DE2836723A1

DE2836723A1 - Zeitsteuerschaltung

Info

Publication number: DE2836723A1
Application number: DE19782836723
Authority: DE
Inventors: Felix Aschwanden
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1977-08-22
Filing date: 1978-08-22
Publication date: 1979-03-22
Also published as: FR2401557A1; US4182994A; GB2003300B; GB2003351B; GB2003351A; JPS5456349A; DE2836724A1; US4204173A; GB2003300A; SE7808664L; FI782483A; JPS5445510A; FR2401559A1; IT7826896A0

Description

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Zeitsteuerschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf Zeitsteuerschaltungen zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen, deren Dauer eine Analoginformation darstellt.

Es ist eine Reihe von Meß- und Steuersystemen bekannt, die Zeitsteuerschaltungen zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses verwenden, dessen Dauer einer Analoginformation entspricht. Beispielsweise kann ein Digitalvoltmeter eine solche Schaltung mit einem Komparator verwenden, um einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, dessen Dauer davon abhängt, wann eine rampenförmige Bezugsspannung eine zu messende unbekannte Gleichspannung übersteigt. Der Ausgangsimpuls wird einem Zähler zugeführt, und seine Dauer bestimmt den im Zähler auflaufenden Zählstand. Der Zähler ist mit einer Digitalanzeige gekoppelt, welche eine dem aufgelaufenen Zählerstand entsprechende Dezimalzahl anzeigt. Weiterhin kann eine Zeitsteuerschaltung in einem PLL-Abstimmsystem (PLL= phase locked loop) zur Erzeugung eines Oszillatorsignals für einen Empfänger verwendet werden, wie er beispielsweise in der US-PS 4 097 810 beschrieben ist. Bei diesem Abstimmsystem erzeugt eine Zeitsteuerschaltung Ausgangsimpulse, deren Dauer durch die Einstellung eines Potentiometers bestimmt wird. Die Ausgangsimpulse werden einer programmierbaren Teilerschaltung zugeführt, welche die Frequenz des Oszillators durch einen zu dieser Frequenz in Beziehung stehenden programmierbaren Faktor teilt. Dieser Faktor wird durch die Dauer

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-8-des Ausgangsimpulses bestimmt.

Ein solches System ist empfindlich gegen Fehler in Form von Zitterschwankungen (jitter) oder kurzzeitigen Änderungen der Dauer des Ausgangsimpulses, wie sie etwa durch Rauschen bedingt sind. Bei einem Digitalvoltmeter können sich solche Zitterschwankungen in einer flackernden Anzeige der Digitalanzeigeeinrichtung äußern, selbst wenn die unbekannte Spannung relativ stabil ist. Bei einem Abstimmsystem der oben erwähnten Art verursachen solche Schwankungen ein Hin- und Herspringen der Oszillatorfrequenz zwischen benachbarten Sendern entsprechenden Frequenzwerten.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält die Schaltung einen ersten Rampengenerator zur Erzeugung eines ersten rampenförmigen Eingangssignals. Ferner wird ein zweites Eingangssignal erzeugt, und aufgrund beider Eingangssignale erzeugt eine Vergleichsschaltung ein Ausgangssignal, das einen ersten Wert hat, wenn das erste Eingangssignal größer als das zweite ist, und welches im umgekehrten Fall einen zweiten Wert hat.

Eine Korrekturschaltung erzeugt ein Steuersignal, welches der Dauer eines dieser beiden Pegelwerte entspricht. Eine Verschiebungsschaltung verschiebt eines der beiden Eingangssignale gegenüber dem anderen unter Steuerung durch das Korrektursignal, um Veränderungen der Dauer zu vermindern. Eine Nutzschaltung verarbeitet das Ausgangssignal.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigt

Fig. 1 teilweise in Blockform ein Schaltbild eines Digitalvoltmeters mit einem Analog/Digital-Konverter (A/D-Konverter) unter Verwendung der erfindungsgemäßen Zeitsteuerschaltung;

Fig. 2A und 2B Signalformen zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Zeitsteuerschaltung, wie sie in dem A/D-Konverter gemäß Fig. 1 verwendet ist; und

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Fig. 3 ein teilweise in Blockform ausgeführtes Schaltbild eines Abstimmsystems unter Verwendung der erfindungsgemäßen Zeitsteuerschaltung. Hierbei wird gleichzeitig auf die Fig. 1, 2A und 2B Bezug genommen.

Das in Fig. 1 veranschaulichte Digitalvoltmeter enthält einen Digital/Analog-Konverter, in welchem durch einen kristallgesteuerten Oszillator 112 erzeugte Taktimpulse dem Takteingang (C) eines vierstufigen BinärZählers 114 zugeführt werden. Jede der vier Stufen des Zählers 114 erzeugt ein entsprechendes Binärsignal, dessen hohem Pegel die Potenz 2 entspricht. Zusammen stellen die Binärsignale den im Zähler 114 aufgelaufenen Zählstand dar. Bei Zuführung aufeinanderfolgender Taktimpulse zählt der Zähler 114 in Beträgen von 1 zwischen 0 und 15. Die durch den Zähler 114 erzeugten Binärsignale werden Steuereingängen entsprechender Schalter S1, S2, S3 und S4 zugeführt, die geschlossen werden, wenn das betreffende Binärsignal seinen hohen Pegel hat. Beim Schließen eines der Schalter S1, S2, S3 und S4 wird eine von einer Bezugsspannungsquelle 116 gelieferte negative Bezugsspannung VR über einen der Widerstände R1, R2, R3 oder R4 einem invertierenden Eingang ((-)Eingang)eines Operationsverstärkers 118 zugeführt. Die Werte der Widerstände R1 bis R4 stehen im Verhältnis 1:2:4:8. Ein zwischen den invertierenden Eingang des Verstärkers 118 und seinem Ausgang gekoppelter einstellbarer Widerstand R5 wird zur Teilung bzw. Kalibrierung der nachfolgend als Vergleichsspannung VC bezeichneten Spannung verwendet, die am Ausgang des Verstärkers 118 entsteht. Die Vergleichsspannung VC ist allgemein eine rampenförmige Spannung, deren Größe vom Schließen der Schalter S1 bis S4 abhängt. Wenn der Zählstand des Zählers 114 ansteigt, steigt insbesondere die Spannung VC stufenweise an, wie dies die Treppenform gemäß den Fig. 2A und 2B zeigt.

Der Ausgang des Verstärkers 118 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang ((+)Eingang) eines Spannungskomparators 120 verbunden. Eine unbekannte Gleichspannung VM, welche gemessen werden soll, wird dem invertierenden Eingang ((-)Eingang) des Komparators 20 über einen Eingangsanschluß 122 zugeführt. Die Ausgangsspannung

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VO des !Comparators 120 wird einem Verriegelungseingang eines Registers 124 zugeführt. Übersteigt die Vergleichsspannung VC die zu messende Spannung VM, dann ändert sich die Ausgangsspannung VO von einem relativ kleinen Wert auf einen relativ großen Wert. Die Änderung der Spannung VO hat zur Folge, daß das Register 124 die vom Zähler 114 erzeugten Binärsignale speichert, welche den zu diesem Zeitpunkt akkumulierten Zählerstand darstellen. Die im Register 124 gespeicherten Binärsignale werden einer Anzeigeeinheit 126 zugeführt, welche die von ihnen dargestellte Dezimalzahl anzeigt. Da das Register 124 die Binärsignale speichert, welche den Zählerstand darstellen, bei welchem die Spannung VC die Spannung VM übersteigt, gibt die angezeigte Zahl die Spannung VM wieder.

Fehler infolge von Rauschen oder anderen Kurzzeitstörungen können entsprechende, manchmal als Jitter bezeichnete Kurzzeitänderungen der Dauer des niedrigen Pegels der Spannung VO zur Folge haben. Aus diesem Grunde kann der im Register 124 gespeicherte Zählerstand sich verändern, beispielsweise in der letzten Stelle (also der Position 2 ), und die Anzeige wird unstet. Insbesondere wenn die Spannung VM sich gegenüber der Spannung VC zwischen aufeinanderfolgenden Zählperioden infolge von der Spannung VM überlagerten Störungen oder von Komponenten des A/D-Konverters intern hervorgerufenen Störungen ändert, kann der Zählstand, bei welchem die Spannung VO ihren Pegel ändert, entsprechend den Änderungen unterworfen sein. Beispielsweise übersteigt - mit Bezug auf Fig. 2A - während der Zählperiode P1 die Größe der Spannung VC die Spannung VM zu Beginn des neunten Taktimpulses, und damit dauert der Niedrigpegelabschnitt der Spannung VO zwischen T1 und T2 acht Taktimpulse. Wenn die Größe der Spannung VM während aufeinanderfolgender Taktperioden P2 leicht abfällt, so daß die Spannung VC die Spannung VM zu Beginn des achten Taktimpulses statt des neunten Taktimpulses übersteigt, dann ist der Niedrigpegelabschnitt der Spannung VO zwischen T3 und T4 sieben Taktimpulse lang, also einen Taktimpuls kürzer als das entsprechende Zeitintervall zwischen T1 und T2. Daher ist der im Register 120 gespeicherte Zählstand während der Zählperiode P2 niedriger als

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während der Zählperiode P1.

Zur Reduzierung von Kurzzeitänderungen der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO infolge von der Spannung VM überlagerten Störungen könnte man die Spannung VM sieben. Dies würde aber nichts gegen Störungen helfen, die durch Komponenten des A/D-Konverters selbst bedingt sind. Zur Reduzierung der Jitter-Störungen während der Dauer des Niedrigpegelabschnittes des Signals VO infolge von beiden Störungsquellen i°st im A/D-Konverter gemäß Fig. 1 ein Tiefpaßfilter 128 zwischen den Ausgang des Komparators 120 und den nichtinvertierenden (+)Eingang des Verstärkers 118 zur Erzeugung einer Hysteresekorrekturspannung VH eingefügt, welche die Vergleichsspannung VC gegenüber der Meßspannung VM verschiebt und somit für eine Kompensation von Kurzzeitstörungen einer dieser beiden Spannungen gegenüber der andern sorgt. Der Ausdruck Hysterese wird verwendet, da der Momentanwert der Korrekturspannung VH davon abhängt, ob die Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO sich während der letzten Zählperiode vergrößert oder verkleinert hat. Speziell ist der Momentanwert der Korrekturspannung VH umgekehrt proportional der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO (oder direkt proportional der Dauer des Hochpegelabschnittes der Spannung VO). Wie Fig. 2A zeigt, führt eine Verkürzung der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO zwischen T3 und T4 in der Zählperiode P2 um einen Taktimpuls gegenüber der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO zwischen T1 und T2 in der Zählperiode P1 infolge eines leichten Absinkens der Größe der Spannung VM zu einer Vergrößerung der Hysteresespannung VH um einen entsprechenden Betrag £VH in der Zählperiode P3. Damit wird die Vergleichsspannung VC um einen Betrag AVH in der Zählperiode P3 nach unten geschoben, und in dieser Zählperiode übersteigt daher die Spannung VC wiederum die Spannung VM zu Beginn des neunten Taktimpulses, und der Niedrigpegelabschnitt der Spannung VO zwischen T5 und T6 ist in der Zählperiode P3 ebenfalls wie in derZählperiode P1 acht Taktimpulse lang.

Fig. 2B stellt die gegenteilige Situation dar wie Fig. 2A. Wäh-

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rend also in der Zählperiode Pl der Niedrigpegelabschnitt der
Spannung VO zwischen T1 und T2 sieben Taktimpulse gedauert hat, beträgt die Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO
zwischen T3 und T4 im Zählintervall P2 acht Taktimpulse, weil die Spannung VM leicht abgesunken ist. Infolge der Verlängerung des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO um einen Taktimpuls sinkt die Hysteresespannung VH um einen entsprechenden Betrag ^VH ab, und die Vergleichsspannung VC wird um AVH nach oben verschoben. Die Spannung VC übersteigt also wiederum die Spannung VM zu Beginn des achten Taktimpulses, und der Niedrigpegelabschnitt der Spannung VO ist in der Zählperiode P3 zwischen T5 und T6 sieben Taktimpulse lang, wie es auch in der Zählperiode P1 der Fall war.

Während die Größe der Korrekturspannung VH im Normalzustand bei einer bestimmten Größe der Meßspannung VM direkt proportional
der Anzahl von Taktimpulsen ist, die aufgetreten sind, wenn die Spannung VC die Spannung VM überstiegen hat, wird die Änderung
der Korrekturspannung δ VH bestimmt durch die Amplitude und das
Feststellen von Jitterstörungen während der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO und ist unabhängig von der
normalen Größe (Dauerzustand) der Spannung VH. Bei einer bestimmten Größe der Spannung VM ergibt sich also keine Änderung von
VH, solange während der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der
Spannung VO praktisch kein Jitter auftritt.

Das Tiefpaßfilter 128 ist in Fig. 1 aus einem Widerstand R6 und einem Kondensator C1 sowie einem Spannungsteiler mit den Widerständen R7 und R8 aufgebaut. Die Werte der Widerstände R7 und R8 bestimmen die Größe der Hysteresekorrekturspannung VH und werden zweckmäßigerweise so gewählt, daß die Vergleichsspannung VC nur um einen Betrag für die Kompensierung (also Umkehrung) der Jitterstörungen während der Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Spannung VO infolge von relativ kleinen Störungen der Spannung VM
gegenüber der Spannung VC verschoben wird und von normalen Änderungen der Spannung VM gegenüber der Spannung VC nicht nennenswert beeinflußt wird.

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Eine Hystereseschaltung der im Zusammenhang mit dem A/D-Konverter gemäß Fig. 1 beschriebenen Art kann auch für andere Anwendungsfälle eingesetzt werden, um Jitterstörungen bei der Dauer eines ImpulsSignaIs zu verringern. Ein zweckmäßiges Anwendungsgebiet ist beispielsweise ein Abstimmsystem gemäß der US-PS 4 097 810, wo die Dauer eines Impulssignals zur Bestimmung der Frequenz eines im Abstimmsystem erzeugten Oszillatorsignals verändert wird. Einzelheiten hierzu seien nun anhand eines in Fig. 3 dargestellten Rundfunkempfängers erläutert.

Bei dem in Fig. 3 dargestellten Empfänger werden von einer Antenne 312 empfangene, Toninformationen enthaltene Hochfrequenzsignale durch eine Verarbeitungsschaltung 314 verstärkt und ausgefiltert. Eine Mischschaltung 316 überlagert die so behandelten HF-Signale mit Oszillatorsignalen, deren Frequenz sich nach dem gewünschten Sender richtet, und es wird ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt, das mit Hilfe eines ZF-Verstärkers 318 verstärkt und gefiltert wird. Ein Demodulator leitet aus diesem ZF-Signal ein Tonfrequenzsignal ab, das nach Filterung und Verstärkung über einen Tonkanal 322 einem Lautsprecher 324 zugeführt wird.

Das Oszillatorsignal wird von einem spannungsgesteuerten Oszillator 326 in Abhängigkeit von einer Steuerspannung erzeugt, die von einem PLL-Abstimmsystem 328 erzeugt wird. Dieses System enthält einen Vorteiler 330 zur Teilung der Frequenz des Oszillatorsignals um einen vorbestimmten Faktor, der so gewählt ist, daß die Frequenz des Ausgangssignals zu den Frequenzgrenzen eines programmierbaren Teilers 332 paßt, dem es zugeführt wird. Der programmierbare Teiler 332 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des Vorteilers 330 um eine Zahl N, die durch die gewünschte Station bestimmt wird. Das Ausgangssignal des programmierbaren Zählers 332 wird einem Eingang eines Phasenkomparators 334 zugeführt. Ein von einem Referenzteiler 336 in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal eines kristallgesteuerten Oszillators 338 erzeugtes Bezugsfrequenzsignal wird einem anderen Eingang des Phasenkomparators 334 zugeführt. Dieser erzeugt ein Fehlersignal entsprechend Phasen- und Frequenzabweichungen zwischen seinen beiden Eingangssignalen. Das

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Fehlersignal wird durch ein Tiefpaßfilter 340 gefiltert, so daß eine Steuerspannung für den Oszillator 326 entsteht, die sich verändert, wenn das Ausgangssignal des programmierbaren Teilers 332 und das Bezugsfrequenzsignal im wesentlichen dieselbe Frequenz haben. Dann besteht zwischen der Frequenz f_T„ des Oszillator signals und der Bezugsfrequenz fjvg-p die Beziehung

^f LO ⁼ ^REF <¹>

Der programmierbare Teiler 332 hat einen Eingangsschalter 342, mit Hilfe dessen das Ausgangssignal des Vorteilers 320 wahlweise einem Teiler 344 zuführbar ist, der die Frequenz des ihm zugeführten Signales durch einen festen Faktor M teilt, so daß er nach je M-Ausgangsimpulsen des Vorteilers 230 ein Ausgangssignal liefert. Eine Zeitintervall-Steuerschaltung 346 erzeugt einen negativ gerichteten Ausgangsimpuls bei jedem Ausgangsimpuls des Teilers 344. Während dieses Ausgangsimpulses werden vom Eingang des Teilers 344 mittels des Eingangsschalters 342 X-Ausgangsimpulse des Vorteilers 340 ausgekoppelt. Der Teiler 344 erzeugt daher für jeweils N = X + M Ausgangsimpulse des Vorteilers 330 einen Ausgangsimpuls, wobei X von der Dauer des negativ gerichteten Impulses der Schaltung 346 abhängt. Außerdem werden während des negativ gerichteten Ausgangsimpulses der Schaltung 346 die vom Eingang des Teilers 344 ausgekoppelten X-Ausgangsimpulse des Vorteilers 330 einer Anzeigeeinheit 348 zugeführt, wo sie für eine Anzeige des eingestellten Senders gezählt werden.

Die Zeitintervall-Steuerschaltung 346 ist in der gleichlaufenden US-Patentanmeldung 925,655 vom 17. Juli 1978 beschrieben. Sie enthält einen über einen Kondensator C1 liegenden Schalter ST. Bei jedem Ausgangsimpuls des Teilers 344 schließt der Schalter ST und entlädt dabei den Kondensator C1. Nach dem Ende jedes Ausgangsimpulses des Teilers 344 öffnet der Schalter ST, so daß der Kondensator C1 aus einer Konstantstromquelle 350 aufgeladen werden kann. Dabei entsteht eine linear ansteigende Spannung am Kondensator CI, die dem nichtinvertierenden (+)Eingang eines Spannungskomparators 352 zugeführt wird, der beispielsweise eine integrier-

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te Schaltung vom Typ CA313O der RCA Corporation sein kann. Der invertierende (-)Eingang des Spannungskomparators 352 ist mit dem Abgriff eines Potentiometers RV verbunden, das in Reihe mit einem Widerstand R1 zwischen einer positiven Betriebsspannung VB und Masse liegt.

Wenn die am Kondensator C1 entstehende Spannung die Spannung am Abgriff des Potentiometers RV übersteigt, dann springt die Ausgangsspannung des Komparators 352 von einem relativ niedrigen Wert auf einen relativ hohen Wert. Die Ausgangsspannung des Komparators 352 hat somit einen Niedrigpegelabschnitt, der von der Rückflanke des entsprechenden Ausgangsimpulses des Teilers 344 bis zu dem Zeitpunkt dauert, wo die Spannung am Kondensator C1 praktisch gleich der Spannung am Abgriff des Potentiometers RV wird. Die Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Ausgangsspannung des Komparators 352 ist direkt abhängig vom Widerstandswert des Potentiometers RV zwischen dessen Abgriff und Masse.

Diese Dauer kann sich infolge von Einflüssen von Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen verändern. Zur Verringerung solcher Veränderungen wird ein durch den Bezugsteiler 336 erzeugter Bezugstriggerimpuls dem Steuereingang des Schalters ST während eines Vergleichsintervalls zwischen den vom Teiler 344 erzeugten Ausgangsimpulsen zugeführt. Infolge der Referenztriggerimpulse schließt der Schalter ST. Nach Ende des Referenztriggerimpulses entsteht am Kondensator C1, wenn dieser aus der Konstantstromquelle 350 aufgeladen wird, eine linear anwachsende Spannung. Zur gleichen Zeit koppelt der Schalter S1 den invertierenden Eingang des Spannungskomparators 352 mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes R1 und des Potentiometers RV anstatt mit dem Abgriff des Potentiometers RV. Als Folge davon hat die Dauer des Niedrigpegelabschnittes der Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung 352, welche während des Vergleichsintervalls aufgrund des Referenztriggerimpulses erzeugt ist, einen Maximalwert.

Zu einer vorbestimmten Zeit nach den Referenztriggerimpulsen wird vom Referenzteiler 336 ein Referenzζeitimpuls erzeugt. Das Zeit-

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intervall zwischen der Rückflanke des Referenztriggerimpulses und der Mitte des Referenzzeitimpulses wird gleich dem Nominalwert der maximalen Dauer des Niedrigpegelabschnitt.es der Ausgangsspannung des !Comparators 352 gewählt. Der Referenzzeitimpuls wird dem Steuereingang eines Schalters S2 zugeführt, der zwischen dem Ausgang des Spannungskomparators 352 und einem Tiefpaßfilter 354 liegt und dazu dient, Koinzidenz zwischen der Mitte des Referenzzeitimpulses und dem Ende des auf die Referenztriggerimpulse hin erzeugten Niedrigpegelabschnittes der Ausgangsspannung des !Comparators 352 festzustellen. Wenn der Niedrigpegelabschnitt nicht vor Mitte der Referenzzeitimpulse endet, dann wird dem Tiefpaßfilter 354 ein Impuls zugeführt, dessen Polarität die Richtung der Abweichung wiedergibt. Das Tiefpaßfilter 354 filtert den vom Schalter ST erzeugten Impuls zu einer Steuerspannung, die der Stromquelle 350 zur Veränderung des von ihr erzeugten Stromes in einem solchen Sinne zuführt, daß Fehler der Dauer des Niedrigpegelabschnittes des Ausgangssignals des !Comparators 352 infolge von Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen reduziert werden.

Zwischen den Ausgang des !Comparators 352 und den Daten (D)-Eingang eines D-Flipflops (FF) 356 ist ein Schalter S3 eingefügt, der normalerweise geschlossen ist. Der negativ gerichtete Ausgangsimpuls der Zeitintervallsteuerschaltung 346 wird am Q-Ausgang des D-Flipflops 356 erzeugt. Der Ausgang des Vorteilers 330 ist mit dem Takteingang C des Flipflops 356 verbunden. Der Spannungswert am D-Eingang des Flipflops 356 wird unter Steuerung durch die Vorderflanke jedes positiv gerichteten Ausgangsimpulses des Vorteilers 330 auf seinen Q-Eingang übertragen. Die Dauer des negativ gerichteten Ausgangsimpulses der Schaltung 346 beginnt also mit der Vorderflanke des ersten positiv gerichteten Ausgangsimpulses des Vorteilers 330, welcher auftritt, nachdem die Ausgangsspannung des Komparators 352 von ihrem hohen auf ihren niedrigen Pegel übergeht, und endet mit der Vorderflanke des ersten positiv gerichteten Ausgangsimpulses des Vorteilers 330, der auftritt, nachdem die Ausgangsspannung des Komparators 352 von ihrem niedrigen auf ihren hohen Wert gewechselt hat. Während

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des Vergleichsintervalls ist der Schalter S3 geöffnet und trennt die Ausgangsspannung des Komparators 352 vom D-Eingang des Flipflops 356 ab, so daß die Pegeländerungen im Ausgangssignal des Komparators 352 während des Vergleichsintervalls die Dauer des negativ gerichteten Impulses der Zeitintervallschaltung 346 nicht beeinflussen.

Wenn die Ausgangsspannung des Komparators 352 zu einem mit der Vorderflanke des entsprechenden positiv gerichteten Ausgangsimpulses des Vorteilers 330 praktisch zusammenfallenden Zeitpunkt ihren Wert ändert, dann kann der Flipflop 356 seinen Zustand nicht richtig ändern, bis der nächste positiv gerichtete Ausgangsimpuls des Vorteilers 330 auftritt. Daher kann die Dauer des negativ gerichteten Ausgangsimpulses der Zeitintervall-Steuerschaltung einer Kurzzeitstörung oder Jitterstörung unterworfen sein, die gleich dem Zeitintervall zwischen den Vorderflanken der beiden positiv gerichteten Ausgangsimpulse des Vorteilers 330 ist. Damit kann sich X um 1 gegenüber seinem Nominalwert ändern und eine entsprechende Veränderung von N und der Frequenz des Oszillatorsignals hervorrufen.

Um solche Jitterstörungen von der Dauer der negativ gerichteten Ausgangsimpulse der Schaltung 346 zu reduzieren, koppelt man ein Tiefpaßfilter 358 zwischen den Q-Ausgang des Flipflops 356 und einen Null-(N) Eingang des Komparators 352. Die am Q-Ausgang des Flipflops 356 erzeugte Spannung ist das Komplement von der am Q-Ausgang auftretenden Spannung. Die Filterschaltung 358 filtert die Spannung am Q-Ausgang des Flipflops 356 zu einer Hysteresekorrekturspannung, die dem N-Eingang des Komparators 352 zugeführt wird, um die Spannungsdifferenz zwischen seinen Eingängen zu bestimmen, bei welcher er seine Ausgangsspannung ändert. Damit verschiebt also die Hysteresespannung die rampenförmige Vergleichsspannung, die am nichtinvertierenden (+)Eingang des Komparators 352 erzeugt wird, gegenüber der relativ festen Spannung an seinem invertierenden (-)Eingang zur Kompensation von Jitterstörungen während der Dauer des negativ gerichteten Ausgangsimpulses der Zeitintervall-Steuerschaltung 346, welcher

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am Q-Ausgang des Flipflops 356 liegt.

Die Filterschaltung 358 ist ähnlich der Filterschaltung 128 des A/D-Konverters aus Fig. 1 und enthält ein Tiefpaßfilter mit einem Widerstand R2 und einem Kondensator C2 sowie einen Spannungsteiler aus Widerständen R3 und R4, deren Werte die Größe der dem N-Eingang des !Comparators 352 zugeführten Hysteresekorrekturspannung bestimmen.

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Claims

BR. CJETER V. BJ3ZO?,D O Q Q C 7 O ^

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ Z O O O I LO

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERESIA-STRASSE 22

POSTFACH 8β0ββ8 D-SOOO MUENCHEN 86

TELEFON OSO/47 0008 47 OS 10

TELBX 022638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 72,227/Sch/Vu
Brit. Anm. Nr. 35167/77
vom 22. August 1977

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

(1)J Schaltungsanordnung mit einem ein rampenförmiges erstes Eingangssignal erzeugenden Rampengenerator und einer ein zweites Eingangssignal liefernden Anordnung sowie mit einer Vergleichsschaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals aufgrund der beiden Eingangssignale, welches einen ersten Pegel hat, wenn die Größe des ersten Eingangssignals die Größe des zweiten Eingangssignals übersteigt, und welches einen zweiten Pegel hat, wenn die Größe des zweiten Eingangssignals die Größe des ersten Eingangssignals tibersteigt, gekennzeichnet durch

- eine Korrekturschaltung (128,328) zur Erzeugung eines Steuersignals entsprechend der Dauer eines der beiden Pegel,

- einer Verschiebungsschaltung (VH-Eingang von 118, N-Eingang von

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POSTSCHECK MUNCHXN NB. 69148800 ■ BANKKONTO HYPOBANK ItUNCHEN (BLZ 70030040) KTO. 60603578 78

ORIGINAL INSPECTED

352) zur Verschiebung eines der beiden Eingangssignale gegenüber dem anderen unter Steuerung durch das Korrektursignal zur Reduzierung einer Veränderung dieser Dauer und

- eine Nutzungsschaltung (126,348) zur Ausnutzung des Ausgangssignals.
2) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Rampengenerator folgende Bauteile aufweist:

eine Taktschaltung (122) zur Erzeugung von Taktimpulsen,

einen Zähler (114), der bei Zuführung der Taktimpulse eine
Mehrzahl von Binärsignalen erzeugt, die jeweils eine entsprechende Potenz der Zahl 2 darstellen und zusammen die Zahl der vom Zähler gezählten Taktimpulse wiedergeben,

- eine Mehrzahl von Widerständen (R1,R2,R3,R4), deren jeweiliger Widerstandswert in Beziehung zu einer entsprechenden Potenz
von 2 steht,

eine Bezugsspannungsquelle (116),

eine Summierschaltung (118) mit einem ihr zugeführte Signale
summierenden Eingang, und

eine Mehrzahl von Schaltern (S1,S2,S3,S4) zum wahlweisen Ankoppeln der Bezugsspannung an die Summierschaltung über einen zugehörigen der Widerstände in Abhängigkeit von einem zugehörigen der Binärsignale zur Erzeugung des ersten Eingangssignals und

daß die Nutzungsschaltung enthält;

- ein Register (124) zum Speichern der Binärsignale, die von dem Zähler erzeugt werden, wenn das Ausgangssignal sich von einem
seiner beiden Pegel auf den anderen ändert, und

- eine Anzeigevorrichtung (126) zur Anzeige einer Dezimalzahl,
welche den im Register gespeicherten Binärsignalen entspricht.
3) Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung einen Operationsverstärker (118) mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang, daß der Schal-

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ter die Bezugsspannung auf einen dieser beiden Eingänge und daß die Korrekturschaltung das Korrektursignal auf den anderen dieser beiden Eingänge koppelt.
4) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung einen Spannungskomparator (352) enthält, der einen invertierenden (-) und einen nichtinvertierenden (+) Eingang sowie einen Ausgang und einen Nulleingang (N) zur Bestimmung des Spannungsunterschiedes zwischen dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang, bei welchem die am Ausgang auftretende Spannung ihren Pegel wechselt, aufweist, daß das erste Eingangssignal einem der beiden invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingänge zugeführt wird, daß das Gleichspannungssignal dem anderen dieser beiden Eingänge zugeführt wird und daß das Korrektursignal dem Nulleingang zur Bestimmung der Spannungsdifferenz zugeführt wird.
5) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung ein Gleichspannungssignal erzeugt, daß eine Quelle von Synchronisierimpulsen (338) und eine Synchronisierschaltung (346) zur Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals vorgesehen sind, das einen ersten Pegel einnimmt, wenn eine vorbestimmte Flanke des Synchronisierimpulses, der nach dem ersten Ausgangssignal auftritt, sich von seinem zweiten Pegel auf seinen ersten Pegel ändert, und das einen zweiten Pegel einnimmt, wenn die vorbestimmte Flanke des.Synchronisierimpulses sich nach dem ersten Ausgangssignal von ihrem ersten Pegel auf ihren zweiten Pegel ändert, wobei der Pegel des zweiten Ausgangssignals mehrdeutig ist, wenn der Pegel des ersten Ausgangssignals sich praktisch in Koinzidenz mit der vorbestimmten Flanke des Synchronisierimpulses befindet.
6) Schaltung nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung ein Tiefpaßfilter (128,358) enthält.

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-A-
7) Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisierschaltung einen D-Flipflop (356) mit einem Takteingang, welchem die Synchronisierimpulse zugeführt werden, einem Dateneingang, welchem das erste Ausgangssignal zugeführt wird und mindestens einem Ausgang, an welchem das zweite Ausgangssignal entsteht, enthält.
8) Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Rampengenerator enthält:

- eine Kapazität (C1),

- eine Stromquelle (350) zur Erzeugung eines Ladestroms für die Kapazität, aufgrund dessen das rampenförmige Signal erzeugt wird,

- eine Eingangstriggerimpulsquelle (336) und

- einen Überbrückungsschalter (ST), der mit der Kapazität gekoppelt ist und diese unter Steuerung durch die Eingangstriggerimpulse entlädt,

- und daß die zweite Schaltung einen mit einer Betriebsspannungsquelle (VB) gekoppelten veränderbaren Widerstand (RV) zur Erzeugung des Gleichspannungssignals enthält.
9) Schaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch die Merkmale

- die Synchronisierimpulsquelle enthält einen gesteuerten Oszillator (326), dessen Oszillatorsignal in seiner Frequenz durch ein Steuersignal steuerbar ist,

- die Triggerimpulsquelle enthält einen programmierbaren Frequenzteiler ( 332) zur Teilung der Frequenz des Oszillatorsignals durch einen programmierbaren Faktor zur Erzeugung eines frequenzgeteilten Oszillatorsignals, in welchem während jedes Zyklus ein Eingangstriggersignal auftritt,

- die Synchronisierimpulsquelle enthält ebenfalls eine Bezugsfrequenz-Signalquelle (338) und einen Phasenkomparator (334) zur Erzeugung des Steuersignals in Abhängigkeit von der Phasen- und/oder Frequenzbeziehung zwischen dem Frequenzbezugssignal und dem frequenzgeteilten Signal, und

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- die Nutzungsschaltung enthält eine Steuerschaltung (332) für den programmierbaren Faktor zu dessen Steuerung in Abhängigkeit von der Dauer eines der beiden (erster oder zweiter) Pegel des zweiten Ausgangssignals.
10) Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (332) für den programmierbaren Faktor enthält

- einen Zähler (344) und

- einen Eingangsschalter (342), der zwischen den steuerbaren Oszillator (326) und den Zähler geschaltet ist und das Oszillatorsignal wahlweise vom Zähler während der Dauer eines der beiden (erster oder zweiter) Signalpegel des zweiten Ausgangssignals abkoppelt.
11) Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung einen Spannungskomparator (352) mit einem invertierenden (-) und einem nichtinvertierenden (+) Eingang, einem Ausgang und einem Nulleingang (N) zur Bestimmung der Spannungsdifferenz zwischen dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang, bei welchem die am Ausgang erzeugte Spannung ihren Pegel wechselt, hat, daß das rampenförmige Signal einem der beiden invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingänge und das Gleichspannungssignal dem anderen dieser beiden Eingänge zugeführt wird, daß am Ausgang ein erstes Ausgangssignal erzeugt wird, das einen ersten Pegel hat, wenn die Größe des rampenförmigen Signals die Größe des Gleichspannungssignals um die Spannungsdifferenz übersteigt, und daß das Ausgangssignal den zweiten Pegel hat, wenn die Größe des Gleichspannungssignals die Größe des rampenförmigen Signals um die Spannungsdifferenz übersteigt, und daß das Korrektursignal dem Nulleingang zur Bestimmung der Spannungsdifferenz zugeführt wird.
12) Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisierschaltung einem D-Flipflop (356) mit einem Takteingang (C), welchem das Oszillatorsignal zugeführt wird, einem

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Dateneingang (D), welchem das erste Ausgangssignal zugeführt wird, sowie einem ersten und einem zweiten Ausgang (Q bzw. Q) zur Erzeugung komplementärer Ausgangssignale enthält, von denen eines der Steuerschaltung (332) für den programmierbaren Faktor und deren anderes dem Tiefpaßfilter (358) zugeführt wird.

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