 35 ausgeführt, und das Berechnungsergebnis
wird im Anzeigeteil 27, angezeigt. Wie im Fall des zuvor
beschriebenen Beispiels kann ein Jittermittelwert Jm oder
sein quadratischer Mittelwert Jrms über eine
vorbestimmte Periode oder ein quadratischer Mittelwert der Differenz
zwischen Jm und Ji im
Anzeigeteil 27 angezeigt werden. Der Gradient α wird übrigens
vorab berechnet.
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Die
in 2 gezeigte Jittermeßvorrichtung ermöglicht es,
daß als
Signalgenerator 32 ein handelsüblich erhältlicher Generator für ein synthetisiertes
Signal verwendet wird und erfordert nicht die Auslegung und den
Zusammenbau der PLL-Schaltung und des Oberwellensperrfilters für jedes
unterschiedliche zu messende Signal, weshalb die Jittermeßvorrichtung
einfach herzustellen ist.
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Da
sich der Gradient der vorderen (oder hinteren) Flanke der Wellenform
des zu messenden Signals 23 für jedes unterschiedliche zu
messende Signal unterscheidet, muß der Gradient α für jede Jittermessung
berechnet werden – dies
ist sehr problematisch.
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Da
der Phasendetektor 33 nur arbeitet, wenn die Spannung des
in ihn eingegebenen Signals eine Potentialdifferenzvariation oberhalb
eines bestimmten Werts aufweist, ist es schwierig, den Nulldurchgangspunkt
mit hoher Genauigkeit zu erfassen. Des weiteren kann, wenn die Amplitude
des zu messenden Signals klein ist, der Phasendetektor 33 nicht
betrieben werden.
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Aus
der
DE 42 30 853 C2 ist
ein Verfahren zur Abtastung von periodisch auftretenden, mit Phasenjitter
behafteten Messsignalen (Impulsen) bekannt, bei dem durch die Abtastung
die Form des Meßsignals
ermittelt werden soll. Am Anfang jedes Messsignals wird dabei ein
Triggersignal erzeugt. Bei jedem auftretenden Messsignal wird ein
Messpunktzähler
in seinem Zählerstand
um Eins erhöht,
und der jeweils neue Zählerstand
wird in einen rückwärts zählenden
Verzögerungszähler übertragen,
der die Impulse eines Taktgenerators rückwärts zählend erfasst. Jeweils beim
Zählerstand
Null des Verzögerungszählers wird
das Meßsignal
abgetastet. Auf diese Weise wird über eine Anzahl von Perioden
das Meßsignal
jeweils an relativ zum Beginn des Meßsignals verschiedenen Zeitpunkten
abgetastet und so die Form des Meßsignals ohne Beeinflussung
durch den Phasenjitter als Folge von Abtastwerten erhalten.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und
ein Verfahren zur Jittermessung zu schaffen, die relativ einfach
zu konfigurieren sind und die die Jittermessung unabhängig von der
Frequenz des zu messenden Signals ermöglichen und die problembehaftete
Operation der Berechnung des Gradienten der vorderen (oder hinteren)
Flanke für
jedes zu messende Signal vermeiden.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Patentanspruch 1 und ein
Verfahren gemäß Patentanspruch
12 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird das zu messende Signal, das ein Signal mit einer
periodischen Wellenform ist, von einem Wellenformformatierer zu
einem Rechteckwellensignal wellenform-formatiert, dessen vordere
oder hintere Flanke durch die Charakteristik des Wellenformformatierers
bestimmt ist und das die Frequenz, das Tastverhältnis und die Jitterkomponente
des zu messenden Signals beibehält,
und dieses wellenform-formatierte Signal wird von einem Abtasttaktsignal
abgetastet. Der Jitter wird durch einen Jitterdetektor aus einer
Folge von Ausgangssignalen durch Abtasten der vorderen oder der
hinteren Flanke des zu messenden wellenform-formatierten Signals
und einer Anstiegs- oder Abfallcharakteristik des Wellenformformatierers
erfaßt.
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D.h.,
die vordere (oder hintere) Flanke des wellenform-formatierten Ausgangssignals
wird von einem Abtastimpuls einer Frequenz abgetastet, die sich
geringfügig
von fM/N (wobei N eine ganze Zahl größer oder
gleich 1 ist) unterscheidet (fM ist die
mittlere Frequenz des zu messenden Signals), und eine Folge der
Abtastwerte wird auf der vorderen (oder der hinteren) Flanke des
wellenformformatierten Ausgangssignals mit auf fM/N
herunterkomprimierter Zeitachse angeordnet. Wenn kein Jitter in
dem zu messenden Signal enthalten, ist die Folge von Abtastwerten
auf der vorderen (oder der hinteren) Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals angeordnet, während,
wenn Jitter in dem zu messenden Signal vorhanden ist, die Folge
aus Abtastwerten von der vorderen (oder der hinteren) Flanke abweicht.
Somit kann der Jitter aus der Abweichung der Folge der Abtastwerte
erfaßt
werden. Die vordere Flanke kann eine Anstiegsflanke, die hintere
eine Abfallflanke sein oder umgekehrt.
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Außerdem bleibt
durch Abtasten der vorderen (oder der hinteren) Flanke des wellenformformatierten
Ausgangssignals durch einen Abtastimpuls einer Frequenz gleich fM/N (wobei N eine ganze Zahl größer oder
gleich 1 ist) der Abtastwert immer unverändert, wenn das zu messende
Signal keinen Jitter enthält,
wenn es jedoch Jitter enthält, ändert sich
der Abtastwert. Der Jitter kann aus der Differenz zwischen den Abtastwerten
und dem Gradienten der vorderen (oder der hinteren) Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals berechnet werden.
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In
jedem Fall bleibt die vordere (oder die hintere) Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals unverändert,
selbst wenn sich das zu messende Signal ändert, und daher braucht die Anstiegs- oder
Abfallcharakteristik des Wellenform-formatierten Ausgangssignals
nicht für
jedes unterschiedliche zu messende Signal gemessen zu werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockschaltbild, das eine herkömmliche Jittermeßvorrichtung
zeigt;
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2 ist
ein Blockschaltbild, das die funktionelle Konfiguration einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zusammen mit der funktionellen Konfiguration
einer vorgeschlagenen Jittermeßvorrichtung
darstellt;
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3A ist
ein Diagramm, das ein zu messendes Signal und dessen Abtastpunkte
zeigt;
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3B ist
ein Diagramm, das ein Abtasttaktsignal zeigt;
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3C und 3D sind
Diagramme, die Variationen des Punkts der Abtastung des zu messenden
Signals durch das Abtasttaktsignal zeigen, das eine Frequenz aufweist,
die sich geringfügig
von einem ganzzahligen Bruchteil der Frequenz des zu messenden Signals
unterscheidet;
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4 ist
ein Diagramm, das die Beziehungen eines Abtastwerts Vi,
des Jitters Ji und der vorderen Flanke des
zu messenden Signals zeigt;
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5 ist
ein Blockschaltbild, das die funktionelle Konfiguration einer anderen
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung darstellt;
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6 ist
ein Blockschaltbild, das ein konkretes Beispiel eines Wellenformformatierers 41 in 5 zeigt;
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7A ist
ein Diagramm, das ein Wellenform-formatiertes Ausgangssignal 30 und
dessen Abtastpunkte zeigt;
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7B ist
ein Diagramm, das das Abtasttaktsignal zeigt;
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8 ist
ein Diagramm, das den Zustand zeigt, in dem die Zeitachse einer
Folge aus Abtastwerten bezüglich Δt komprimiert
ist;
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9A ist
ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anstiegscharakteristik V'(t) des wellenformformatierten
Ausgangssignals 30 zeigt;
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9B ist
ein Diagramm, das eine Folge von Abtastwerten V(tn)
auf der vorderen Flanke auf der bezüglich Δt komprimierten Zeitachse zeigt;
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9C ist
ein Graph, der ein Beispiel einer erfaßten Jitterfolge J(tn) zeigt;
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10A ist ein Graph, der den Jittermeßbereich
des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 kleiner
Amplitude zeigt;
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10B ist ein Graph, der den Jittermeßbereich
des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 großer Amplitude
zeigt;
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10C ist ein Graph, der ein Beispiel zeigt, bei
dem die Anstiegscharakteristik des wellenformformatierten Ausgangssignals
durch einen Verstärker verschwommen
gemacht wird;
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11 ist
ein Blockschaltbild, das die funktionelle Konfiguration einer anderen
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung darstellt;
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12 ist
ein Flußdiagramm,
das ein Beispiel der Prozedur der Datenauswahlanordnung 48 in 11 zeigt;
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13 ist
ein Flußdiagramm,
das ein Beispiel der Prozedur der Jittererfassungsanordnung 46 in
den 5 und 11 zeigt; und
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14 ist
ein Blockschaltbild, das die funktionelle Konfiguration einer weiteren
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung darstellt.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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5 stellt
in Blockform eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar, bei der die Teile, die jenen in 2 entsprechen,
durch die gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind. Bei der vorliegenden Erfindung
wird das Signal 23 mit periodischer Wellenform von der
in Messung befindlichen Vorrichtung 11 an den Wellenformformatierer 41 angelegt,
in dem es zu einer Rechteckwelle Wellenform-formatiert wird, die
unter Beibehaltung der Frequenz, des Tastverhältnisses und der Jitterkomponente
des Eingangssignals 23 eine festgelegte Anstiegs- und Abfallcharakteristik
aufweist.
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Der
Wellenformformatierer 41 weist beispielsweise eine Pufferschaltung 42,
einen Komparator 43 und einen Verstärker 44 auf, wie in 6 dargestellt.
Das zu messende Signal 23 wird in die Pufferschaltung 42 eingegeben,
dann wird dessen Ausgangssignal vom Komparator 43 mit dessen
internem Referenzspannungspegel verglichen und entsprechend Wellenform-formatiert,
und das Ausgangssignal aus dem Komparator 43 wird vom Verstärker 44 auf
eine erforderliche Amplitude für
die Ausgabe verstärkt.
Die Pufferschaltung 42 ist eine Schaltung, die das Eingangssignal 23 ohne
Veränderung
von dessen Frequenz, deren Tastverhältnis und deren Jitterkomponente
an den Komparator 43 überträgt, den
Komparator 43 mit einem für dessen Treiben erforderlichen
Signal versorgt und eine elektrische Interferenz (die beispielsweise
einen nachteiligen Einfluß auf
das zu messende Signal ausübt)
zwischen dem Komparator 43 und der in Messung befindlichen
Vorrichtung 11 unterdrückt;
wenn diese Operationen nicht erforderlich sind, kann die Pufferschaltung 42 weggelassen
werden.
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Der
Komparator 43 ist eine Schaltung, die ihren Ausgabewert
nur dann ändert,
wenn der Eingangsspannungspegel den Referenzspannungspegel kreuzt.
Demzufolge gibt der Komparator 43 abhängig davon, ob sich die Eingangsspannung
von einem niedrigen zu einem hohen Spannungswert über den
Referenzspannungspegel hinweg oder umgekehrt ändert, eine feste Koch- oder niederpegelige Spannung
aus. In diesem Fall hängen
die Anstiegszeit (Charakteristik) und die Abfallzeit (Charakteristik) des
Wellenform-formatierten Ausgangssignals von der Schaltcharakteristik
des Komparators 43 ab und nehmen einen festen Wert an.
Daher weist das Ausgangssignal aus dem Komparator 43 sowohl
einen konstanten Amplitudenwert als auch eine konstante Anstiegs-
als auch Abfallzeit auf. Außerdem
werden, da sich der Arbeitspunkt des Komparators 43 am
Referenzspannungspegel befindet, die Frequenz, das Tastverhältnis und
die Jitterkomponente des Eingangssignals 23 im Komparatorausgangssignal
beibehalten.
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Der
Verstärker 44 verstärkt das
Eingangssignal mit einem festen Verstärkungsfaktor, und im Verstärkerausgangssignal
bleiben die Frequenz, das Tastverhältnis und die Jitterkomponente
des Eingangssignals unverändert
erhalten. Wenn der Amplitudenwert des Ausgangssignals aus dem Komparator 43 ausreichend
groß ist,
braucht der Verstärker 44 nicht
verwendet zu werden.
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Das
Wellenform-formatierte Ausgangssignal 30 aus dem Wellenformformatierer 41 wird
an die Abtastschaltung 14 angelegt, in der es durch das
Abtasttaktsignal aus dem Signalgenerator 32 abgetastet
wird. Die Frequenz fC des Abtasttaktsignals
wird auf einen Wert eingestellt, der sich geringfügig von 1/N
(wobei N eine ganz Zahl größer oder
gleich 1 ist) der Frequenz fM des zu messenden
Signals 23 unterscheidet, d.h. auf fC ≈ fM/N. Der Signalgenerator 32 kann
ein gewünschter
handelsüblich
erhältlicher
Generator für
ein synthetisiertes Signal sein, wie zuvor unter Bezug auf 2 ausgeführt. Um
eine einfache Bildung der Frequenz- und der Phasenbeziehung zwischen
dem formatierten Ausgangssignal 30 aus dem Wellenformformatierer 41 und
dem Abtasttaktsignal zu ermöglichen,
ist es empfehlenswert, das Referenzsignal aus dem Referenzsignalgenerator 31 zu verwenden,
um die in Messung befindliche Vorrichtung 11 und den Signalgenerator 32 in
Synchronisation zueinander zu steuern.
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Das
Ausgangssignal aus der Abtastschaltung 14 wird an den A/D-Umsetzer 24 und
an einen Phasendetektor 45 angelegt. Der Phasendetektor 45 erfaßt aus dem
Niveau des Eingangsabtastwerts den Zustand der Abtastung der vorderen
(hinteren) Flanke des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30. D.h.,
der Abtastpunkt des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 verschiebt
sich aufgrund der vorgenannten geringen Phasendifferenz nach und nach
auf der Wellenform des letzteren. Während der Abtastung des niederpegeligen
Abschnitts des Formatierungsausgangssignals 30 ist das
Abtastniveau gleich dem niedrigen Pegel, und dann, wenn beispielsweise
die vordere Flanke des Ausgangssignals 30 abgetastet wird,
ist das Abtastniveau höher
als der niedrige Pegel, was den Zustand der Abtastung der vorderen
Flanke des formatierten Ausgangssignals 30 anzeigt.
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Bei
Erfassung des Zustands der Abtastung der vorderen oder hinteren
Flanke des wellenformformatierten Ausgangssignals 30 liefert
der Phasendetektor 45 das erfaßte Ausgangssignal an die Abtasttaktsignalsteuerschaltung 34,
um sie so zu steuern, daß das
Abtasttaktsignal sie vom Signalgenerator 32 zum A/D-Umsetzer 24 durchlaufen
kann, der die Umsetzung der einzelnen Ausgangssignalabtastwerte aus
der Abtastschaltung 14 in digitale Daten beginnt. Diese
so umgesetzten Elemente digitaler Daten werden nacheinander in dem
Speicher 25 gespeichert. D.h., diese Ausführungsform
beinhaltet keine solche problematische Operation wie die Frequenzumsetzung
des Abtasttaktsignals vom Signalgenerator 32 in fM/N = fC unter unveränderter
Beibehaltung von dessen Phase, wenn der Phasendetektor 33 den Nulldurchgangspunkt
des Ausgangssignalabtastwerts erfaßt, wie zuvor unter Bezug auf 2 ausgeführt. In
anderen Worten führt
diese Ausführungsform die
Umsetzung der Ausgangssignalabtastwerte aus der Abtastschaltung 14 in
digitale Daten und deren Speicherung im Speicher 25 unter
Beibehaltung von fC ≈ fM/N
aus.
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In
dem Fall, in dem beispielsweise das Wellenform-formatierte Ausgangssignal 30 aus
dem Wellenformformatierer 41 die in 7A dargestellte
Wellenform aufweist und das Abtasttaktsignal aus dem Signalgenerator 32 so
ist, wie es in 7B dargestellt ist, wird der
Zustand der Abtastung der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30, wie durch die weißen Kreise angegeben, durch
den Phasendetektor 45 erfaßt, und das Abtastausgabesignal
(Abtastwert) der vorderen Flanke des formatierten Ausgangssignals 30 wird
von dem A/D-Umsetzer 24 in
digitale Form umgesetzt. Da die Frequenz fC des
Abtasttaktsignals so gewählt
wird, daß sie
sich von fM/N leicht unterscheidet, verschiebt sich
der Abtastpunkt nach und nach auf der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30, wie durch die weißen Kreise angegeben ist. Im
dargestellten Beispiel ist die Abtastfrequenz fC so gewählt, daß sie geringfügig kleiner
als 1/3 der Frequenz fM des zu messenden
Signals 23 ist, und der Abtastpunkt verschiebt sich auf
der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 bei jeder
Abtastung nach oben. Dies ist der Abtastung des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 des Signals 23 in Zeitintervallen
von Δt =
(N/fM) – (1/fC) äquivalent,
das ist die Differenz zwischen 1/fC und
N/fM, wie in 8 gezeigt.
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Die
Differenz zwischen fM/N und fC sowie
der Wert N werden so gewählt,
daß eine
erforderliche Anzahl P an Abtastwerten für eine ausreichende Jitterbeobachtung
bei der Abtastung der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 gewonnen wird. Solange die erforderliche
Anzahl P an Abtastwerten gewonnen wird, kann die Abtastung auf einen
beliebigen Bereich der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 begrenzt werden und braucht nicht mit
dem Nulldurchgang des mittleren Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 synchronisiert
werden, wie unten beschrieben. Übrigens
kann unter Steuerung des Phasendetektors 45 die Abtastung über die
gesamte Länge
der vorderen oder hinteren Flanke des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 ausgeführt oder
kann an einer beliebigen Position auf der vorderen oder hinteren
Flanke begonnen und nach Wiederholung der vorbestimmten Anzahl P
von Malen (beispielsweise zehn und mehr Male) beendet werden.
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Wenn
mehrere Elemente digitaler Daten der vorbestimmten Anzahl P oder
mehr Abtastwerte auf diese Weise im Speicher 25 gespeichert
sind, wird eine Abweichung der digitalen Daten der einzelnen Abtastwerte
von der Anstiegs- (oder Abfall)-Charakteristik des Wellenformformatierers 41,
was dem Anstieg (oder dem Abfall) der abgetasteten Daten entspricht,
von der Jittererfassungsanordnung 46 erfaßt. Eine
Charakteristik, die Variationen in einem Spannungswert V'(t) mit der Anstiegszeit
des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 repräsentiert, ist
konstant, wie in 9A als Beispiel gezeigt ist, und
sie ist idealerweise eine lineare Funktion (eine Gerade), d.h. eine
Funktion V'(t) =
at + b mit einem konstanten Gradienten α und einer Anfangsspannung b.
Demzufolge weist, wenn das zu messende Eingangssignal 23 niemals
Jitter enthält,
auch das wellenform-formatierte Ausgangssignal 30 keinen
Jitter auf, und die durch die weißen Kreise in 7A angegebenen
Abtastwerte V(tn) (wobei n = 0, 1, 2, ...) liegen
auf der Anstiegscharakteristik V'(t)
des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 aus dem
Wellenformformatierer 41. Außerdem sind die Abtastpunkte
auf der vorderen Flanke des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 ausgerichtet,
wie in 8 gezeigt, in der die Zeitachse bezüglich Δt komprimiert
ist. Wenn das zu messende Signal 23 jedoch Jitter enthält, enthält auch
das wellenform-formatierte Ausgangssignal 30 den gleichen
Jitter, und die Abtastwerte V(tn) werden
nach Maßgabe
des Jitters größer oder
kleiner als jene in Abwesenheit von Jitter gewonnenen. D.h. die
Abtastwerte V(tn) weichen von der Anstiegscharakteristik
V'(t) des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 ab, und die Folge von Abtastwerten V(tn) ändert
sich mit der Zeit (t), beispielsweise gemäß Darstellung in 9B,
bei der die Abszisse die Zeit bezüglich Δt repräsentiert.
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Somit
ergibt das Subtrahieren des Werts der Anstiegscharakteristik V'(t) zur entsprechenden
Zeit von den digitalen Daten V(tn) der einzelnen
Abtastwerte in 9B einen Jitterwert J'(tn)
= v(tn) – V'(t) = V(tn) – at – b. Der
Wert t wird bei Beginn der Eingabe in den A/D-Umsetzer 24 auf
Null gesetzt und bei jeder Abtastung um +Δt inkrementiert. Der so gewonnene
Jitterwert J'(tn) ist in 9C dargestellt.
Der Jitterwert J'(tn) wird im Anzeigeteil 27 angezeigt.
Auch in diesem Fall wird ein fester Offset- bzw. Versatzwert nach
Maßgabe
der Abtaststartposition zum abgetasteten Datenwert addiert. D.h.,
manchmal kann eine Zeitverzögerung
zwischen t von V(tn) und V'(t) vorhanden sein.
Somit ist es bevorzugt, einen Mittelwert Jm von
P Jitterwerten J'(tn) zu berechnen und als Jitterwert J(tn) = J'(tn) – Jm anzuzeigen, was ein Wert ist, der durch
Subtrahieren des Mittelwerts Jm von den einzelnen
Jitterwerten J'(tn) gewonnen wird. Alternativ kann ein quadratischer
Mittelwert (Effektivwert) des Jitterwerts berechnet und angezeigt
werden, wie es beim Stand der Technik der Fall ist.
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Die
Anstiegscharakteristik V'(t)
(= at + b) ist übrigens
vorab berechnet, aber nur ihre ungefähre Charakteristik braucht
vorabberechnet zu werden. Beispielsweise wird ein Signal mit einer
Frequenz in der Nähe
derjenigen des zu messenden Signals 23 und mit dem kleinstmöglichen
Jitter an den Wellenformformatierer 41 angelegt, dann wird
die vordere (oder hintere) Flanke des Formatiererausgangssignals
abgetastet, danach werden die Abtastwerte in einzelne Elemente digitaler
Daten umgesetzt, und die Charakteristik, die V'(t) (= at + b) approximiert ist, wird
aus den Elementen digitaler Daten durch die Methode der kleinsten
Quadrate berechnet.
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Der
Gradient α der
vorderen (oder hinteren) Flanke des Ausgangssignals 30 aus
dem Wellenformformatierer 41 hängt von der Schaltcharakteristik des
Komparators 43 ab. Der Gradient α braucht nur vorab berechnet
zu werden und braucht nicht für
jedes zu messende Signal gemessen zu werden. Das Maß an Jitter
könnte
mit hoher Genauigkeit durch Verwendung eines Komparators mit einer
steilen Schaltcharakteristik erfaßt werden, d.h. einem Komparator,
der ein wellenformformatiertes Ausgangssignal mit steiler vorderer
(oder hinterer) Flanke liefert.
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Der
Phasendetektor 45 kann seine Erfassungsoperation nur ausführen, wenn
Variationen in dem Eingangspegel an ihn einen bestimmten Wert überschreiten.
Demzufolge kann, wenn die Amplitude des zu messenden Signals 23 klein
ist, nicht erfaßt
werden, ob das Eingangssignal in den Phasendetektor 45 die
vordere oder hintere Flanke des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 ist,
und es kann kein Jitter gemessen werden. Dieses Problem kann jedoch
durch die Verwendung des Verstärkers 44 zum
Verstärken
der Amplitude des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 aus
dem Komparator 43 gelöst
werden. Des weiteren ist im Fall des Lesens der Abtastwerte im Phasendetektor 45 beispielsweise
vom Beginn bis zum Ende der vorderen Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30, wobei ΔV1 den
vom Phasendetektor 45 erfaßbaren Pegelunterschied repräsentieren soll,
der Bereich, über
den Jitter erfaßt
werden kann, ΔT1, wie in 10A gezeigt,
wenn die Amplitude des zu messenden Signals 23 klein ist
und auch das Wellenform-formatierte Ausgangssignal 30 eine
kleine Amplitude aufweist. Wenn jedoch das Wellenform-formatierte
Ausgangssignal 30 vom Verstärker 44 verstärkt wird,
so daß es
eine große
Amplitude aufweist, wie in 10B gezeigt,
wird der Bereich erfaßbaren
Jitters zu ΔT2, das größer als ΔT1 ist, was die Erfassung eines größeren Maßes an Jitter
ermöglicht.
Wenn die Frequenzcharakteristik des Verstärkers 44 nicht ausreichend
breit ist, wird die Anstiegscharakteristik verschwommen, d.h weniger
steil, wie in 10C gezeigt, wodurch das Maß an Jitter
erhöht
wird, das erfaßt
werden kann. In diesem Fall muß jedoch
die Anstiegscharakteristik (Gradient) des Ausgangssignals aus dem
Verstärker 44 vorab
berechnet werden, und diese Anstiegscharakteristik wird als V'(t) verwendet.
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Während vorstehend
die vordere oder hintere Flanke des Wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 vom
Phasendetektor 45 erfaßt
wird und die Abtastwerte von der Abtastschaltung 14 an
den A/D-Umsetzer 24 geliefert werden, ist es auch möglich, alle
Abtastwerte aus der Abtastschaltung 14 an den A/D-Umsetzer 24 zu
liefern, in dem die vordere oder hintere Flanke aus den eingegebenen
digitalen Daten erfaßt
wird. Die Schaltungsanordnung in diesem Fall ist in 11 gezeigt,
in der diejenigen Teile, die jenen in 5 entsprechen,
mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind. Die Abtasttaktsignalsteuerschaltung 34 und
der Phasendetektor 45 sind weggelassen, und alle von der
Abtastschaltung 14 gewonnenen Abtastwerte werden vom A/D-Umsetzer 24 in
digitale Form umgesetzt und im Speicher 25 gespeichert.
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Die
im Speicher 25 gespeicherten Elemente digitaler Daten werden
nacheinander aus ihm ausgelesen und an eine Datenauswahlanordnung 48 geliefert,
die digitale Daten der vorderen oder hinteren Flanke des Wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 auswählt.
Diese Auswahl folgt einer in 12 gezeigten
Prozedur. Die Datenauswahlanordnung liest zuerst die Elemente digitaler
Daten aus dem Speicher 25 nacheinander in der Reihenfolge
der Speicherung ein (S1), berechnet dann die Differenz zwischen
den aktuellen und den vorhergehenden Elementen der digitalen Daten
(S2) und führt
eine Überprüfung aus,
um zu sehen, ob die Differenz größer als
ein vorbestimmter Wert ist (S3). Für das erste in die Datenauswahlanordnung 48 eingegebene
Element digitaler Daten übersteigt.
jedoch die Differenz aufgrund der Abwesenheit von vorhergehenden
Daten den vorbestimmten Wert, und sie wird daher ignoriert. Wenn
die vorgenannte Dif ferenz nicht größer als der vorbestimmte Wert
ist, kehrt die Datenauswahlanordnung 48 zu Schritt S1 zurück und liest
das nächste
Element digitaler Daten ein. Die als nächstes einzugebenden Daten
können
solche sein, die unmittelbar nach den vorherigen Daten gespeichert
wurden, oder solche, die nach einer vorbestimmten Anzahl an Elementen
digitaler Daten gespeichert wurden. Die Elemente digitaler Daten
müssen
nicht immer einzeln in der Reihenfolge der Speicherung eingegeben
werden, sondern es kann eine vorbestimmte Anzahl an Elementen digitaler
Daten gleichzeitig eingegeben werden, wobei in diesem Fall ein Mittelwert
der eingegebenen Elemente digitaler Daten berechnet wird und die
Differenz zwischen den Mittelwerten der aktuellen und der unmittelbar
vorhergehenden eingegebenen mehreren Elementen von Daten berechnet
wird. Wenn in Schritt S3 festgestellt wird, daß die Differenz größer als
der vorbestimmte Wert ist, wird festgesetzt, daß die aktuell eingegebenen
digitalen Daten solche sind, die die vordere Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 von deren niederpegeligem Abschnitt
her oder die hintere Flanke von deren hochpegeligem Abschnitt her
erreicht haben, und die vorbestimmte Anzahl P an Elementen digitaler
Daten einschließlich
des aktuellen, die nacheinander in dem Speicher 25 gespeichert
wurden, wird aus diesem von der Datenauswahlanordnung 48 ausgelesen
und in die Jittererfassungsanordnung 46 eingegeben. Alternativ
wird die Festsetzung, daß das
aktuelle Element digitaler Daten die vordere oder hintere Flanke
des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 erreicht
hat, der Jittererfassungsanordnung 46 mitgeteilt, die aus dem
Speicher 25 eine vorbestimmte Anzahl an Elementen digitaler
Daten ausliest, die den aktuell eingegebenen Daten unmittelbar folgen.
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Die
Verarbeitung durch die Jittererfassungsanordnung 46 ist
gleich wie die zuvor unter Bezug auf die Ausführungsform von 5 beschriebene.
In diesem Fall kann eine vorab berechnete Version der Anstiegscharakteristik
(Abfallcharakteristik) V'(t)
des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 verwendet
werden, und wenn der vorab berechnete Wert nicht erzeugt ist, wird
die Charakteristik von einer Charakteristikberechnungsanordnung 49 aus den
von der Datenauswahlanordnung 48 ausgewählten Elementen digitaler Daten
berechnet und in der Jittererfassungsanordnung 46 verwendet.
Die Charakteristikberechnungsanordnung 49 verwendet die eingegebenen
Elemente von Daten dazu, durch die Methode der kleinsten Quadrate
eine ungefähre
Linie in ihrer Nähe
zu berechnen und verwendet die ungefähre Linie als die Charakteristik
V'(t). Für die gleiche Art
von zu messenden Signalen braucht die ungefähre Linie V'(t) nur einmal berechnet zu werden.
Außerdem
kann in diesem Fall Jitter selbst dann genau erfaßt werden,
wenn die Anstiegs- oder Abfallcharakteristik des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 aufgrund der Charakteristik des Komparators 43 selbst
oder des Durchgangs des Komparatorausgangssignals durch den Verstärker 44 von
der Geraden abweicht, und auch selbst dann, wenn die Anstiegs- oder Abfallcharakteristik
mit der Zeit oder aufgrund von Änderungen
der Umgebung variiert. Die Verwendung der ungefähren Linie durch die Charakteristikberechnungsanordnung 49 ist
auch bei der Ausführungsform
von 5 einsetzbar.
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Die
Jittererfassungsanordnung 46 folgt der in 13 gezeigten
Prozedur. Die Jittererfassungsanordnung 46 liest zuerst
die von der Datenauswahlanordnung 48 gelieferten Elemente
digitaler Daten oder die Elemente digitaler Daten V(t) vom Speicher 25 ein
(S1), berechnet dann die Differenz zwischen V(t) und V'(t). (S2) und speichert
die Berechnungsergebnisse J'(t)
in einer Speicheranordnung (S3), und wenn festgestellt wird, daß die Jittererfassungsanordnung 46 nicht die
vorbestimmte Anzahl an Datenelementen eingelesen hat (S4), kehrt
sie zu Schritt S1 zurück.
Wenn sie die vorbestimmte Anzahl an Datenelementen eingelesen hat,
liest die Jittererfassungsanordnung 46 die Differenzberechnungsergebnisse
J'(t) aus und berechnet
deren Mittelwert Jm (S5), berechnet dann
die Differenz J(t) zwischen dem Mittelwert Jm und
den einzelnen Differenzberechnungsergebnissen (S6) und berechnet
des weiteren einen Effektivwert Jrms aus
den Berechnungsergebnissen J(t) (S7).
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Die
Jittererfassungsanordnung 46, die Datenauswahlanordnung 48 und
die Charakteristikberechnungsanordnung 49 können auch
durch Ausführung
eines Programms mittels eines Mikrocomputers oder eines digitalen
Signalprozessors implementiert werden.
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Vorstehend
werden durch Einstellen der Frequenz fC des
Abtasttaktsignals auf einen von 1/N der Frequenz fM des
zu messenden Signals 23 geringfügig verschiedenen Wert die
Abtastpunkte auf der vorderen oder der hinteren Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 nach und nach verschoben, aber es ist
auch möglich,
die Nulldurchgangspunkte des mittleren wellenformformatierten Ausgangssignals 30 durch
den Wellenformformatierer 41 abzutasten, der zwischen die
in Messung befindliche Vorrichtung 11 und die Abtastschaltung 14 geschaltet
ist, wie durch die gestrichelte Linie in 2 angegeben
ist. In einem derartigen Fall wird der Jitter gewonnen, indem Ji = Vi/tanα aus dem
abgetasteten digitalen Datenwert Vi berechnet
wird, wie in 4 gezeigt. Das α ist der
Gradient der Anstiegscharakteristiklinie (oder Abfallcharakteristiklinie)
des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 aus dem
Wellenformformatierer 41, und die Anstiegs- oder Abfallcharakteristik
braucht nicht für
jedes zu messende Signal berechnet zu werden. Durch Abtasten der
Nulldurchgangspunkte des mittleren wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 wie
in diesem Beispiel ist es möglich,
den maximal erfaßbaren Jitter
innerhalb des Bereichs der vorderen (oder hinteren) Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 zu erfassen, aber es können auch nicht
auf den Nulldurchgangspunkten liegende Punkte abgetastet werden.
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Die
digitalen Daten können
auch in nachstehend beschriebener Weise im Speicher 25 gespeichert
werden. Wie in 14 gezeigt, bei der die Teile,
die jenen von 5 entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen
bezeichnet sind, werden die ausgegebenen Abtastwerte aus der Abtastschaltung 14 immer
von dem A/D-Umsetzer 24 in digitale Form umgesetzt, und
bei Erfassung der vorderen oder hinteren Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals 30 durch den Phasendetektor 45 in
zuvor beschriebener Weise wird eine Datenspeichertaktsignalsteuerschaltung 51 vom
Ausgangssignal aus dem Phasendetektor 45 so gesteuert,
daß ihn
die digitalen Daten aus dem A/D-Umsetzer 24 zur Speicherung
im Speicher 25 nur durchlaufen können, während der Phasendetektor 45 das
Erfassungsausgangssignal liefert, d.h., während erfaßt wird, daß der Absolutwert der Differenz
zwischen den vorhergehenden und den aktuellen Abtastwerten den vorbestimmten
Wert übersteigt.
Die Datenspeichertaktsignalsteuerschaltung 51 weist beispielsweise
einen eingebauten Adressenzähler
auf, der Abtasttaktsignale von dem Signalgenerator 32 zählt, während das
Erfassungsausgangssignal aus dem Phasendetektor 45 an ihn geliefert
wird. Der Zählwert
des Adressenzählers
wird als Adresse an den Speicher 25 geliefert, und jedes Mal,
wenn die Adresse um eine Stufe geändert wird, wird eine Schreibanweisung
an den Speicher 25 ausgegeben.
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In
dem Fall, in dem die ausgegebenen Abtastwerte von der Abtastschaltung 14 immer
vom A/D-Umsetzer 24 in
zuvor beschriebener Weise in digitale Form umgesetzt werden, kann
der Phasendetektor 45 aus einer Digitalschaltung gebildet
sein, wie in 14 gezeigt, in der ein digitaler
Phasendetektor 45' den
Phasendetektor 45 ersetzt, wie durch die gestrichelten
Linien angegeben ist, und der mit den ausgegebenen Digitaldaten
aus dem A/D-Umsetzer 24 beliefert wird. Da die Verarbeitung
in diesem Fall eine digitale Verarbeitung ist, wird das Schaltungsdesign leicht.
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Die
Datenspeichertaktsignalsteuerschaltung 51 und der digitale
Phasendetektor 45' sind
auch bei der Ausführungsform
von 2 einsetzbar, die den Wellenformformatierer 41 verwendet.
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Es
kann vorgesehen werden, die Anstiegs- oder Abfallcharakteristik
des wellenform-formatierten Ausgangssignals aus dem Wellenformformatierer 41 zu ändern, um
einen speziellen Typ der Charakteristikanpassung an jede beabsichtigte
Verwendung zu schaffen. Dies kann erzielt werden, indem selektiv eine
Mehrzahl von Wellenformformatierern verwendet wird, dessen Ausgangssignale
unterschiedliche Anstiegs- oder Abfallcharakteristika aufweisen.
Da der Komparator 43 konfiguriert ist, aufgrund eines Ladens
oder Entladens eines Ausgangskondensators mit konstantem Strom ein
hoch- oder niederpegeliges Ausgangssignal zu erzeugen, wenn der
Eingangsspannungspegel den Referenzspannungspegel kreuzt, ist es
auch möglich,
die Anstiegs- oder
Abfallcharakteristik des wellenform-formatierten Ausgangssignals 30 durch
Einstellen des Widerstandswerts der Konstantstromquelle zu ändern, um
den Wert des Ladens oder Entladens mit konstantem Strom zu ändern, oder
durch Auswählen
der Kapazität
des Ausgangskondensators. Eine Alternative besteht darin, die Ausgangsamplitude
des Wellenformformatierers 41 einzustellen – dies kann
dadurch erzielt werden, daß der
Verstärker 44 so
ausgelegt wird, daß seine
Verstärkung
veränderbar
ist. Die Jittermeßvorrichtung
der vorliegenden Erfindung kann auch durch Auswählen einer gewünschten
Kombination von mehreren Anstiegs- oder Abfallcharakteristika des
wellenform-formatierten Ausgangssignals und mehreren Amplitudenwerten
des wellenform-formatierten Ausgangssignals betrieben werden, wie
oben beschrieben.
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Vorstehend
wird, wenn Folgen abgetasteter digitaler Daten der abgetasteten
digitalen Daten zur Verwendung durch die Jittererfassungsanordnung 46 bezüglich dem
vorgenannten Δt
angeordnet werden, ein Ausgangssignal entsprechend der Wellenform von
einer vorderen oder einer hinteren Flanke des wellenform-formatierten
Ausgangssignals gewonnen, aber es kann auch vorgesehen werden, eine Mehrzahl
derartiger Ausgangssignale entsprechend der Wellenform der vorderen
oder der hinteren Flanke des formatierten Ausgangssignals zu gewinnen, d.h.,
es kann auch eine größere Anzahl
an Elementen abgetasteter digitaler Daten verwendet werden, um Jitter
zu ermitteln.
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Wie
zuvor ausgeführt,
ist die vorliegende Erfindung auch beim Test von Halbleiter-ICs
einsetzbar. In einem derartigen Fall ist der von der durch jeweils zwei
Punkte unterbrochenen Linie umgebene Teil 60 ein Halbleiter-IC-Tester,
und die in Messung befindliche Vorrichtung 11 ist ein Halbleiter-IC. Dann wird Jitter
in einem Taktsignal oder einem Logiksignal aus dem im Test befindlichen
IC 11 gemessen. Wie im Fall der Ausführungsformen von 2, 11 und 14 kann
die Funktion der Messung von Jitter im Ausgangssignal aus dem im
Test befindlichen IC 11 in den Funktionen des IC-Testers 60 enthalten
sein.
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Wie
oben beschrieben, verwendet die Jittermeßvorrichtung der vorliegenden
Erfindung nicht die PLL-Schaltung und das Oberwellensperrfilter,
die für jedes
verschiedene zu messende Signal eigens ausgelegt werden müssen, und
daher ist sie einfach herzustellen. Außerdem kann, da die Anstiegs-
oder Abfallcharakteristik der einzelnen zu messenden Signale nicht
berechnet zu werden braucht, die Jittermeßzeit entsprechend reduziert
werden.
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Es
ist ersichtlich, daß viele
Modifikationen und Variationen ausgeführt werden können, ohne den
Bereich der neuen Konzepte der vorliegenden Erfindung zu verlassen.