JP4986454B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、連続波（ＣＷ）を周波数変調（ＦＭ）した送信信号を用いるＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、ディジタル・ビーム・フォーミング処理を行うＤＢＦレーダ装置に関する。

従来のＤＢＦ型のレーダ装置は、送信信号を電磁波として放射する送信部と、電磁波が物体に到達してこの物体から反射された電磁波を受信信号として受信する複数の素子アンテナからなるアレーアンテナと、各素子アンテナにそれぞれ接続された複数の入力端子と、この複数の入力端子のいずれか１つと切り換え手段により択一的に接続される出力端子とを有し、出力端子から得られた受信信号を送信信号の一部を用いてダウンコンバートすることによって送信信号と受信信号との差信号を生成し、この差信号をディジタル信号に変換する受信部と、この受信部からのディジタル信号に対して所定の処理を施して物体までの距離又は相対速度を検出している（ＪＰ Ｈ１１−１６０４２３ Ａ）。
また、各アンテナを順次切替接続することにより、各アンテナに対してＲＦ受信回路を設ける必要のないレーダ装置が開示されている（ＪＰ Ｈ１１−６４４８５ Ａ）。
また、各アンテナを順次切替接続するレーダ装置において、基準アンテナを設定し、該基準アンテナで受信した信号のビート信号をＤＢＦ合成する際の位相補正として用いることが開示されている（ＪＰ Ｈ１１−３１１６６８）。
受信部は複数の受信アンテナのいずれかを選択信号に従って択一的に選択する受信スイッチを備え、受信信号にローカル信号を混合してビート信号を生成する受信器を全ての受信アンテナが時分割で共用するするレーダ装置が開示されている（ＪＰ２０００−２８４０４７）。
周波数変調信号を第１のスイッチング信号によりスイッチングしてから送信し、目標物体で反射された信号を受信して第２のスイッチング信号によりスイッチングしてから送信信号と混合し、さらに第３のスイッチング信号と混合することによって得られたビート信号から目標物の距離や相対速度を得るレーダ装置が開示されている（ＪＰ２００３−１７２７７６）。

本発明はＤＢＦ型のレーダ装置において、Ｓ／Ｎ比を向上させ、効率よく信号を取り出すことのできるレーダ装置を提供するものである。さらに、ミキサの後にフィルタを設けた場合でも、チャンネル切替の際に各チャンネルの信号成分が混じり合わないようにしたレーダ装置を提供するものである。
本発明レーダ装置は、送信信号を放射するアンテナを備えた送信部、
物体から反射された該送信信号を受信する複数のアンテナと、該複数のアンテナの各出力端子を入力端子に択一的に順次切替接続する第１の切替スイッチ部と、該第１の切替スイッチ部を介して該入力端子に入力した各アンテナからの受信信号を前記送信信号の一部を用いてダウンコンバートする第１のダウンコンバート部と、該第１のダウンコンバート部の出力に接続され該出力の直流成分をカットする低域カットフィルタと、該低域カットフィルタの出力を複数のＡ／Ｄ変換器に択一的に順次切替接続する第２の切替スイッチ部とを備えた受信部、及び
前記複数のＡ／Ｄ変換器からの出力を入力し所定の処理を施して前記物体までの距離又は前記物体との相対速度を検出するディジタル信号処理部、を備え、
前記第１及び第２の切替スイッチ部による切り替えの周期は同じ周期（第１の周期）であり、前記複数のアンテナの各出力端子と前記入力端子を接続中に前記第１の周期より短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御を行うＯＮ−ＯＦＦ制御部が設けられている。
前記ＯＮ−ＯＦＦ制御部は、前記第１の切替スイッチ部と前記第１のダウンコンバート部の間に設けた増幅器で構成されており、該増幅器は前記第１の周期より短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御される。
また、前記ＯＮ−ＯＦＦ制御部は、前記第１の切替スイッチ部に含まれており、該第１の切替スイッチ部は前記複数のアンテナの各出力端子と前記入力端子を接続中に、前記第１の周期より短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する。
また、前記第１の切替スイッチ部は前記複数のアンテナの各出力端子に接続した増幅器で構成され、該増幅器をＯＮ−ＯＦＦ制御することにより前記複数のアンテナの各出力端子を入力端子に択一的に順次切替接続するとともに、前記複数のアンテナの各出力端子と前記入力端子を接続中に該増幅器を前記第１の周期より短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する。
また、前記ＡＤ変換器は前記第２の周期より短い第３の周期でサンプリングされる。
本発明によれば、前記前記第１の切替スイッチ部と第１のダウウコンバート部の間に増幅器を設け、前記第２の切替スイッチ部と前記各Ａ／Ｄ変換器の間にそれぞれ第２のダウンコンバート部を設け、前記増幅器と各第２のダウンコンバート部を前記第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する。
本発明によれば、前記前記第１の切替スイッチ部と第１のダウウコンバート部の間に増幅器を設け、前記第２の切替スイッチ部と前記各Ａ／Ｄ変換器の間にそれぞれ第２のダウンコンバート部及び第３のダウンコンバート部を設け、前記増幅器と各第２のダウンコンバート部を前記第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御し、前記第３のダウンコンバート部を第１の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する。
本発明によれば、前記物体から反射された送信信号を受信する複数のアンテナは、送信信号を放射する送受信共用アンテナであり、該複数の送受信共用アンテナは順次送信部及び受信部と接続する第１の接続手段を備え、該アンテナの各々が第１の接続手段によって接続されている間に送信信号を放射するとともに反射信号を受信するよう順次前記送信部に接続する第２の接続手段及び前記受信部に接続する第３の接続手段を備え、該第３の接続手段はアンテナが該受信部と接続されている間に受信部との接続をオン、オフする。
本発明によれば、前記第１の切替スイッチ部は同時に隣接する２つのアンテナのチャンネルを選択して前記入力端子に交互に接続する構成を有し、該隣接するチャンネルを基準チャンネルとして得られた位相関係に基き、前記ディジタル信号処理部において処理する際に位相補正を行う。
本発明は複数の受信アンテナの各出力端子をダウンコンバート部の入力端子に順次切り替えて接続するレーダ装置において、切り替えを行う第１の周期よりも短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御を行うことにより、低域雑音除去やＡＣ信号増幅のために挿入する低域カットフィルタやカップリングコンデンサが信号成分に与える影響を避けることができる。
また、アンテナ切替手段に上記ＯＮ−ＯＦＦ制御する機能を併せ持たせることにより、別途ＯＮ−ＯＦＦ制御する手段を設ける必要がなくなるため、コストを減じることができる。
また、上記アンテナ切替手段及び／又はＯＮ−ＯＦＦ制御手段を増幅器を制御することによって行うことにより、高価なＲＦ部品の使用を減らすことができ低価格化を図ることができる。
また、信号成分を抽出するためには同等以上の信号が必要であり、さらにディジタル的にフィルタリング処理を施すためには２倍以上のサンプリングデータが必要である。本発明では上記第２の周期より短い第３の周期の間隔で信号のサンプリングを行うことにより、上記要件を満たすことができる。
また、カップリングコンデンサや低域遮断フィルタの影響を受けないようにするためには、アンテナ切替周波数より高い周波数でＯＮ−ＯＦＦする必要があり、少なくとも２倍のＯＮ−ＯＦＦ周波数があればよい。本発明ではアンテナ切り替えを行う第１の周期の１／２以下の第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御を行っているため、カップリングコンデンサや低域遮断フィルタの影響を受けないようにすることができる。
また、送信信号と同じ周波数成分を有するローカル信号と、受信アンテナによって受信された受信信号とを混合して得られた第１の受信信号と上記第２の周期に相当する周波数成分を持つローカル信号とを混合してビート信号を生成しているため、得られたビート信号は第２の周波数より低く、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を低くでき、データ量も少なくて済むのでコストを低くすることができる。
また、送信信号と同じ周波数成分を有するローカル信号と、受信アンテナによって受信された受信信号とを混合して得られた第１の受信信号と上記第２の周期に相当する周波数成分を持つローカル信号とを混合して得られた第２のビート信号と上記第１の周期に相当する周波数成分を持つローカル信号とを混合してビート信号を生成しているため、得られるビート信号の帯域をさらに低くすることができ、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数をさらに低くでき、データ量も少なくて済むのでさらにコストを低くすることができる。

図１Ａ−１Ｃは、ターゲットとの相対速度が０である場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図である。
図２Ａ−２Ｃは、ターゲットとの相対速度がｖである場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図である。
図３は、ＦＭ−ＣＷレーダの構成の例を示した図である。
図４は、ディジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）レーダ装置の基本構成を示した図である。
図５は、本発明が適用されるレーダ装置の構成を示した図である。
図６は、切替信号発生器から出力される信号とアンテナ切替動作を説明する波形を示した図である。
図７は、ダウンコンバートされた信号の波形を示した図である。
図８は、Ａ／Ｄ変換器を１つにした場合の構成を示した図である。
図９は、図５に示されたレーダ装置の変形例を示した図である。
図１０は、本発明によるレーダ装置の実施例１を示した図である。
図１１は、制御信号発生器から出力される信号とＯＮ−ＯＦＦ制御動作を説明する波形を示した図である。
図１２は、図１０に示されたレーダ装置におけるフィルタ２４の入力信号波形を示した図である。
図１３は、図１０に示されたレーダ装置における、フィルタ２４の出力信号波形を示した図である。
図１４は、各チャンネルからの信号がＯＮ−ＯＦＦ制御された場合のフィルタ２４の入力信号波形を示した図である。
図１５Ａ及び１５Ｂは、各チャンネルからの信号がＯＮ−ＯＦＦ制御された場合のフィルタ２４の出力信号波形（チャンネル１）を示した図である。
図１６Ａ及び１６Ｂは、各チャンネルからの信号がＯＮ−ＯＦＦ制御された場合のフィルタ２４の出力信号波形（チャンネル２）を示した図である。
図１７は、第１の切替スイッチ部１に２つの機能を持たせた場合の構成を示した図である。
図１８は、本発明によるレーダ装置における、第１の切替スイッチ部を増幅器で置き換えた場合の動作を説明するための図である。
図１９は、サンプリング信号発生器からＡ／Ｄ変換器に出力される信号波形を示した図である。
図２０は、本発明によるレーダ装置の実施例を示した図である。
図２１は、本発明によるレーダ装置の実施例を示した図である。
図２２は、本発明によるレーダ装置の実施例を示した図である。
図２３は、図２２に示したレーダ装置の動作を説明するための波形である。
図２４は、本発明によるレーダ装置の実施例を示した図である。

本発明によるレーダ装置について説明する前に、ＦＭ−ＣＷレーダの原理、及びＤＢＦレーダの原理について説明する。
ＦＭ−ＣＷレーダは、例えば三角波形状の周波数変調された連続の送信波を出力してターゲットである前方の車両との距離を求めている。即ち、レーダからの送信波が前方の車両で反射され、反射波の受信信号と送信信号をミキシングして得られるビート信号（レーダ信号）を得る。このビート信号を高速フーリエ変換して周波数分析を行う。周波数分析されたビート信号はターゲットに対してパワーが大きくなるピークが生じるが、このピークに対する周波数をピーク周波数と呼ぶ。ピーク周波数は距離に関する情報を有し、前方車両との相対速度によるドップラ効果のために、前記三角波形状のＦＭ−ＣＷ波の上昇時と下降時とではこのピーク周波数は異なる。そして、この上昇時と下降時のピーク周波数から前方の車両との距離及び相対速度が得られる。また、前方の車両が複数存在する場合は各車両に対して一対の上昇時と下降時のピーク周波数が生じる。この上昇時と下降時の一対のピーク周波数を形成することをペアリングという。
図１Ａ−１Ｃは、ターゲットとの相対速度が０である場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図である。送信波は三角波で図１Ａの実線に示す様に周波数が変化する。送信波の送信中心周波数はｆｏ、ＦＭ変調幅はΔｆ、繰り返し周期はＴｍである。この送信波はターゲットで反射されてアンテナで受信され、図１Ａの破線で示す受信波となる。ターゲットとの間の往復時間Ｔは、ターゲットとの間の距離をｒとし、電波の伝播速度をＣとすると、Ｔ＝２ｒ／Ｃとなる。
この受信波はレーダとターゲット間の距離に応じて、送信信号との周波数のずれ（ビート）を起こす。
ビート信号の周波数成分ｆｂは次の式で表すことができる。なお、ｆｒは距離周波数である。
ｆｂ＝ｆｒ＝（４・Δｆ／Ｃ・Ｔｍ）ｒ
一方、図２Ａ−２Ｃはターゲットとの相対速度がｖである場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図である。送信波は図Ｆ２Ａの実線に示す様に周波数が変化する。この送信波はターゲットで反射されてアンテナで受信され、図２Ａの破線で示す受信波となる。この受信波はレーダとターゲット間の距離に応じて、送信信号との周波数のずれ（ビート）を起こす。この場合、ターゲットとの間に相対速度ｖを有するのでドップラーシフトとなり、ビート周波数成分ｆｂは次の式で表すことができる。なお、ｆｒは距離周波数、ｆｄは速度周波数である。
ｆｂ＝ｆｒ±ｆｄ＝（４・Δｆ／Ｃ・Ｔｍ）ｒ±（２・ｆｏ／Ｃ）ｖ
上記式において、各記号は以下を意味する。
ｆｂ：送信ビート周波数
ｆｒ：距離周波数
ｆｄ：速度周波数
ｆ_０：送信波の中心周波数
Δｆ：ＦＭ変調幅
Ｔｍ：変調波の周期
Ｃ：光速（電波の速度）
Ｔ：物体までの電波の往復時間
ｒ：物体までの距離
ｖ：物体との相対速度
図３は、ＦＭ−ＣＷレーダの構成の例を示したものである。図に示す様に、電圧制御発振器ＶＣＯに変調信号発生器ＭＯＤから変調信号を加えてＦＭ変調し、ＦＭ変調波を送信アンテナＡＴを介して外部に送信すると共に、送信信号の一部を分岐してミキサＭＩＸに加える。一方、物体から反射された反射信号を受信アンテナＡＲを介して受信し、ミキサＭＩＸで電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号とミキシングしてビート信号を生成する。このビート信号はフィルタＦを介してＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換され、ディジタル信号処理部（ＤＳＰ）で高速フーリエ変換等により信号処理がされて距離および相対速度が求められる。
ディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ）は、複数の受信アンテナで構成されるアレーアンテナの各々の信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号処理部に取り込み、ビーム走査やサイドローブ特性等の調整をディジタル信号処理部で行う技術である。
ＤＢＦレーダは、フェーズドアレーアンテナレーダの移相器の機能をディジタル信号処理で行うものであり、図４にＤＢＦレーダの基本構成を示す。
電圧制御発振器ＶＣＯに変調信号発生器ＭＯＤから変調信号を加えてＦＭ変調し、ＦＭ変調波を送信アンテナＡＴを介して外部に送信すると共に、送信信号の一部を分岐してミキサＭＩＸ１−ＭＩＸｎに加える。一方、物体から反射された反射信号は複数の受信アンテナＡＲ１−ＡＲｎで受信され、各受信アンテナからの信号はそれぞれ増幅器ＡＭＰ１−ＡＭＰｎを経てミキサＭＩＸ１−ＭＩＸｎに入力し、電圧制御発振器ＶＣＯからの出力信号とミキシングされてビート信号が生成される。
生成されたビート信号はそれぞれフィルタＦ１−Ｆｎを経てＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄｎよってディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部ＤＳＰに送られる。ＤＳＰでは各チャンネルからのディジタル信号を移相処理し（ＰＨ−ＳＦＴ）、全チャンネルの合成を行う。
ＤＢＦの特徴は、全受信アンテナの信号をディジタル信号として取り込むと、それをもとに任意の方向にビーム合成ができるため、１回の取り込みで複数のビームを形成できることである。
図５は本発明が適用されるレーダ装置の構成を示したものである。このレーダ装置は、ＤＢＦの原理をＦＭ−ＣＷレーダ装置に適用したものである。
電圧制御発振器ＶＣＯに変調信号発生器ＭＯＤから変調信号を加えてＦＭ変調し、ＦＭ変調波を送信アンテナＡＴを介して外部に送信すると共に、送信信号の一部を分岐してダウンコンバート部であるミキサ２２に加える。一方、物体から反射された反射信号は受信信号として複数の受信アンテナＡＲ１−ＡＲｎで受信される。受信アンテナＡＲ１−ＡＲｎの信号路をそれぞれチャンネルｃｈ１−ｃｈｎとする。１１は第１の切替スイッチ部で、前記複数の受信アンテナの各出力端子を増幅器２１を介してダウンコンバート部の入力端子に択一的に順次切替接続し、ダウンコンバート部に入力する各チャンネルｃｈ１−ｃｈｎからの信号を切替える（以下、「アンテナ切替動作」と記す）。
この切替は切替信号発生器５から出力される信号により行われる。この切替信号は図６に示すよう周波数ｆｓｗ１（第１の周波数）のクロック信号であり、ｃｈ１−ｃｈｎのｐ１−ｐｎに示すように、周波数がｆｓｗ１である切替信号の立ち上がりエッジ及び立下りエッジでチャンネルの切替が行われる。その結果ｐ１の間（時間ｔ１−ｔ２）にｃｈ１が増幅器２１と接続され、ｐ２の間（時間ｔ２−ｔ３）にｃｈ２が増幅器２１と接続され、同様にｐｎの間（時間ｔｎ−ｔｎ＋１）にｃｈｎが増幅器２１と接続される。上記ｐ１−ｐｎの時間間隔は全て同じであり、図６に示されているように時間Ｔ１の周期（以下、「第１の周期」と記す。）でチャンネルが切り替えられる。
増幅器２１に入力した信号はダウンコンバート部であるミキサ２２に入力し、電圧制御発振器ＶＣＯからの出力信号とミキシングされてダウンコンバートされ、ビート信号が生成される。このダウンコンバートされた信号の波形を図７に示す。図７において、横軸は時間であり、縦軸は電圧である。また、縦の線は切替スイッチによるチャンネル切替周期Ｔ１（第１の周期）を表している。この図は受信チャンネル数ｎがｎ＝８の場合を示しており、ｃｈ１−ｃｈ８で受信されたビート信号の位相が少しずつずれている。８本の曲線は各チャンネルで受信された信号がそれぞれダウンコンバートされたビート信号を示している。この構成では、切替信号発生器５からの信号に基づき第１の周期でチャンネルの切替が行われるので、ミキサ２２から出力されるビート信号は、図７において太線で示した波形の信号となる。このビート信号は増幅器２３を経て第２の切替スイッチ部１２に出力される。第２の切替スイッチ部１２は、増幅器２３からの出力がフィルタ（３１１−３１ｎ）、増幅器（３２１−３２ｎ）、及びＡ／Ｄ変換器（３３１−３３ｎ）をそれぞれ有する複数のチャンネルに択一的に順次入力するよう切り替わる。この切替動作は切替信号発生器５からの信号により行われ、前記第１の周期で、第１の切替スイッチ部１１によるアンテナ切替動作と同期して行われる。
フィルタはそれぞれ増幅器（３２１−３２ｎ）を経てＡ／Ｄ変換器（３３１−３３ｎ）に接続されており、フィルタ（３１１−３１ｎ）に入力した信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器（３３１−３３ｎ）によってディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部ＤＳＰ４に送られる。ＤＳＰで高速フーリエ変換等により信号処理がされ、各チャンネルからのディジタル信号を移相処理し、全チャンネルの合成及び距離、相対速度が求められる。
図５に示された構成では、アンテナ数とフィルタ数を同じｎ個としたが、フィルタ数はアンテナ数より少なくてもよい。しかし、フィルタ数は同時にアンテナを切り替えなければならない数だけあることが必要である。例えば、同期に切り替えるアンテナの数が２であれば、フィルタの数も２でよい。
また、図５ではＡ／Ｄ変換器を複数設けたが、図８に示されているようにＡ／Ｄ変換器３３を１つにし、切替スイッチ１３によって切り替えるようにしてもよい。この場合、スイッチの切替は切替信号発生器５から出力される信号によって行われ、アンテナ切替動作と同期して行われる。
上記構成では、Ｓ／Ｎ比の向上、ダイナミックレンジの抑圧、あるいはＦＭ／ＡＭ雑音比の抑圧のために各チャンネルにフィルタ（３１１−３１ｎ）を挿入している。そして、フィルタによって信号の干渉が生じないようにするため、切替スイッチ部１２を設け、チャンネル毎に信号を分岐している。
図９は、図５に示されたレーダ装置の変形を示したものである。図５に示されたレーダ装置とは、フィルタ（３１１−３１ｎ）の前にそれぞれ第２のダウンコンバート部であるミキサ（３４１−３４ｎ）を設け、切替信号発生器５から出力される切替信号によってミキサ（３４１−３４ｎ）をＯＮ−ＯＦＦ制御している点が異なる。即ち、第２の切替スイッチ１２からの信号は各チャンネルのダウンコンバート部であるミキサ（３４１−３４ｎ）に択一的に順次入力し、図６に示した切替信号発生器５から出力される周波数ｆｓｗ１のクロック信号によって第２のダウンコンバート部がＯＮ−ＯＦＦ制御され、再度ダウンコンバートされる。
この変形例ではフィルタ（３１１−３１ｎ）の前にミキサ（３４１−３４ｎ）を挿入し、第２の切替スイッチ部を経て入力する信号をダウンコンバートしてからフィルタに入力しているので、Ｓ／Ｎ比が向上し、効率良く信号を取り出すことができる。

図１０は本発明レーダ装置の実施例１を示したものである。図５に示されたレーダ装置とは、ミキサ２２の後にフィルタ２４を設け、増幅器２１を制御信号発生器６の信号によってＯＮ−ＯＦＦ制御している点が異なる。フィルタ２４はＤＣ成分をカットするために挿入されており、このフィルタの影響を避けるために増幅器２１は制御信号発生器６からの信号によってＯＮ−ＯＦＦ制御される。
図１０に示された構成では、各チャンネルからの信号をＯＮ−ＯＦＦ制御するＯＮ−ＯＦＦ制御部として増幅器を用いているが、同様の機能を有するものであれば他の装置を用いてもよいことはもちろんである。
図１１に制御信号発生器６から出力される信号波形を示す。この信号はｆｓｗ１（第１の周波数）より大きい周波数ｆｓｗ２（第２の周波数）を有するクロック信号である。従って、この信号によって増幅器２１がＯＮ−ＯＦＦされる周期Ｔ２（以下、「第２の周期」と記す）は第１の周期（Ｔ１）より小さい。
各チャンネルｃｈ１、ｃｈ２、−−−−−ｃｈｎから増幅器２１に入力した信号は、図１１に示す制御信号発生器から出力されるクロック信号によってＯＮ−ＯＦＦ制御される。その結果、各チャンネルから切替スイッチ部１１を経て増幅器２１に入力した受信信号は、増幅器２１において図１１に示されている周期Ｔ２（第２の周期）のクロックでＯＮ−ＯＦＦ制御される。
上記第２の周期Ｔ２は第１の周期Ｔ１の半分以下の周期とする。これは切替スイッチ部１１による切替周期であるＴ１の半分以下の周期とすることによってＴ１の間に少なくとも１回ＯＮ−ＯＦＦ制御することができるようにするためである。
次に、図１０に示された実施例１の動作について説明する。実施例１ではＤＣ成分をカットするためミキサ２２の後に低域カットフィルタ２４を設けている。図１２は、図１０におけるフィルタ２４の入力波形を示したグラフである。このグラフの横軸は時間であり、縦軸は電圧である。この入力波形は図７に示したダウンコンバートされた信号の波形と同じであるが、図１２は、説明しやすいように受信チャンネル数が２チャンネルの場合を示しており、２本の曲線は各チャンネルで受信された信号がそれぞれダウンコンバートされたビート信号を示している。この場合、切替信号発生器５からの信号に基づき第１の周期でチャンネルの切り替えが行われるので、ミキサ２２から出力されるビート信号は、図１２において太線で示した波形の信号となる。
図１３は、図１０におけるフィルタ２４の出力波形を示したグラフである。この波形はフィルタ２４の入力波形からＤＣ成分をカットした波形であるが、チャンネルの切り替え時にチャンネル１の信号成分とチャンネル２の信号成分が混ざり合ってしまうため各チャンネルの位相がずれ、その結果各チャンネルの波形のピークがずれてしまい距離等を正確に測定できなくなる。例えば、図１２におけるチャンネル１のピークの位置ｐｃｈ１は、図１３のピークの位置ｐｃｈ１にずれている。
本発明では上記のようなずれが生じないように、各チャンネルｃｈ１、ｃｈ２、−−−−−ｃｈｎから入力した信号を、図１１に示す制御信号発生器から出力されるクロック信号によってＯＮ−ＯＦＦ制御している。図１０に示した実施例１では、増幅器２１を制御信号発生器６の信号によってＯＮ−ＯＦＦ制御し、各チャンネルｃｈ１、ｃｈ２、−−−−−ｃｈｎから入力した信号をＯＮ−ＯＦＦ制御している。
図１４は、ＯＮ−ＯＦＦ制御された各チャンネルからの信号がミキサ２２でダウンコンバートされた波形を示している。図１０に示された実施例１では、この信号波形がフィルタ２４に入力される。この場合も、説明しやすいように受信チャンネル数が２チャンネルの場合を示している。
図１５Ａ及び図１５Ｂは、図１４に示された波形が入力された場合のフィルタ２４の出力波形を示している。図１５Ａにおいて、太線で示された波形がチャンネル１の波形であり、図１５Ｂに示すように、フィルタの入力波形と比較してピーク値のずれは生じない。
同様に、図１６Ａ及び図１６Ｂは、図１４に示された波形が入力された場合のフィルタ２４の出力波形を示している。図１６Ａにおいて、太線で示された波形がチャンネル２の波形であり、図１６Ｂに示すように、フィルタの入力波形と比較してピーク値のずれは生じない。
図１０の実施例において、サンプリング信号発生器８からＡ／Ｄ変換器３３１−３３ｎに対して信号を出力し、サンプリングを行うこともできる。サンプリング信号発生器８から出力される信号の周期は（以下、「第３の周期」と記す。）第２の周期より短く設定される。このようにＡ／Ｄ変換の段階でサンプリングを行うことにより、Ｓ／Ｎ比が向上し、部品点数が減少するため価格を低減することができる。
図１９はサンプリング信号発生器８からＡ／Ｄ変換器３３１−３３ｎに出力される信号波形を示したものである。この信号は周波数ｆｓｗ２（第２の周波数）より大きい周波数ｆｓｗ３（第３の周波数）を有するクロック信号である。従って、この信号によってＡ／Ｄ変換器がＯＮ−ＯＦＦされる周期Ｔ３（以下「第３の周期」と記す。）は第２の周期Ｔ２より小さい。

図１７は、図１０に示された本発明レーダ装置の実施例において、切替スイッチ部１１に２つの機能を持たせた場合の構成を示した図である。
図１０において、切替スイッチ部１１は、図６に示された切替信号発生器からの信号によって第１の周期Ｔ１で増幅器２１に接続されるチャンネルが切り替わり（第１の機能）、図１１に示された第２の周期Ｔ２のパルスによって増幅器２１がＯＮ−ＯＦＦ制御される（第２の機能）。図１７に示すスイッチ部１１は第１と第２の機能を備えた構成を有している。
図１７に示すように、スイッチ部１１には各アンテナＡＲ１、ＡＲ２、−−−−−ＡＲｎからの受信信号を出力する端子（１、２、−−−−ｎ）の他に、アンテナに接続されていないｎ＋１番目の空の端子を有している。この端子を用いることにより、スイッチ部１１のみで図１１に示された各チャンネルｃｈ１、ｃｈ２、−−−−−ｃｈｎから増幅器２１に入力した信号をＯＮ−ＯＦＦ制御することができる。
切替スイッチ部１１のスイッチＳＷが、図１７に示すようにｃｈ２の端子（２）に接続されている場合を例に説明する。第１の周期Ｔ１の間は、端子（２）は増幅器２１に接続されている。その間にスイッチＳＷは端子（２）と（ｎ＋１）の間を第２の周期Ｔ２で切り替わる。即ち、スイッチＳＷはこの間、（２）−（ｎ＋１）−（２）−（ｎ＋１）−（２）−−−−（ｎ＋１）−（２）のように切り替わる。スイッチＳＷが端子（２）に接続されているとき、ｃｈ２の受信信号は増幅器２１に入力し、スイッチＳＷが端子（ｎ＋１）に接続されているときは、端子（２）は増幅器２１に接続されないため、ｃｈ２の受信信号は増幅器２１に入力しない。その結果、各チャンネルから出力される信号は切替スイッチ部１１で切り替えられるとともに、ＯＮ−ＯＦＦ制御される。

図１８は、スイッチ部１１で行っていたアンテナ切替動作とＯＮ−ＯＦＦ制御動作を増幅器によって行うようにした構成を示した図である。この実施例によれば、第１の切替スイッチ部１１を複数のアンテナの各出力端子に接続した増幅器Ａｍｐ１−Ａｍｐｎで構成し、切替信号発生器５からの信号によって増幅器Ａｍｐ１−Ａｍｐｎを制御してアンテナ切替動作を行い、制御信号発生器６からの信号によってアンテナに接続されている増幅器をＯＮ−ＯＦＦ制御する。例えば、アンプＡｍｐ１をＯＮしている間は他のアンプｍｐ２−ＡｍｐｎをＯＦＦとし、同時にアンプＡｍｐ１を図１１に示す周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する。

図２０は本発明レーダ装置の実施例４を示したものである。図１０に示されたレーダ装置とは、各チャンネルのフィルタ（３１１−３１ｎ）の前に第２のダウンコンバート部であるミキサ（３４１−３４ｎ）をそれぞれ設け、増幅器２１及びミキサ（３４１−３４ｎ）を制御信号発生器６からの信号によって第２の周期Ｔ２でＯＮ−ＯＦＦ制御している点が異なる。
このように信号の存在する周波数帯域をダウンコンバート処理によって低くすることによって、Ａ／Ｄ変換速度を遅くすることができ、かつメモリ容量を低くすることができるため、コストを下げることができる。

図２１は、本発明レーダ装置の実施例５を示したものである。図１０に示されたレーダ装置とは、各チャンネルのフィルタの前に第２のダウンコンバート部であるミキサ（３４１−３４ｎ）、増幅器（３５１−３５ｎ）、及び第３のダウンコンバート部であるミキサ（３６１−３６ｎ）を設けた点が異なる。そして、増幅器２１とミキサ（３４１−３４ｎ）を制御信号発生器６からの信号によって第２の周期Ｔ２でＯＮ−ＯＦＦ制御し、第３のダウンコンバータ部であるミキサ（３６１−３６ｎ）を切替信号発生器５よりの信号によって第１の周期Ｔ１でＯＮ−ＯＦＦ制御する。
この場合も実施例１と同様、信号の存在する周波数帯域をダウンコンバート処理によって低くすることによって、Ａ／Ｄ変換速度を遅くすることができ、かつメモリ容量を低くすることができるため、コストを下げることができる。

図２２は本発明レーダ装置の実施例６を示したものである。この実施例は、図１０に示した実施例１の変形であり、実施例１と異なるのは、複数のアンテナを送受信共用とし、順次切り替えて送受信するようにしたことである。
図２２は送受信共用アンテナの数が３の場合を示したものであり、チャンネル１（ｃｈ１）は送信側増幅器ＡＴ、送受信アンテナＡＴＲ１、スイッチＳＷ１、ハイブリッド１０、受信側増幅器ＡＲ，ミキサ２２、フィルタ２４、増幅器２３、第２の切替スイッチ部１２の端子Ｔ１、フィルタ３１１、増幅器３２１、Ａ／Ｄ変換器３３１、ＤＳＰ４により構成される。
同様にチャンネル２（ｃｈ２）は送信側増幅器ＡＴ、送受信アンテナＡＴＲ２、スイッチＳＷ２、ハイブリッド１０、受信側増幅器ＡＲ，ミキサ２２、フィルタ２４、増幅器２３、第２の切替スイッチ部１２の端子Ｔ２、フィルタ３１２、増幅器３２２、Ａ／Ｄ変換器３３２、ＤＳＰ４により構成される。チャンネル３（ｃｈ３）も同様に構成される。
スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は、切替信号発生器５からの信号により順次ＯＮとなり、チャンネル１、２、３の順に順次送受信が行われる。また、切替信号発生器５は第２の切替スイッチ部１２に信号を発し、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のオンと同期して第２の切替スイッチ部１２を順次端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に切り替える。
ＡＴは送信側の増幅器、ＡＲは受信側の増幅器で、制御信号発生器６からの信号により、送信時はＡＴがオンしてＡＲがオフし、受信時はＡＲがオンしてＡＴがオフするように交互に切り替えられる。
図２３は切替信号発生器５からの信号、及び制御信号発生器６からの信号により、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がどのように動作し、また増幅器ＡＴ、ＡＲがどのように動作するかを示した波形である。
図２３において、ＳＷ１の波形はＳＷ１がオンとなり、ＳＷ１のオンに同期して第２の切替スイッチ部１２が接点Ｔ１に接続される期間を示しており、ＳＷ２の波形はＳＷ２がオンとなり、ＳＷ２のオンに同期して第２の切替スイッチ部１２が接点Ｔ２に接続される期間を示しており、ＳＷ３の波形はＳＷ３がオンとなり、ＳＷ３のオンに同期して第２の切替スイッチ部１２が接点Ｔ３に接続される期間を示している。
また、図２３において、ＳＷＴは送信側の増幅器ＡＴがオンする期間を示しており、ＳＷＲは受信側の増幅器がオンする期間を示している。
次に図２２に示した本発明によるレーダ装置の動作を図２３を参照して説明する。図２３において、期間Ｔｃｈ１、Ｔｃｈ２、及びＴｃｈ３はそれぞれＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がオンしてぃる期間を示している。
期間Ｔｃｈ１の間はＳＷ１がオンし、第２の切替スイッチ部１２の接点は端子Ｔ１に接続される。そして、期間Ｔｃｈ１の間の前半に送信側増幅器ＡＴがオンとなり、ＦＭ変調波がアンテナＡＴＲ１から送信される。また、期間Ｔｃｈ１の間の後半に受信側増幅器ＡＲがオンとなり、反射波がアンテナＡＴＲ１から受信される。
期間Ｔｃｈ２の間はＳＷ２がオンし、第２の切替スイッチ部１２の接点は端子Ｔ２に接続される。そして、期間Ｔｃｈ１で述べた動作と同じ動作が行われる。
同様に、期間Ｔｃｈ３の間はＳＷ３がオンし、第２の切替スイッチ部１２の接点は端子Ｔ３に接続される。そして、期間Ｔｃｈ１で述べた動作と同じ動作が行われる。
本実施例の特徴は、複数のアンテナを送受信共用とし、順次切り替えて送受信するようにしたことであるが、その際、実施例１と同様に受信用の増幅器ＡＲがオンしている期間に、さらにこの増幅器のオン、オフ制御を行っていることである。
これにより、実施例１の場合と同様、ミキサ２２からの信号がフィルタ２４を通ることによって生じるチャンネル間の信号成分の混ざり合いを防ぐことができる。

図２４は、本発明の実施例７によるアンテナチャンネルの接続タイミングを示す図であり、４チャンネル（ｃｈ１−ｃｈ４）の場合を示している。波形Ｗは三角波変調のタイミングを示しており、各チャンネルの接続時間はパルスのハイレベルで示されている。
この図からわかるように、第１区間ではｃｈ１とｃｈ２のアンテナを選択し、これらを交互に接続する。第２区間ではｃｈ２とｃｈ３のアンテナを選択し、これらを交互に接続する。第３区間ではｃｈ３とｃｈ４のアンテナを選択し、これらを交互に接続する。第４区間ではｃｈ３とｃｈ２のアンテナを選択し、これらを交互に接続する。このように隣接するアンテナのチャンネルを順次選択し、これらを交互に接続する。
なお、図２４はチャンネル数が４の場合を例に説明したが、これより多いチャンネル数であってもよいことは勿論である。
上記のように、同時に隣接する２つのアンテナのチャンネルを選択して交互に接続し、隣接するチャンネルを基準チャンネルとしているので、互いの位相関係がわかり、発生する位相差を小さくすることができる。即ち、第１区間ではｃｈ１とｃｈ２の位相関係がわかり、第２区間ではｃｈ２とｃｈ３の位相関係が、第３区間ではｃｈ３とｃｈ４の位相関係がそれぞれわかる。そのため、ｃｈ１−ｃｈ３の相互の位相関係がわかるので、この関係を用いてＤＢＦ合成の際の位相補正に用い、物体の角度を示す位相角の変化を検出することができる。
図２４において、第１区間−第３区間でｃｈ１−ｃｈ４の各チャンネル間の位相関係がわかるので、物体の角度を計算をすることができる（角度計算１）。また、次の第４区間−第６区間でｃｈｌ−ｃｈ４の各チャンネル間の位相関係がわかるので、物体の角度を計算をすることができる（角度計算２）。

Claims (5)

1. 送信信号を放射するアンテナを備えた送信部、
   物体から反射された該送信信号を受信する複数のアンテナと、該複数のアンテナの各出力端子を入力端子に択一的に順次切替接続する第１の切替スイッチ部と、該第１の切替スイッチ部を介して該入力端子に入力した各アンテナからの受信信号を増幅する増幅器と、該増幅器により増幅された受信信号を前記送信信号の一部を用いてダウンコンバートする第１のダウンコンバート部と、該第１のダウンコンバート部の出力に接続された低域カットフィルタと、該低域カットフィルタの出力を複数のＡ／Ｄ変換器に択一的に順次切替接続する第２の切替スイッチ部とを備えた受信部、及び
   前記複数のＡ／Ｄ変換器からの出力を入力し所定の処理を施して前記物体までの距離又は前記物体との相対速度を検出するディジタル信号処理部、
   を備えたレーダ装置であって、
   前記第１及び第２の切替スイッチ部による切り替えの周期は同じ周期（第１の周期）であり、前記増幅器に対し、前記複数のアンテナの各出力端子と前記入力端子を接続中に前記第１の周期より短い第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御を行うＯＮ−ＯＦＦ制御部を設けたことを特徴とする、
   レーダ装置。
2. 前記Ａ／Ｄ変換器を前記第２の周期より短い第３の周期でサンプリングを行うことを特徴とする、請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記第２の切替スイッチ部と前記各Ａ／Ｄ変換器の間にそれぞれ第２のダウンコンバート部を設け、前記増幅器と各第２のダウンコンバート部を前記第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御する、請求項１に記載のレーダ装置。
4. 前記第２の切替スイッチ部と前記各Ａ／Ｄ変換器の間にそれぞれ第２のダウンコンバート部及び第３のダウンコンバート部を設け、前記増幅器と各第２のダウンコンバート部を前記第２の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御し、前記第３のダウンコンバート部を前記第１の周期でＯＮ−ＯＦＦ制御することを特徴とする、請求項１に記載のレーダ装置。
5. 前記第１の切替スイッチ部は同時に隣接する２つのアンテナのチャンネルを選択して前記入力端子に交互に接続する構成を有し、該隣接するチャンネルを基準チャンネルとして得られた位相関係に基づき、前記ディジタル信号処理部において処理する際に位相補正を行うことを特徴とする、請求項１に記載のレーダ装置。

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