JP3622565B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、少なくとも目標物体が存在する方位を検出するレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。
【０００３】
このＦＭＣＷレーダ装置では、図１７（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図１７（ａ）に点線で示すように、レーダ波が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】
そして、このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図１７（ｂ）に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信号Ｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波数が増加する時のビート信号Ｂの周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて算出するように構成されている。
【０００５】
【数１】

【０００６】
【数２】

【０００７】
なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
ところで、車載用のレーダ装置では、このようにして検出される距離や速度に加えて、目標物体が自車に対してどのような位置関係に存在するかという、いわゆる方位情報の検出も重要となる。
【０００８】
この方位情報の検出が可能なＦＭＣＷレーダ装置の一つとして、例えば、特開平７−５２５２号には、複数のアンテナを、隣接するアンテナ同士でビームが部分的に重なり合うように、方向を少しずつずらしながら配置し、単一の送信器（発振器）にて生成された送信信号を、いずれか一つのアンテナに供給すると共に、各アンテナからの受信信号のうちいずれか一つを単一の受信器（ミキサ）に供給してビート信号を発生させ、同時に用いる送信用及び受信用のアンテナの組合せを順次切り替えることにより、ミキサが出力するビート信号の強度と、その時選択されたアンテナの配置から方位情報を得るものが開示されている。
【０００９】
つまり、同時に用いる送受信用のアンテナとして、同一のアンテナ、或いは隣接する一対のアンテナを選択することにより、各アンテナのビーム領域及び隣接するアンテナのビームが重なり合う領域での検出を行い、複数の領域で目標物体が検出された場合は、各領域での受信強度に基づいて方位を求めるのである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この装置では、使用アンテナの組合せの切替を、送信信号の周波数の変動周期毎に行っており、すべての組合せを終了するまで確定した方位情報が得られないため、検出及び情報の更新に長い時間を要するという問題があった。
【００１１】
また、一般的に、ビート信号の強度は様々な要因の影響を受けやすく、このような受信強度を用いるよりも、位相を用いて方位を検出する方が分解能が向上することが知られている。しかし、上記装置では、複数アンテナによる同時受信を行っていないため、位相を用いた方位検出を行うことができないという問題があった。
【００１２】
一方、位相を用いて方位情報を得る技術として、デジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）が知られている。なお、ＤＢＦとは、送信アンテナから送出され、物体に反射したレーダ波を、複数の受信アンテナにて同時に受信し、その受信信号を利用して、様々なアンテナパターン（デジタルビーム）をデジタル信号処理により形成するものである。
【００１３】
つまり、従来、周知のフェーズドアレー方式のアンテナにおいて、各アンテナ素子毎に備えていたアナログ移相器の機能、及びアナログ移相器の出力をアナログ的に合成する機能を、ＤＢＦでは、デジタル信号処理により実現しているものと考えることができる。
【００１４】
このＤＢＦでは、形成したビームにより特定されるレーダ波の到来方向毎に、信号の強度と位相とが検出されることになるため、この位相を用いて、方位検出を高精度に行うことが可能となる。また、ＤＢＦでは、移相器でのウェイト（各受信信号に加える遅延）をソフトウェアにより容易に変更でき、その結果、送信信号の周波数が変動する一周期分について受信信号の測定を行えば、その受信信号に基づいて複数のビームパタンを同時に形成できるため、上述の装置のように、ビームパタン毎に送信信号の一周期を費やす必要がなく、短時間で方位情報を得ることが可能となる。
【００１５】
しかし、ＤＢＦ等、位相を用いた高精度な方位検出を実現するためには、上述したように、各受信アンテナは、同じレーダ波を同時に受信しなければならず、例えば、特開平５−１５００３７号公報等に開示されているように、各受信アンテナ毎に、高価な部品である高周波受信器を設けなければならないため、装置が非常に高価なものとなるだけでなく、装置が大型化してしまうという問題があった。
【００１６】
本発明は、上記問題点を解決するために、高精度な方位情報を短時間で得ることができ、しかも小型化が可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた発明のレーダ装置では、送信部が、周波数が時間と共に周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出し、この送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を受信した受信部は、レーダ波の受信信号、及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成し、信号処理部が、受信部にて生成されたビート信号が有する周波数成分を分析する。
【００１８】
なお、受信部は、複数の受信アンテナを備えており、受信スイッチが、受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に受信器に供給し、受信器が、この受信信号をローカル信号と混合するように構成されており、受信切替制御手段が、受信スイッチを、送信信号の周波数が変動する周期（以下、単に変動周期という）よりも短い周期で、受信器に受信信号を供給する受信アンテナが順次切り替わるよう制御している。
【００１９】
つまり、送信信号の変動周期の間に、受信スイッチによって全ての受信アンテナが、少なくとも一度は選択され、受信部の出力は、すべての受信アンテナからの受信信号に基づくビート信号が時分割多重されたものとなる。そして、受信スイッチの切替周期を十分に短くすれば、各受信アンテナからの受信信号に基づくビート信号を、ほぼ同時に検出したものとみなすことができる。
【００２０】
従って、本発明のレーダ装置によれば、これら各ビート信号の位相を互いに比較して方位検出を行うことが可能となり、方位検出能力を向上させることができる。
しかも、各受信アンテナからの受信信号は、受信スイッチによって時分割で受信器に供給されるので、受信器の数を、受信アンテナの数に比べて少なくすることができ、装置を安価且つ小型に構成することができる。
【００２１】
なお、請求項１５記載のように、受信アンテナが、いずれも、送信部から送出されるレーダ波のビーム範囲内の角度方向から到来するレーダ波を、すべて受信できるような指向性を有するように構成すれば、方位情報を得るための位相比較の際に、ＤＢＦを用いることができる。
【００２２】
そして、このＤＢＦを用いた場合には、送信信号の変動周期の一周期分の測定を行うだけで複数のデジタルビームを形成でき、しかも、そのビーム毎、即ちレーダ波の到来方向毎に受信信号の強度と位相とが検出されるため、この受信信号の位相を用いた高精度な方位検出を短時間で行うことができ、ひいては情報の更新を短い周期（具体的には、送信信号の変動周期である数ｍｓのオーダ）で行うことができる。
【００２３】
ところで、方位検出性能を向上させるには、受信アンテナの数を増加させ、アンテナ全体としての開口面を広げてビームを絞ることが効果的であるが、受信アンテナの数を多くするほど、各受信アンテナでの検出が同時に行われたと見なせるようにするためには、受信スイッチでの切替をより高速に行わなければならず、つまり、高速に動作する高価な部品を使用して装置を構成しなければならない。
【００２４】
これに対して、請求項１記載のレーダ装置では、受信アンテナを複数の受信グループに分割し、この受信グループ毎に、受信器，受信スイッチを設け、受信切替制御手段は、全ての受信側スイッチについて切替制御を行っている。
つまり、本発明のレーダ装置によれば、受信グループ毎に処理を行うことにより、各受信グループが扱う受信アンテナの数の増加を抑制できるので、比較的低速な部品を用いて装置を構成することができる。換言すれば、より高精度な検出ができる装置を、より高速に動作する高価な部品を用いることなく実現できるのである。
【００２５】
次に、請求項４，８記載のレーダ装置は、受信アンテナが一列に配置されていることを特徴とする。
この場合、各受信アンテナからの受信信号に基づくビート信号の強度成分及び位相成分を比較することにより、受信アンテナの法線（正面）方向及び配列方向を含む面内での目標物体の方位（例えば、正面方向を０°とした、左右方向の角度）が検出可能となるため、例えば、受信アンテナの配列方向を水平方向に一致させれば、車載用前方監視レーダ等に好適に用いることができる。
【００２６】
ここで、図１５は、一列に配置された受信アンテナの受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う際の原理を示す説明図である。即ち、隣接する受信アンテナの中心間の距離をｄｗとした場合、受信アンテナの正面方向に対して角度αから到来するレーダ波を考える。なお、図面を見やすくするため、ここでは、３つの受信チャネルｃｈ１，ｃｈ２，ｃｈ３を有する場合、即ち３つの受信アンテナにて受信する場合について示す。
【００２７】
まず、単一の送信アンテナから送信され、受信アンテナ前方の少なくとも数ｍ以上の距離に存在する目標物体によって反射されたレーダ波は、各受信アンテナの所に、ほとんど平行に到来すると考えることができる。従って、隣接する受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信アンテナに到来するレーダ波は、角度αに応じた行路差ｄｌ（＝ｄｗ・ｓｉｎα）が生じることになる。
【００２８】
この行路差ｄｌにより、両受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信信号には、位相差が生じ、更にこの位相差は、受信器で周波数変換されてビート信号の位相差となって、信号処理部に伝達される。
ＦＭＣＷレーダ装置の場合、行路差ｄｌによって、ビート信号に発生する位相差ζは、送信信号の平均波長をλとして、次の（３）式にて表される。
【００２９】
【数３】

【００３０】
ここで行路差ｄｌを上述の受信アンテナ間の距離ｄｗ及び角度αにて示した式で置き換え、αについて解くと、（４）式が得られる。
【００３１】
【数４】

【００３２】
従って、各受信チャネルｃｈ１，２，３のビート信号を解析して、チャネル間の位相差ζを求めることにより、（４）式から方位情報を求めることができるのである。
なお、この場合、送信ビームのビーム範囲内に存在する目標物体について、方位情報を漏らさず検出できるようにするには、請求項１４記載のように、隣接する一対の受信アンテナの中心間の距離ｄｗを、前記送信部から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、前記送信信号の平均波長をλとした場合、
【００３３】
【数５】

【００３４】
に設定することが望ましい。
即ち、（４）式をｄｗについて解くと、（６）式が得られる。
【００３５】
【数６】

【００３６】
そして、位相比較により判定可能な位相差ζは、−π＜ζ＜πの範囲であり、送信ビームのビーム幅をφとした場合、検出可能な角度αは、−φ／２＜α＜φ／２の範囲であるため、（６）式に、ζ＝π，α＝φ／２を代入すると、（７）式が得られる。
【００３７】
【数７】

【００３８】
実際には、余裕を持って送信ビームのビーム幅より広い範囲を検出できるように設定することが望ましく、即ち、受信アンテナの中心間の距離ｄｗを、（５）式を満たすように設定しておけば、必要な方位情報を漏らさず検出できるのである。
【００３９】
ところで、受信アンテナの真正面に目標物体が位置している場合を想定すると、各受信チャネルｃｈ１〜３の受信信号に基づくビート信号は、同位相となる。逆に言えば、信号処理部では、すべての受信チャネルｃｈ１〜３間で、ビート信号の位相差ζが零であれば、目標物体が真正面に位置すると判定することになる。
【００４０】
ところが、受信スイッチを用いて順次切り替えを行うと、信号処理部では、図１６（ａ）に示すように、受信スイッチが一つの状態を保持する保持時間ｔｄずつずれたタイミングで信号をサンプリングすることになる。
このサンプリング値を、離散データを扱う信号処理方法によって、位相比較を行う場合、図１６（ｂ）に示すように、最も時間的に近いサンプリング値同士を、同時刻のサンプリング値と見なして計算処理する方法が一般的である。しかし、受信スイッチの切替を同じタイミング且つ同一順序で行うと、ビート信号が、すべての隣接する受信チャネルｃｈ１，２及びｃｈ２，３間で、あたかも同じ位相差σを持っているかのうように認識されてしまうことになる。この結果、現実には、真正面に位置する目標物体を、位相差σに相当する角度αに存在すると誤認識してしまうのである。
【００４１】
これに対して、請求項２，３記載のように、受信切替制御手段は、受信スイッチによって該受信スイッチの切替対象となる全ての受信アンテナが一通り選択されるスイッチの切替周期毎に、切替順を変更してランダムに受信スイッチの切替を行えば、図示したような一律な時間のずれは発生しないため、各チャンネルの位相が一様な位相差を持つ事はなく、方位情報の検出誤差を抑制することができる。
【００４２】
なお、切替周期毎に、切替順を変更するのは、同じパタンで繰り返した場合、信号処理を行った際に、その繰り返しパタンに基づく周波数成分が生じてしまい、この周波数成分も誤検出の原因となるおそれがあるので、これを防止するためである。
【００４３】
次に、請求項６，８記載のレーダ装置では、信号処理部は、ビート信号再現手段が、受信部にて生成されるビート信号から、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいて受信アンテナと同数のビート信号を再現し、この再現された各ビート信号毎に、距離情報算出手段が、周波数分析を行うことにより、周波数成分毎の信号強度と位相を計算し、その信号強度から目標物体の距離情報を求め、更に、方位情報算出手段が、距離情報算出手段にて算出された各ビート信号間で同一周波数を有する周波数成分を位相比較することにより、目標物体の方位情報を求めている。
【００４４】
なお、ビート信号再現手段は、例えば、請求項１０記載のように、まず、サンプリング手段が、受信部からのビート信号を、受信スイッチに同期してサンプリングしてから、このサンプリング値を、分離手段が、各受信アンテナからの受信信号に基づくもの毎に分離するように構成してもよいし、逆に、請求項１１記載のように、まず、受信スイッチと同期して動作する分離スイッチが、受信部からのビート信号を、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいた受信アンテナと同数の分離信号に分離してから、この分離スイッチからの各分離信号を、サンプリング手段が、それぞれサンプリングするように構成してもよい。
【００４５】
前者のように、サンプリングしてから分離する場合、サンプリング手段を高速に動作させる必要があるが、一つの信号を処理するだけであるため、例えば、単一のＡＤ変換器で構成することができ、部品点数を削減することができる。
一方、後者のように、分離してからサンプリングする場合、サンプリング手段は、例えば、各分離信号毎にＡＤ変換器を設けることで構成できるが、各ＡＤ変換器は、受信スイッチにより、対応する受信アンテナが選択された時にのみ、サンプリングを行えばよいため、比較的低速で処理を行うことができ、安価な部品を用いて装置を構成することができる。
【００４６】
なお、後者の場合、請求項１２記載のように、更に、分離手段にて分離された分離信号を、この分離信号と同数設けられ且つカットオフ周波数が前記受信スイッチの切替周期より低く設定されたローパスフィルタにより、分離スイッチにて分離された分離信号から、分離スイッチでのスイッチングにより生じる高調波成分を除去し、この高調波成分が除去された分離信号を、サンプリング手段が、それぞれサンプリングするように構成してもよい。
【００４７】
この場合、不要な高調波成分（即ちノイズ）による検出感度の低下を確実に防止することができる。
ところで、受信スイッチを固定順で切替を行った際に生じる方位検出誤差を、請求項６では、受信スイッチをランダムに切り替えることで防止しているが、信号処理部内の処理により、その影響を除去することも可能である。
【００４８】
例えば、請求項７，８記載のレーダ装置では、受信アンテナのそれぞれに番号ｉ（ｉ＝１，２，…ｎ）を割り当て、受信スイッチでは、番号１から番号順に受信アンテナを選択するよう切替を行い、番号ｉの受信アンテナが選択された時刻をｔｉとして、位相補償手段が、距離情報算出手段にて算出された周波数ｆｂにおける位相θｉ(ｆｂ)に対して、それぞれ、
Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｔｉ−ｔ１）｝ （８）
にて表される第１補償係数Ｈ１を乗じることにより、受信アンテナの選択時刻のずれに基づく位相のずれを補償し、方位情報算出手段は、この補償された位相を用いて方位情報を求めている。
【００４９】
即ち、ビート信号の周波数をｆｂとした場合、図１６（ｂ）に示した位相差σは、次の、（９）式にて求めることができる。
σ＝２π・ｆｂ・ｔｄ （但し、ｔｄ＝ｔｉ−ｔ１） （９）
従って、検出された位相に、ｅｘｐ（−ｊ・σ）を乗じて、位相をσだけ戻すようにすれば、受信スイッチの動作に基づく位相のずれを補償できるのである。
【００５０】
更に、レーダ装置を設計する際、受信アンテナの配置を考えると、必ずしも、受信アンテナから受信器に至る経路路を、同一の長さにできるとは限らない。この場合、たとえ真正面の信号を受信していたとしても、各受信アンテナからの受信信号（ビート信号）には、経路差に応じた位相のずれが生じることになる。
【００５１】
従って、この場合、請求項９記載のように、位相補償手段は、番号ｉの受信アンテナから受信側スイッチを経由して受信器に至る経路における受信信号の位相遅れ量をδｉとした場合、第１補償係数Ｈ１にて補償された位相θｉ(ｆｂ)×Ｈ１に対して、それぞれ、更に、
Ｈ２＝ｅｘｐ｛−ｊ・δｉ｝ （１０）
にて表される第２補償係数Ｈ２を乗じることにより、受信器に至る経路長さの相違に基づく位相のずれを補償することが望ましい。
【００５２】
次に、距離情報算出手段での周波数分析、及び位相情報算出手段での位相比較は、請求項１３記載のように、複素フーリエ変換を用いて行うことが可能である。
即ち、各受信チャネル（受信アンテナ）毎に分離されたビート信号のサンプリング値を、時間軸方向に複素フーリエ変換すると、その結果である複素数の数列は、それぞれが周波数成分に対応しており、その複素数が表す絶対値及び位相角が、対応する周波数成分の強度及び位相にそれぞれ相当する。
【００５３】
更に、これらの複素数の数列を、同一の周波数成分毎に受信チャネルの数だけ並べた数列を作り、この数列を今度は、空間軸方向に複素フーリエ変換して、いわゆる空間周波数の成分分析を行うと、その結果である複素数の数列は、レーダ波の周波数や受信アンテナの配置間隔により決まる複数の方位に分解された信号にそれぞれ対応することになる。
【００５４】
つまり、空間軸方向の複素フーリエ変換は、デジタルビームを形成することに相当し、このように時間軸方向及び空間軸方向に複素フーリエ変換を２回繰り返すことにより、その結果は、デジタルビーム毎に受信信号を周波数解析したものとなり、その解析された各信号成分毎に、信号強度及び位相が特定されることになるのである。
【００５５】
この場合、信号処理部が実行する演算量を低減させることができ、簡素なハードウェアにて必要な信号処理を行うことができる。なお、受信アンテナの数、及び各受信アンテナ毎のサンプリング数を、２の整数乗の値に設定し、上述の複素フーリエ変換において、高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用すれば、より計算を高速化できる。
【００５６】
ところで、信号処理部がフーリエ変換を用いて処理を行う場合、処理精度を向上させるために、処理対象となるデータに窓関数を掛けるという公知技術を適用することができる。そして、一列に配置した受信アンテナにて同時に検出される信号に基づき、空間軸方向のフーリエ変換を行う場合、この窓関数の作用は、中央部の信号強度を強く、周辺部の強度を弱く設定することに相当し、ひいては、検出を必要としない方向（正面に対する傾き角度が必要以上に大きい方向）から到来するレーダ波についての受信レベル（サイドローブレベル）を小さくすることに相当する。
【００５７】
そこで、このような場合には、請求項５記載のように、受信アンテナから受信器に至る経路での受信信号の伝搬損失が、中央に位置する受信アンテナほど低くなるように設定すれば、処理対象となるデータに窓関数を掛けたことに相当するため、信号処理部での処理を軽減できる。
【００５８】
また、一般に、上述の受信スイッチ等、端子を多く有するスイッチの場合、すべての端子からの伝搬損失を等しくするには、配線の長さや形状を全く同じにする等、実装上の制約が大きくなってしまうため、実際には極めて困難である。また、伝搬損失を揃えることができたとしても、最も損失の大きいものに合わせることになるため、全体として損失量が大きくなってしまう。しかし、端子によって損失量を変えてもよい場合には、例えば損失を低くしたい端子は、出力端子に近づける等、配置上の工夫を行うことにより、最も損失の大きいもの損失量を揃える必要がないため、全体としての平均的な損失を抑制することができる。
【００５９】
つまり、請求項５記載のように、伝搬損失が不均一となることを積極的に許容することにより、レーダ装置全体の感度を向上させることができるのである。
次に、請求項１６記載のレーダ装置では、送信部が、複数の送信アンテナを備えており、送信器が生成した送信信号を、送信スイッチが、送信アンテナのいずれかへ択一的に供給するように構成され、送信切替制御手段が、送信スイッチを、送信信号の周波数が変動する周期毎に、送信信号の供給対象となる送信アンテナが順次切り替わるよう制御している。
【００６０】
即ち、目標物体の検出を可能とする距離を長くするには、送信アンテナのビーム幅を絞る必要があり、その場合、検出範囲（角度幅）が狭くなってしまうのであるが、本発明のように、複数の送信アンテナを、各ビームの検出範囲が異なるように設定して、これらを切り替えて使用すれば、検出範囲を狭めることなく、検出距離の向上を図ることができるのである。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図１は、第１実施例の車載用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。図１に示すように、本実施例のレーダ装置２は、ミリ波帯のレーダ波を送信する送信部４と、送信部４から送出され先行車両や路側物等といった目標物体（障害物）に反射したレーダ波（以下、反射波という）を受信し、後述するビート信号Ｂを生成する受信部６と、受信部６が生成するビート信号Ｂに基づいて目標物体との距離，相対速度，及び方位等を検出する信号処理部８とを備えている。
【００６２】
このうち送信部４は、時間に対して周波数が直線的に漸増，漸減を繰り返すよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成する送信器１０と、送信器１０の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１２と、送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１４とを備えている。
【００６３】
なお、送信器１０が生成する高周波信号の周波数は、具体的には、図１７（ａ）に実線で示すように三角波状に変化し、本実施例では、中心周波数Ｆｏ＝７６．５ＧＨｚ，周波数変動幅ΔＦ＝１００ＭＨｚ，変動周期Ｔ＝１．０２４ｍｓに設定されている。また、送信アンテナ１４のビーム幅は、当該レーダ装置２の検出領域をすべてカバーするように設定されている。
【００６４】
一方、受信部６は、レーダ波を受信する複数（本実施例では８個）の受信アンテナ２０と、いずれかの受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成する高周波用ミキサを備えた受信器２２と、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒのいずれかを選択信号Ｘｒに従って択一的に選択し、受信器２２へ供給する受信スイッチ２４と、受信スイッチ２４を制御するための選択信号Ｘｒを生成する受信切替制御手段としての選択信号生成器２６とを備えている。つまり、受信部６は、各受信アンテナ２０に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８が、単一の受信器２２を時分割で共用するように構成されている。
【００６５】
なお、図２に示すように、アンテナが形成するビームにおいて、正面方向に対する利得の低下が３ｄＢ以内の角度範囲をビーム幅と規定し、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２０は、そのビーム幅が、いずれも、送信アンテナ１４のビーム幅（本実施例ではφ＝２０°）全体を含むように設定されている。
【００６６】
また、隣接する各受信アンテナ２０の中心間の距離ｄｗは、送信アンテナ２０のビーム範囲を角度分析するために、上述した（５）式の条件を満たすようにｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている。即ち、レーダ波の平均波長がλ＝１／Ｆｏ＝３．９２［ｍｍ］であることから、（５）式の右辺は１１．３［ｍｍ］となり（５）式を満たすことは明らかである。
【００６７】
また、選択信号生成器２６は、図３に示すように、受信器２２へ受信信号が供給される受信アンテナ２０が、配列順、即ち受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の番号順に従って順番に切り替わるような選択信号Ｘｒを生成するように構成されている。なお、この選択信号Ｘｒは、信号処理部８へも供給されている。
【００６８】
次に、信号処理部８は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、更に、選択信号Ｘｒに同期して動作し、受信部６が生成するビート信号Ｂをデジタルデータに変換するサンプリング手段としてのＡ／Ｄ変換器、及びＡ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための演算処理装置等を備えている。
【００６９】
このように構成された本実施例のレーダ装置２では、送信器１０が生成した高周波信号を分配器１２が電力分配することにより送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１４を介してレーダ波として送出される。
【００７０】
この送信アンテナ１４から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２０にて受信されるが、受信スイッチ２４によって選択されている受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）の受信信号Ｓｒのみが受信器２２へ供給される。すると、受信器２２では、この受信信号Ｓｒに分配器１２からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂを生成し信号処理部８へ供給する。そして、信号処理部８では、ビート信号Ｂを、選択信号Ｘｒのタイミングに従ってサンプリングした後、後述する障害物情報検出処理を実行する。
【００７１】
なお、受信スイッチ２４では、選択信号Ｘｒに従って受信チャネルｃｈｉを順次切り替えているため、受信器２２には、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒが時分割多重されて供給されることになる。その結果、受信器２２が生成するビート信号Ｂも、図４（ａ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒに基づくビート信号Ｂ１〜Ｂ８が時分割多重されたものとなる。
【００７２】
そして、受信スイッチ２４が一回の接続を保持する期間ｔｄはいずれも一定（本実施例では０．２５μｓ）であり、従って、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８が受信スイッチ２４によって一度ずつ選択される切替周期Ｔｘは、Ｔｘ＝８×ｔｄ（＝２μｓ）となる。このため、信号処理部８は、変動周期Ｔ毎に、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、Ｔ／Ｔｘ（＝５１２）回ずつサンプリングすることになる。但し、各受信チャネルｃｈ１〜８のサンプリングタイミングは、期間Ｔｄずつずれたものとなっている。
【００７３】
ここで、信号処理部８が実行する障害物情報検出処理を、図５に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、送信信号Ｓｓの一変動周期Ｔ分のサンプリングデータが蓄積される毎に起動される。
本処理が起動されると、まずＳ１１０では、蓄積されたサンプリングデータを、各受信チャネルｃｈ１〜８毎、即ち、同じビート信号Ｂ１〜Ｂ８に基づくもの毎に分離し、この分離されたサンプリングデータ毎に、続くＳ１２０，Ｓ１３０の処理を実行する。
【００７４】
即ち、Ｓ１２０では、Ｓ１１０にて分離されたサンプリングデータに基づいて、複素フーリエ変換（特に、ここでは高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用した複素ＦＦＴ）を実行することにより周波数分析を行う。但し、複素ＦＦＴは、サンプリングデータの前半（上り変調時のデータ）と後半（下り変調時のデータ）とに分けてそれぞれ行う。そして、この複素ＦＦＴの演算結果として、各周波数成分毎の信号強度、及び位相が得られる。
【００７５】
続くＳ１３０では、信号強度がピークとなる周波数成分を抽出し、全ての受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）について、この抽出された周波数成分（周波数ｆｂ）の位相θｉ（ｆｂ）を補償する。
これは、受信スイッチ２４により受信チャネルｃｈｉが選択される時刻をｔｉとして、時刻ｔ１からの経過時間ｔｉ−ｔ１（＝（ｉ−１）・ｔｄ）と、各受信チャネルｃｈｉ毎に予め測定された、各受信チャネルｃｈｉの受信アンテナ２０から受信器２２に至る経路での受信信号Ｓｒの位相遅れ量δｉとに基づき、次の（１１）式を用いて、補償された位相θｈｉ（ｆｂ）を算出する。
【００７６】
θｈｉ（ｆｂ）＝θｉ（ｆｂ）・Ｈ１・Ｈ２ （１１）
但し、Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｉ−１）・ｔｄ｝
Ｈ２＝ｅｘｐ｛−ｊ・δｉ｝
そして、Ｓ１４０では、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について上述の周波数分析（Ｓ１２０），位相補償（Ｓ１３０）が終了したか否かを判断し、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了するまで、上述のＳ１２０，Ｓ１３０を繰り返し実行する。
【００７７】
その後、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了し、Ｓ１４０にて肯定判定されると、Ｓ１５０に移行して、先のＳ１２０にて算出された信号強度に基づき、上り変調時及び下り変調時毎に、信号強度がピークとなる周波数成分（周波数ｆｕ，ｆｄ）を抽出し、上述の（１）（２）式を用いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。なお、各変調時とも複数のピークが存在する場合には、例えば、信号強度に基づいてほぼ同じ信号強度のもの同士をペアリングして、このペアリングされたすべてのものについて、距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。
【００７８】
続くＳ１６０では、先のＳ１３０にて補償された位相を、各受信チャネルｃｈ１〜８間で比較することにより、目標物体と各受信アンテナ２０との位置関係により生じる反射波の行路差ｄｌに基づいた位相差を特定することにより、上述の（３）（４）式を用いて目標物体の方位αを算出する。
なお、Ｓ１１０がビート信号再現手段（分離手段）、Ｓ１２０，Ｓ１５０が距離情報算出手段、Ｓ１６０が方位情報算出手段、Ｓ１３０が位相補償手段に相当する。
【００７９】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置２においては、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒを、受信スイッチ２４を介して時分割で受信器２２に供給し、また、信号処理部８では、受信器２２から供給される時分割多重されたビート信号を、サンプリングした後、各受信チャネルｃｈ１〜８毎に分離して処理する。
【００８０】
このように、本実施例のレーダ装置２によれば、各受信チャネルｃｈ１〜８が受信器２２を時分割で共用するようにされているので、高価な受信器２２を多数設ける必要がなく、装置を安価かつ小型に構成できる。
しかも、本実施例では、各受信チャネルｃｈ１〜８を、短い周期（ここでは、０．２５μｓ）で順次切り替えており、連続した８個のデータは、ほぼ同時に検出したものと見なすことができるため、各受信チャネルｃｈ１〜８のビート信号の位相に基づいて方位検出を行うことができ、信号強度のみを用いる場合と比較して、方位検出の精度を向上させることができる。
【００８１】
更に、本実施例では、ビート信号のサンプリングタイミングの相違や、受信アンテナ２０から受信器２２に至る経路の相違に基づいて各受信チャネルｃｈ１〜８毎に生じる位相のずれや遅れを補償し、この補償された位相に基づいて方位情報を算出しているので、これらの要因に関わらず、高精度な方位検出を行うことができる。
【００８２】
なお、本実施例では、受信スイッチ２４により選択される受信チャネルｃｈ１〜８を、受信アンテナ２０の配列順に従い常に同じ順序（１→２→３→４→５→６→７→８）４で切り替えているが、図６に示すように、例えばある切替周期Ｔｘは、受信チャネルを、１→４→６→３→２→７→８→５の順で切り替え、他の周期Ｔｘでは、５→１→３→４→２→７→６→８の順で切り替えるというように、各切替周期Ｔｘ毎に、ランダムな順序で切り替えるようにしてもよい。
【００８３】
この場合、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒ間に、切り替え順に基づく一様な位相差が生じてしまうことが防止されるため、切替順に基づく方位検出誤差を抑制することができ、Ｓ１３０における補償係数Ｈ１に関する補償を省略することができる。
【００８４】
また、本実施例では、送信アンテナ１４のビーム幅を２０°としたが、受信アンテナ２０の中心間の距離がｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている場合、（４）式からわかるように、受信アンテナ２０は、最大２８．４°（±１４．２°）の角度範囲の信号を受信できるため、本実施例では、送信アンテナ１４のビーム幅を広げるだけで、検出可能な角度範囲を最大２８．４°まで簡単に拡張することができる。
［第２実施例］
次に、第２実施例について説明する。
【００８５】
本実施例では、第１実施例のレーダ装置２とは、一部構成が異なるだけであるため、同一の構成については、同一符号を付して説明を省略し、構成が相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置２ａは、図７に示すように、送信部４ａが、複数（本実施例では３個）の送信アンテナ１４ａと、送信アンテナ１４ａのいずれかを選択信号Ｘｓに従って択一的に選択して送信信号Ｓｓを供給する送信スイッチ１６とを備えている。つまり、送信部４ａは、各送信アンテナ１４ａにそれぞれ対応した３つの受信チャネルｃｈ１〜３を有している。
【００８６】
一方、受信部６ａは、選択信号Ｘｒに基づいて、受信スイッチ２４の接続状態を、送信信号Ｓｓの変動周期Ｔに対応する数（ここでは５１２×８回）だけ切り替える毎に、送信スイッチ１６の接続状態を１回だけ切り替えるような選択信号Ｘｓを生成する送信切替制御手段としての信号生成器２８を備えている。
【００８７】
なお、図８に示すように、各送信チャネルｃｈ１〜３の送信アンテナ１４ａは、隣接するアンテナ同士で互いのビームが一部重なり合うように配置されている。そして、受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２０は、そのビーム幅が、いずれも、送信チャネルｃｈ１〜３の送信アンテナ１４ａが形成する合成ビームのビーム幅全体を含むように設定されている。
【００８８】
このように構成された本実施例のレーダ装置２ａでは、送信チャネルｃｈ１〜３の切替は、送信信号Ｓｓの変動周期Ｔ毎に行われ、一方、受信チャネルｃｈ１〜８の切替は、第１実施例と全く同様に、変動周期Ｔの間に繰り返し行われる。従って、本実施例のレーダ装置２ａによれば、第１実施例と同様の効果を得ることができるだけでなく、送信アンテナ１４が一つである第１実施例と比較して、より広い角度範囲に渡って目標物体を検出することができる。
【００８９】
また、第１実施例の場合と同じ角度範囲の検出を行うのであれば、各送信アンテナ１４ａのビームを絞ることができるため、検出可能な距離範囲を広げることができ、いずれにしても検出性能を向上させることができる。
［第３実施例］
次に、第３実施例について説明する。
【００９０】
本実施例は、第１実施例とは、信号処理部の構成等が一部異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置２ｂは、図９に示すように、信号処理部８ａが、受信チャネルｃｈ１〜８にそれぞれ対応して、これと同数（従って８本）のビート信号入力端子を有しており、受信部６にて生成されたビート信号Ｂを、選択信号Ｘｒに同期して動作する分離スイッチ３０を介して、各ビート信号入力端子に供給するよう構成されている。
【００９１】
なお、信号処理部８ａでは、各ビート信号入力端子毎にＡ／Ｄ変換器を備えており、それぞれ、分離スイッチ３０を介してビート信号Ｂが供給されているビート信号入力端子に接続されたＡ／Ｄ変換器のみが動作して、ビート信号Ｂのサンプリングを行うようにされている。
【００９２】
このように構成された本実施例のレーダ装置２ｂでは、選択信号Ｘｒに従って、受信スイッチ２４及び分離スイッチ３０が同期して動作するため、信号処理部８ａには、図４（ｂ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８毎に分離されたビート信号Ｂ１〜Ｂ８（図では受信チャネルｃｈ２の場合を示す）が、各ビート信号入力端子にそれぞれ供給され、この分離ビート信号Ｂ１〜Ｂ８をサンプリングすることになる。
【００９３】
従って、本実施例のレーダ装置２ｂによれば、障害物情報検出処理において、サンプリング値を各受信チャネルｃｈ１〜８毎に分離する処理（Ｓ１１０）を省略することができ、信号処理部８ａでの処理量を軽減することができる。
また、本実施例のレーダ装置２ｂによれば、分離したビート信号をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄ変換器は、自受信チャネルｃｈｉが選択された時のみ動作すればよいため、第１実施例の場合と比較して、１／８の速度で動作する低速で安価な部品を用いて構成することができる。
【００９４】
なお、本実施例では、分離スイッチ３０にて分離したビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、そのまま信号処理部８ａに供給しているが、図１０に示すレーダ装置２ｃのように、これらの間にローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２を設けてもよい。
この場合、分離スイッチ３０のスイッチング動作によって分離したビート信号に重畳される不要な高調波成分、即ちノイズが除去されるため、信号処理部８ａでの検出感度の低下を防止できる。
【００９５】
なお、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数は、少なくとも分離スイッチ３０の動作周波数１／ｔｄ＝４［ＭＨｚ］よりも低く設定する必要がある。但し、この動作周波数は、検出すべきビート周波数の上限値より十分に大きいため、実際には、ビート周波数の上限値を考慮して設定すればよい。例えば、検知距離Ｒ＝１５０［ｍ］、相対速度Ｖ＝０［ｍ／ｓ］とすると、検出されるビート周波数はｆｕ＝ｆｂ＝１９５ｋＨｚとなるため、この場合、カットオフ周波数は２００ｋＨｚ程度に設定すればよい。
［第４実施例］
次に第４実施例について説明する。
【００９６】
本実施例では、第１実施例のレーダ装置２とは構成の一部が異なるだけであるため、この構成が相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置２ｄは、図１１に示すように、受信部６ｂが、受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ４に属する４つの受信アンテナ２０ａ、及び受信チャネルｃｈ５〜ｃｈ８に属する４つの受信アンテナ２０ｂと、各受信アンテナ２０ａ，２０ｂからの受信信号Ｓｒを、それぞれローカル信号Ｌと混合してビート信号Ｂａ，Ｂｂを生成する一対の受信器２２ａ，２２ｂと、受信アンテナ２０ａのいずれかの受信信号Ｓｒを選択信号Ｘｑに従って受信器２２ａに供給する受信スイッチ２４ａと、受信アンテナ２０ｂのいずれかの受信信号Ｓｒを選択信号Ｘｑに従って受信器２２ｂに供給する受信スイッチ２４ｂとを備えている。
【００９７】
なお、以下では、受信チャネルｃｈ１〜４、即ち受信アンテナ２０ａ，受信スイッチ２４ａ，受信器２２ａを、第１の受信グループと呼び、受信チャネルｃｈ５〜８、即ち受信アンテナ２０ｂ，受信スイッチ２４ｂ，受信器２２ｂを第２の受信グループと呼ぶ。
【００９８】
そして、信号処理部８ｂには、各受信グループ毎のビート信号Ｂ１，Ｂ２が供給されるため、これらをサンプリングするために、一対のＡ／Ｄ変換器を備えており、選択信号Ｘｑと同期して同時に動作するように構成されている。
また、本実施例において、選択信号Ｘｑは、各受信グループに属する各４つの受信アンテナ２０ａ，２０ｂを、それぞれ配列順に順番に選択するようにされており、即ち、ｃｈ１とｃｈ５，ｃｈ２とｃｈ６，ｃｈ３とｃｈ７，ｃｈ４とｃｈ８が、それぞれ対になって同時に動作する。
【００９９】
このように構成された本実施例のレーダ装置２ｃでは、第１の受信グループからは、受信チャネルｃｈ１〜４のビート信号が時分割多重されたビート信号Ｂａが、第２の受信グループからは、受信チャネルｃｈ５〜８のビート信号が時分割多重されたビート信号Ｂｂが、信号処理部８ｂに供給される。
【０１００】
なお、信号処理部８ｂにて実行される障害物情報検出処理は、Ｓ１３０にて位相の補償を行う際に、受信チャネルｃｈ５〜８については、対になる受信チャネルｃｈ１〜４とそれぞれ同じ補償係数Ｈ１を使用する以外は、第１実施例と全く同様である。
【０１０１】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置２ｄによれば、受信部６ｂが２つの受信グループに分割され、各受信グループ毎に、別個の受信器２２ａ，２２ｂを共用するようにされているので、第１実施例と同数のサンプリングデータを得るのであれば、受信スイッチ２４ａ，２４ｂ、及び信号処理部８ｂの一対のＡ／Ｄ変換器を、１／２の速度で動作させることができ、逆に、受信スイッチ２４ａ，２４ｂや信号処理部８ｂのＡ／Ｄ変換器を第１実施例と同じ速度で動作させるのであれば、２倍のサンプリングデータを得ることができる。
【０１０２】
換言すれば、検出性能向上等のために受信アンテナの数を増加させた場合に、受信部を受信グループに分割すれば、より高速な高価な部品を用いることなく、装置を構成することができ、また、受信アンテナの数を維持して受信部を受信グループに分割すれば、より高速な部品を用いることなく、より細かなサンプリングを実現して、検出能力を向上させることができる。
【０１０３】
なお、本実施例では、各受信グループからのビート信号Ｂａ，Ｂｂをそのまま信号処理部８ｂに供給しているが、図１２に示すレーダ装置２ｅのように、第３実施例の技術を適用して、各受信グループ毎に、分離スイッチ３０ａ，３０ｂを設けて、時分割多重されたビート信号Ｂａ，Ｂｂを、各受信チャネルｃｈ１〜８毎に分離して、この分離したビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、信号処理部８ａに供給するようにしてもよい。
［第５実施例］
次に、第５実施例について説明する。
【０１０４】
本実施例は、第１実施例とは、信号処理部８が実行する障害物情報検出処理の内容が異なるだけであるため、この処理についてのみ図１３に示すフローチャートに沿って説明する。
即ち、本実施例において、障害物情報検出処理が起動されると、図１３に示すように、まずＳ２１０では、Ｓ１１０と同様に、蓄積されたサンプリングデータを、各受信チャネルｃｈ１〜８毎、即ち、同じビート信号Ｂ１〜Ｂ８に基づくもの毎に分離する。
【０１０５】
但し、この時、サンプリングデータは、受信チャネルの番号を１〜ｍ（ここではｍ＝８）、各受信チャネル毎のサンプリング番号１〜ｎ（ここでは、ｎ＝５１２）として、２次元の配列ａ（１，１）〜ａ（ｍ，ｎ）に格納される。例えば、受信チャネルｃｈ３の９９番目のサンプリングデータは、ａ（３，９９）に格納されることになる。
【０１０６】
そして、Ｓ２２０では、変数ｉを１に初期化し、続くＳ２３０では、受信チャネルｃｈｉの全てのサンプリングデータａ（ｉ，１）〜ａ（ｉ，ｎ）に対して複素ＦＦＴ（時間軸方向の複素ＦＦＴ）を行い、その結果を、２次元の配列ｂ（ｉ，１）〜ｂ（ｉ，ｎ）に格納する。
【０１０７】
但し、配列ｂ（ｉ，ｊ）において、ｉは受信チャネルに対応し、ｊは周波数に対応する。つまり、ｂ（ｉ，ｊ）には、受信チャネルｃｈｉのビート信号Ｂｉを構成する周波数成分のうち、ｊにて特定される周波数成分の信号強度（絶対値）及び位相（位相角）を表す複素数が格納されることになる。
【０１０８】
次にＳ２４０では、変数ｉをインクリメント（ｉ←ｉ＋１）し、続くＳ２５０では、ｉがｍより大きいか否かを判断し、否定判定された場合（ｉ≦ｍ）には、Ｓ２３０に戻って、未処理の受信チャネルについて同様の処理を繰り返す。
一方、全ての受信チャネルについて複素ＦＦＴ処理が行われ、Ｓ２５０にて肯定判定された場合（ｉ＞ｍ）には、Ｓ２６０に移行する。
【０１０９】
Ｓ２６０では、変数ｊを１に初期化し、続くＳ２７０では、受信チャネルに関わらず、周波数ｊである全てのデータｂ（１，ｊ）〜ｂ（ｍ，ｊ）に対して、再度複素ＦＦＴ（空間軸方向の複素ＦＦＴ）を行い、その結果を、２次元の配列ｃ（１，ｊ）〜ｃ（ｍ，ｊ）に格納する。
【０１１０】
但し、配列ｃ（ｉ，ｊ）においてｉは、いわゆる空間周波数と呼ばれるものであり、この空間周波数は、受信アンテナ２０の配置間隔ｄｗやレーダ波の周波数に基づいて決まるｍ種類のビームに対応し、ｊは配列ｂ（ｉ，ｊ）と同様に周波数に対応する。つまり、ｃ（ｉ，ｊ）には、ｉにて特定されるビーム方向から到来するレーダ波のうち、ｊにて特定される周波数成分の信号強度（絶対値）及び位相（位相角）を表す複素数が格納されることになる。
【０１１１】
次に、Ｓ２８０では、変数ｊをインクリメント（ｊ←ｊ＋１）し、続くＳ２９０では、ｊがｎより大きいか否かを判断し、否定判定された場合（ｉ≦ｎ）には、Ｓ２７０に戻って、未処理の周波数について同様の処理を繰り返す。
一方、全ての周波数について複素ＦＦＴ処理が行われ、Ｓ２９０にて肯定判定された場合（ｉ＞ｎ）には、Ｓ３００に移行する。
【０１１２】
Ｓ３００では、２回の複素ＦＦＴを行った結果が格納された配列ｃ（１，１）〜ｃ（ｍ，ｎ）から、信号強度が大きいものを抽出し、抽出された配列ｃ（ｉ，ｊ）の変数ｊから、その周波数成分の周波数、ひいては障害物までの距離を求め、また、信号強度，位相，及び変数ｉから、その周波数成分を発生させた障害物が存在する方位を求めて、本処理を終了する。
【０１１３】
なお、本処理においては、Ｓ２１０がビート信号再現手段（分離手段）、Ｓ２２０〜Ｓ２５０，Ｓ３００が距離情報算出手段、Ｓ２６０〜Ｓ３００が方位情報算出手段に相当する。
このように本実施例によれば、２回続けて複素ＦＦＴを行うことにより、障害物までの距離や方位を求めており、距離や方位検出のために信号処理部８が実行する演算が簡易化されるため、その演算量を軽減することができる。
【０１１４】
また、本実施例に示した障害物情報検出処理は、第１実施例の構成を有するレーダ装置２に限らず、当然、第２〜第４実施例に示された構成を有するレーダ装置２ａ〜２ｅにも適用可能である。
以上、本発明のいくつかの実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、様々な態様にて実施することが可能である。
【０１１５】
例えば、上記実施例では、各受信チャネル毎に単一のビート信号を発生させ、信号処理部８に供給するようにされており、複素ＦＦＴを行う際に、信号処理部８内で直交変換などを行うことにより実数部と虚数部とに分解しているのであるが、受信信号を直交変換し、実数部と虚数部とに分解したものを受信スイッチで多重化して信号処理部８に供給するように構成してもよい。
【０１１６】
また、上記実施例では、受信スイッチ２４の具体的な形状を特に規定していないが、例えば図１４（ａ）に示すように、それぞれが受信アンテナ２０に接続される入力端子毎に、高周波スイッチを設け、その出力側を共通に接続することにより構成することができる。なお、高周波スイッチは、例えば、ＰＩＮダイオードやトランジスタを用いて構成され、マイクロ波やミリ波のオン／オフ制御に用いられる周知のものを転用すればよい。
【０１１７】
そして、受信器２２に接続される出力端子は、各高周波スイッチを共通に接続する信号線のほぼ中央部、即ち、８チャネル分の高周波スイッチを有する場合は４番目と５番目のチャネルの間から取り出すように配置する。
このように構成された受信スイッチ２４では、中央部のチャネルから入力された信号ほど、入力端子（受信アンテナ２０）から出力端子（受信器２２）までの伝搬経路が短く、即ち損失が小さくなる。このため、この受信スイッチ２４を介して、受信器２２に伝搬される各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒの信号強度は、図１４（ｃ）に示すように、中央部のチャネルほど大きくなり、端部のチャネルほど小さくなる。
【０１１８】
このような受信信号Ｓｒに基づき生成されたビート信号Ｂのサンプリング値は、フーリエ変換の際に行う窓関数を掛ける処理が既に行われていることに相当するため、信号処理部８での演算量を軽減できる。
なお、第４実施例のように、受信部６ｂが２つの受信ブロックに分割され、２つの受信スイッチ２４ａ，２４ｂを有する場合には、図１４（ｂ）に示すように、各受信スイッチ２４ａ，２４ｂの出力端子は、互いに他のスイッチと隣接する側の端部から取り出すように配置することにより、図１４（ｃ）に示すような、受信信号の信号強度の分布を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例のレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図２】送信及び受信アンテナのビーム幅の設定を表す説明図である。
【図３】受信スイッチの切替タイミングを表す説明図である。
【図４】信号処理部に供給されるビート信号の波形図である。
【図５】信号処理部にて実行される障害物情報検出処理の内容を表すフローチャートである。
【図６】受信スイッチの他の切替タイミングを表す説明図である。
【図７】第２実施例のレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図８】第２実施例における送信及び受信アンテナのビーム幅の設定を表す説明図である。
【図９】第３実施例のレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図１０】第３実施例の変形例の構成を表すブロック図である。
【図１１】第４実施例のレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図１２】第４実施例の変形例の構成を表すブロック図である。
【図１３】第５実施例における障害物情報検出処理の内容を表すフローチャートである。
【図１４】受信スイッチの構成及びその作用を表す説明図である。
【図１５】位相差に基づく方位検出の原理を表す説明図である。
【図１６】受信スイッチを用いた場合に生じる問題点を示す説明図である。
【図１７】ＦＭＣＷレーダの基本原理を表す説明図である。
【符号の説明】
２，２ａ〜２ｅ…レーダ装置 ４，４ａ…送信部
６，６ａ，６ｂ…受信部 ８，８ａ，８ｂ…信号処理部
１０…送信器 １２…分配器 １４，１４ａ…送信アンテナ
１６…送信スイッチ ２０，２０ａ，２０ｂ…受信アンテナ
２２，２２ａ，２２ｂ…受信器 ２４，２４ａ，２４ｂ…受信スイッチ
２６…選択信号生成器 ２８…信号生成器
３０，３０ａ，３０ｂ…分離スイッチ

Claims (16)

1. 周波数が時間と共に周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出する送信部と、
   該送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号、及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいて、ビート信号を生成する受信部と、
   該受信部が生成するビート信号をサンプリングし、該ビート信号が有する周波数成分を分析する信号処理部と、
   を備えたレーダ装置において、
   前記受信部は、
   複数の受信グループに分割された複数の受信アンテナと、
   前記受信グループ毎に設けられ、該受信グループに属する受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合する受信器と、
   前記受信グループ毎に設けられ、該受信グループに属する受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に前記受信器に供給する受信スイッチと、
   前記受信グループ毎に設けられた各受信スイッチを、前記送信信号の周波数が変動する周期よりも短い周期で、前記受信器に前記受信信号を供給する受信アンテナが順次切り替わるよう制御する受信切替制御手段と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
2. 前記受信切替制御手段は、前記受信スイッチによって該受信スイッチの切替対象となる全ての受信アンテナが一通り選択されるスイッチの切替周期毎に、切替順を変更して前記受信スイッチの切替を行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 周波数が時間と共に周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出する送信部と、
   該送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号、及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいて、ビート信号を生成する
   受信部と、
   該受信部が生成するビート信号をサンプリングし、該ビート信号が有する周波数成分を分析する信号処理部と、
   を備えたレーダ装置において、
   前記受信部は、
   複数の受信アンテナと、
   該受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合する受信器と、
   前記受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に前記受信器に供給する受信スイッチと、
   該受信スイッチを、前記送信信号の周波数が変動する周期よりも短い周期で、前記受信器に前記受信信号を供給する受信アンテナが順次切り替わるよう制御する受信切替制御手段と、
   を備え、
   前記受信切替制御手段は、
   前記受信スイッチによって該受信スイッチの切替対象となる全ての受信アンテナが一通り選択されるスイッチの切替周期毎に、切替順を変更して前記受信スイッチの切替を行うことを特徴とするレーダ装置。
4. 前記受信アンテナは、一列に配置されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３いずれか記載のレーダ装置。
5. 請求項４記載のレーダ装置において、
   前記受信アンテナから前記受信器に至る経路での受信信号の伝搬損失が、中央に位置する受信アンテナほど低くなるように設定されていることを特徴とするレーダ装置。
6. 請求項４又は請求項５に記載のレーダ装置において、
   前記信号処理部は、
   前記受信部にて生成されるビート信号から、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいて前記受信アンテナと同数のビート信号を再現するビート信号再現手段と、
   該ビート信号再現手段にて再現された各ビート信号毎に周波数分析することにより、周
   波数成分毎の信号強度と位相を計算し、前記信号強度から前記目標物体の距離情報を求める距離情報算出手段と、
   該距離情報算出手段にて算出された各ビート信号間で同一周波数を有する周波数成分を位相比較することにより、前記目標物体の方位情報を求める方位情報算出手段と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
7. 請求項６記載のレーダ装置において、
   前記受信アンテナのそれぞれに番号ｉ（ｉ＝１，２，…ｎ）を割り当て、前記受信スイッチでは、番号１から番号順に前記受信アンテナを選択するよう切替を行い、番号ｉの受信アンテナが選択された時刻をｔｉとした場合、前記距離情報算出手段にて算出された周波数ｆｂにおける位相θｉ(ｆｂ)に対して、それぞれ、
   Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｔｉ−ｔ１）｝ （ｊは虚数単位）
   にて表される第１補償係数Ｈ１を乗じることにより、前記受信アンテナの選択時刻のずれに基づく位相のずれを補償する位相補償手段を備え、
   前記方位情報算出手段は、前記位相補償手段にて補償された位相を用いて、前記方位情報を求めることを特徴とするレーダ装置。
8. 周波数が時間と共に周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出する送信部と、
   該送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号、及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいて、ビート信号を生成する受信部と、
   該受信部が生成するビート信号をサンプリングし、該ビート信号が有する周波数成分を分析する信号処理部と、
   を備えたレーダ装置において、
   前記受信部は、
   一列に配置された複数の受信アンテナと、
   該受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合する受信器と、
   前記受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に前記受信器に供給する受信スイッチと、
   該受信アンテナのそれぞれに番号ｉ（ｉ＝１，２，…ｎ）を割り当て、該受信スイッチを、前記受信器に前記受信信号を供給する受信アンテナが、前記送信信号の周波数が変動する周期よりも短い周期で、且つ番号１から番号順に順次切り替わるよう制御する受信切替制御手段と、
   を備えると共に、
   前記信号処理部は、
   前記受信部にて生成されるビート信号から、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいて前記受信アンテナと同数のビート信号を再現するビート信号再現手段と、
   該ビート信号再現手段にて再現された各ビート信号毎に周波数分析することにより、周波数成分毎の信号強度と位相を計算し、前記信号強度から前記目標物体の距離情報を求める距離情報算出手段と、
   前記受信切替制御手段により、番号ｉの受信アンテナが選択された時刻をｔｉとした場合、前記距離情報算出手段にて算出された周波数ｆｂにおける位相θｉ(ｆｂ)に対して、それぞれ、
   Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｔｉ−ｔ１）｝ （ｊは虚数単位）
   にて表される第１補償係数Ｈ１を乗じることにより、前記受信アンテナの選択時刻のずれに基づく位相のずれを補償する位相補償手段と、
   該位相補償手段にて補償された位相を用いて、前記距離情報算出手段にて算出された各ビート信号間で同一周波数を有する周波数成分を位相比較することにより、前記目標物体の方位情報を求める方位情報算出手段と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
9. 請求項７又は請求項８記載のレーダ装置において、
   前記位相補償手段は、番号ｉの受信アンテナから前記受信側スイッチを経由して前記受信器に至る経路における前記受信信号の位相遅れ量をδｉとした場合、前記第１補償係数Ｈ１にて補償された位相θｉ(ｆｂ)×Ｈ１に対して、それぞれ、更に、
   Ｈ２＝ｅｘｐ｛−ｊ・δｉ｝
   にて表される第２補償係数Ｈ２を乗じることにより、前記受信器に至る経路長さの相違に基づく位相のずれを補償することを特徴とするレーダ装置。
10. 請求項６ないし請求項９いずれか記載のレーダ装置において、
    前記ビート信号再現手段は、
    前記受信部からのビート信号を、前記受信スイッチに同期してサンプリングするサンプリング手段と、
    該サンプリング手段でのサンプリング値を、各受信アンテナからの受信信号に基づくビート信号毎に分離する分離手段と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。
11. 請求項６ないし請求項９いずれか記載のレーダ装置において、
    前記ビート信号再現手段は、
    前記受信スイッチと同期して動作し、前記受信部からのビート信号を、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいた前記受信アンテナと同数の分離信号に分離する分離スイッチと、
    該分離スイッチからの各分離信号を、それぞれサンプリングするサンプリング手段と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。
12. 請求項６ないし請求項９いずれか記載のレーダ装置において、
    前記ビート信号再現手段は、
    前記受信スイッチと同期して動作し、前記受信部からのビート信号を、各受信アンテナからの受信信号にそれぞれ基づいた前記受信アンテナと同数の分離信号に分離する分離スイッチと、
    前記分離信号と同数設けられ且つカットオフ周波数が前記受信スイッチの切替周期より低く設定され、前記分離スイッチにて分離された各分離信号から、前記分離スイッチでのスイッチングにより生じる高調波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力を、それぞれサンプリングするサンプリング手段と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。
13. 請求項６ないし請求項１２いずれか記載のレーダ装置において、
    前記距離情報算出手段での周波数分析、及び前記位相情報算出手段での位相比較を、複素フーリエ変換を用いて行うことを特徴とするレーダ装置。
14. 請求項４ないし請求項１３いずれか記載のレーダ装置において、
    隣接する一対の受信アンテナの中心間の距離ｄｗを、前記送信部から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、前記送信信号の平均波長をλとした場合、
    ｄｗ≦λ／｛２ｓｉｎ（φ／２）｝
    に設定したことを特徴とするレーダ装置。
15. 前記受信アンテナは、いずれも、前記送信部から送出されるレーダ波のビーム範囲内の角度方向から到来するレーダ波を、すべて受信できるような指向性を有することを特徴とする請求項１ないし請求項１４いずれか記載のレーダ装置。
16. 請求項１ないし請求項１５いずれいか記載のレーダ装置において、
    前記送信部は、
    前記送信信号を生成する送信器と、
    該送信器にて生成された送信信号を、レーダ波に変換して互いに異なる方向へ送出する複数の送信アンテナと、
    該送信アンテナのいずれかへ択一的に前記送信器からの送信信号を供給する送信スイッチと、
    該送信スイッチを、前記送信信号の周波数が変動する周期毎に、前記送信信号の供給対象となる送信アンテナが順次切り替わるよう制御する送信切替制御手段と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。

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