JP4447946B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、レーダ装置に関するものであり、特に、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナを備え、アンテナ・ビームをディジタル処理で形成するディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ）型のレーダ装置に関するものである。

近年、複数のアンテナ素子からなるアレイ・アンテナを備え、アンテナ・ビームを信号処理部のディジタル処理で形成するようにしたＤＢＦ型のレーダ装置が注目されている。

このレーダ装置では、アレイ・アンテナを構成するそれぞれのアンテナ素子ごとにＲＦアンプ、ミキサ、フィルタ、Ａ／Ｄ変換器が接続されており、それぞれのＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号をディジタル・ビーム・フォーミング・プロセッサに取り込んで、ディジタル・ビーム・フォーミング処理を行っている。

その中でも、それぞれのアンテナ素子に付随的に付加される高価な高周波アナログデバイスの数を制限することで、製造コストの上昇を抑制するとともに、装置の大型化／複雑化の防止することを目的としたＤＢＦ型のレーダ装置が開示されている（例えば、特許文献１、２など）。

一方、従来のアナログ処理型のレーダ装置では、位相比較モノパルス方式を用いたレーダ装置の例が多数開示されている。その中でも、複数の送信アンテナを用いた送信ビーム切り替えによって生じる受信信号の振幅変化などを利用して、広範囲な目標探知や、複数目標の識別などを行うレーダ装置が存在する（例えば、特許文献３など）。

特開平１１−１６０４２３号公報 特開平１１−０６４４８５号公報 特開平１１−２８１７２９号公報

しかしながら、上記の特許文献１、２に示されたレーダ装置は、従来のＤＢＦ型レーダ装置に必須な構成要素の一部の省略により、製造コストの削減と、装置の大型化／複雑化の防止とを目的としており、ＤＢＦ型レーダ装置の持つ長所を充分に活用しているとは言い難かった。

また、これらのレーダ装置では、高周波アナログデバイスの数を制限することが目的であり、アンテナ系に関する考慮がなされていなかった。現実の問題として、高周波アナログデバイスの数よりもアンテナ素子数の方が実装上の制約となる場合が多く、例えば、搭載するプラットフォームにスペース的な制約がある場合には、アンテナ素子数を削減しなければならないといった問題点があった。

一方、上記の特許文献３に示されたレーダ装置では、複数の送信アンテナを用いた送信ビームの切り替えによって位相比較モノパルス処理を実現しているが、送信アンテナを搭載するスペースが多く必要であり、送信アンテナを搭載するプラットフォームにスペース的な制約がある場合には、システムが実現できないといった問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、搭載上の制約がある場合であっても、広範囲なモノパルス処理を実現したレーダ装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の請求項１にかかるレーダ装置は、前記所定の処理として、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第１の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号と、前記第１の処理単位を構成する前記アンテナ素子の一部を含み、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第２の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号とを用いてモノパルス処理を行うことを特徴とする。

この発明によれば、送信部は、送信信号を電波として空間に放射し、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナは、目標物体に到達して目標物体から反射された電波を受信信号として受信し、受信部は、この受信アンテナから出力された受信信号が所定の周波数帯にダウンコンバ−トされたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力し、信号処理部は、受信部から出力されたディジタル信号に対して所定の処理を施して目標物体までの距離、目標物体の速度および方位を検出する。また、この信号処理部は、前記所定の処理として、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第１の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号と、前記第１の処理単位を構成する前記アンテナ素子の一部を含み、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第２の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号とを用いてモノパルス処理を行うことによって、ＤＢＦ型レーダ装置の持つ特徴を活用し、ＤＢＦ方式を用いて広範囲なモノパルス処理を実現し、また、アンテナ系に対する搭載上の制約を軽減するようにしたものである。

なお、ここでいうところの送信部とは、送信アンテナ、発振器、変調器などを備えるものである。同様に、受信部は、増幅器ミキサ、フィルタ、Ａ／Ｄ変換器などを備えるものである。

また、本発明の請求項２にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記モノパルス処理が、位相比較モノパルス処理であることを特徴とする。

また、本発明の請求項３にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記モノパルス処理が、振幅比較モノパルス処理であることを特徴とする。

また、本発明の請求項４にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記受信アンテナは、等間隔で一列に設けられた前記アンテナ素子列からなり、前記第１の処理単位は、前記アンテナ素子列から所定数の互いに隣り合うアンテナ素子列を抽出して構成し、前記第２の処理単位は、前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列から当該第１の処理単位を構成するアンテナ素子列の一端を構成するアンテナ素子を除いたアンテナ素子列と、前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列の他端を構成するアンテナ素子に隣設されたアンテナ素子であって前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列に含まれないアンテナ素子とによって構成したことを特徴とする。

また、本発明の請求項５にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記受信アンテナのアンテナ素子数をＮとするとき、前記第１の処理単位のアンテナ素子数をＮ−１とすることを特徴とする。

また、本発明の請求項６にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記受信アンテナを構成するアンテナ素子列の各アンテナ素子同士の間隔が前記受信信号の波長の２倍よりも狭いことを特徴とする。

また、本発明の請求項７にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記第１の処理単位と前記第２の処理単位とを一組のモノパルス処理単位とするとき、該一組のモノパルス処理単位が複数備えられることを特徴とする。

また、本発明の請求項８にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記信号処理部は、前記第１の処理単位の演算処理と、前記第２の処理単位の演算処理とに共通する処理を、予め処理しておくことを特徴とする。

また、本発明の請求項９にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記送信部は、前記信号処理部の制御に基づいて前記送信信号を変調するための変調用信号の所定のパラメータを可変制御する変調制御部をさらに備えることを特徴とする。

また、本発明の請求項１０にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記送信信号が、ＦＭ−ＣＷ信号であることを特徴とする。

また、本発明の請求項１１にかかるレーダ装置は、上記の発明において、前記変調制御部は、変調用信号の周波数偏移幅および／または繰り返し周期を可変することを特徴とする。

本発明にかかるレーダ装置によれば、位相比較モノパルス処理を行うための２つの受信アンテナとして、所定の素子数のアンテナ素子からなるサブアレイ１と、サブアレイ１を構成する素子グループから所定のシフト数だけずらした素子から始まる所定の抽出数のアンテナ素子からなるサブアレイ２とを構成するようにしているので、ＤＢＦ方式を用いた広範囲な位相比較モノパルス処理を実現することができるという効果を奏する。

以下に、本発明にかかるレーダ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明にかかるレーダ装置の実施の形態１の構成を示すブロック図である。同図に示すレーダ装置は、送信系においては、送信アンテナ１１と、発振器１４と、変調器１５とを備えている。一方、受信系においては、複数の受信アンテナ１２（１２₁，１２₂，・・・，１２_N）と、受信アンテナ１２にそれぞれ接続される増幅器１６（１６₁，１６₂，・・・，１６_N）と、これらの増幅器１６から出力された各信号（受信信号）を発振器１４から供給された信号（ローカル信号）に基づいてダウンコンバートするミキサ１７（１７₁，１７₂，・・・，１７_N）と、これらのミキサ１７にそれぞれ接続されてダウンコンバート後の信号に帯域制限をかけるフィルタ１８（１８₁，１８₂，・・・，１８_N）と、これらのフィルタ１８にそれぞれ接続されて帯域制限後の信号をアナログ−ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器１９（１９₁，１９₂，・・・，１９_N）と、Ａ／Ｄ変換器１９から出力されたディジタル信号に基づいて信号処理を行う信号処理部２０と、を備えている。なお、本発明の特徴は、信号処理部２０にて行われる位相比較モノパルス処理にあり、その詳細については後述する。

つぎに、本発明のレーダ装置に適用されているＤＢＦ技術の概念について説明する。ＤＢＦ技術を端的に説明すると、複数のアンテナ素子で構成されるアレイ・アンテナで受信された受信信号をＡ／Ｄ変換して信号処理部に取り込み、ビーム形成、ビーム走査、サイドローブ抑止などのアンテナ特性の制御をディジタル処理にて実現する技術である。ところで、このＤＢＦ技術を理解するためには、従来から存在するフェーズド・アレイ・アンテナ・レーダの原理を理解することが近道である。そこで、まず、フェーズド・アレイ・アンテナ・レーダについて説明する。

図６は、従来技術によるフェーズド・アレイ・アンテナ・レーダの基本構成を示す図である。同図において、このレーダの受信アンテナ・アレイに対する法線軸（図上点線）方向に対して、到来角θの方向から入射する電波を間隔ｄ₀で配列されたＮ個の受信アンテナで受信する場合、受信アンテナ１０２₁に対する電波の伝搬経路長を基準とすると、受信アンテナ１０２₂、１０２₃、・・・、１０２_Nに対する各伝搬経路長は、同図に示すように、それぞれｄ₀ｓｉｎθ、２ｄ₀ｓｉｎθ、・・・、（Ｎ−１）ｄ₀ｓｉｎθだけ長くなる。したがって、その各伝搬経路長だけ受信アンテナ１０２₂、１０２₃、・・・、１０２_Nに到達する電波の位相が受信アンテナ１０２₁に到達する電波の位相よりも遅れる。

このときの位相差（位相遅延）は、電波波の波長をλとすれば、それぞれ（２π／λ）ｄ₀ｓｉｎθ、（２π／λ）・２ｄ₀ｓｉｎθ、・・・、（２π／λ）・（Ｎ−１）ｄ₀ｓｉｎθとなる。この位相差を各受信アンテナの後段に設けられた移相器１０６（１０６₁，１０６₂，・・・，１０６_N）で、上記位相差とは逆向きに位相を進めてやれば、θ方向からの電波が受信アンテナ１０２のそれぞれで等位相に合成され、指向性がθ方向に向けられたことになる。その後の信号処理は機械式走査レーダと同様であり、移相器１０６を経た受信信号が増幅器１０７で増幅され、ミキサ１０８にて送信信号とミキシングされ、ダウンコンバートされる。このダウンコンバートされた信号が信号処理部１０９に出力されて処理され、距離／速度／方位に関する情報が出力される。このようなフェーズド・アレイ・アンテナ・レーダによれば、移相器１０６の移相量を適宜制御することにより、受信アンテナ１０２を固定したままで任意の方向の指向性を得ることができるのである。

これに対して、ＤＢＦレーダの一般的な構成は、前述の図１に示した実施の形態１のレーダ装置のようになる。このレーダ装置は、フェーズド・アレイ・アンテナ・レーダの移相器の機能をディジタル信号処理で実現するものである。

つぎに、図１を用いてこの実施の形態のレーダ装置の動作を説明する。同図において、変調器１５からの変調信号に基づいて発振器１４にて生成された送信信号が、送信アンテナ１１から空間に対して放射される。一方、目標などからの反射信号が複数の受信アンテナ１２でそれぞれ受信される。これらの受信信号は、増幅器１６でそれぞれ増幅され、ミキサ１７に出力される。ミキサ１７では、増幅器１６から出力された受信信号を発振器１４から供給された信号（ローカル信号）に基づいてダウンコンバートされる。フィルタ１８では、それぞれのミキサ１７から出力されたダウンコンバート信号に帯域制限がかけられ、さらにＡ／Ｄ変換器１９にてアナログ信号からディジタル信号に変換された後、信号処理部２０に出力される。

信号処理部２０では、位相と振幅を自由に変えることができるため、素子々の受信アンテナで受信されたディジタル信号の振幅、位相を所定の規則で調整した後に信号合成を行うことで、任意の方向、あるいは任意の形状のアンテナ指向性を形成することができる。この処理ように、信号処理部で行われるアンテナ指向性合成処理をディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ）と呼んでいる。

ところで、ＤＢＦの大きな特徴は、全受信アンテナで受信した信号を一旦ディジタル信号として取り込んでしまうと、そのディジタル信号に基づいて任意方向のビーム合成ができることにある。すなわち、１回の信号取り込みで複数のビーム形成を可能とすることにある。本発明においても、その特徴を最大限に利用している。

図２は、位相比較モノパルス方式の方位検出の原理を示す図である。同図において、受信アンテナ１および受信アンテナ２に対してアンテナ面の法線方向に対してθの角度で受信波が入射したとき、受信アンテナ１の受信信号と受信アンテナ２の受信信号との間には、φ＝（２π／λ）・ｄ₀ｓｉｎθの位相差が生じる。したがって、位相比較モノパルス方式では、この位相差φを検出することで、θ＝ｓｉｎ^-1（φλ／２πｄ₀）の式に基づいて、電波の到来角θを検出することができる。

図３は、実施の形態１の信号処理の特徴を説明するための模式図である。同図では、複数の受信アンテナ１２による等間隔のリニアアレイに接続された信号処理部２０を示している。なお、受信アンテナ１２にそれぞれ接続される増幅器１６、ミキサ１７、フィルタ１８およびＡ／Ｄ変換器１９については、図示を省略している。

図３において、信号処理部２０では、処理単位１と処理単位２とにグルーピングされた２つの処理単位に基づいた信号処理が行われる。処理単位１では、１２₁〜１２_N-1までのＮ−１素子の受信アンテナの出力が合成処理される。一方、処理単位２では、処理単位１の対象となる受信アンテナの組に対して、下方に一つずつずらした、１２₂〜１２_NまでのＮ−１素子の受信アンテナの出力が合成処理される。したがって、処理単位１は、１２₁〜１２_N-1までのＮ−１素子の受信アンテナ・アレイ（サブアレイ１）で構成され、処理単位２は、１２₂〜１２_NまでのＮ−１素子の受信アンテナ・アレイ（サブアレイ２）で構成されることになる。なお、これらの処理単位１および処理単位２が、図２の受信アンテナ１および受信アンテナ２にそれぞれ対応するものである。

図４は、図３に示す受信アンテナ系を処理単位ごとのサブアレイ構成とした場合の等価構成を示す図である。図３に示すような下方に１素子だけずらしたサブアレイ構成は、サブアレイを一つのアンテナ素子と見れば、図４に示すように、それぞれの素子をサブアレイとする２素子のアレイ・アンテナ構成と等価であり、また、これらのサブアレイ間（サブアレイ１およびサブアレイ２）の間隔は、個々のアンテナ素子の素子間隔ｄ₀（最小間隔）に等しくなる。

なお、サブアレイ１とサブアレイ２との間の間隔を波長に比して大きく設定し過ぎると、サブアレイ１とサブアレイ２との間の位相差にエリアシングが生じ、位相の周りが進んで正しい位相差の検出が困難となる。この問題は、サブアレイを一つの素子とする２素子アレイ・アンテナのビーム・パターンの問題と同一であり、このビーム・パターンにヌルを生じさせないことに置き換えることができる。

図５は、図４に示した２素子アレイ・アンテナのアレイ・ファクタを示す図である。同図に示すように、到来角θに対して、素子間隔が０．５λ（λ：波長）のときは、なだらかに減少するビーム・パターンとなるのに対して、素子間隔２λのときは１５度付近や、５０度付近に大きなヌルが生じている。素子間隔が大きくなるにしたがって、このヌルは法線方向（０度方向）に移動してくるので、素子間隔は可能な限り小さく設定することが重要である。

ところで、従来のように、上述のサブアレイ構成をアンテナ系で実現しようとすると、受信アンテナ自身の数を増加させなければならず、また、増加配置しようとするアンテナと既存のアンテナの一部とが重なってしまい効果的な配置ができないといった問題点があった。しかしながら、この実施の形態のレーダ装置は、アンテナ系の構成はそのままで、信号処理部の機能にて、このサブアレイ構成を実現するものである。すなわち、受信アンテナで受信した信号を信号処理部にディジタル信号として取り込んだ後、一部のディジタル信号を繰り返し使用することで上述のサブアレイ構成と等価な構成を実現している。このサブアレイ構成により、実質的な受信開口長を増大させ、受信利得の増加を可能としている。また、受信利得が増加することで、探知性能を向上させることもできる。

また、一旦取り込んだ受信信号を同時に繰り返し使用することができるので、同時に何本もの受信ビームを形成することができ、従来のように複数の送信アンテナを切り替えるような構成にする必要がなく、搭載スペースの問題点に対して柔軟に対処することができる。

さらに、この実施の形態のレーダ装置では、サブアレイ１を構成するアンテナ素子の受信信号と、サブアレイ２を構成するアンテナ素子の受信信号とが共用的に使用され、かつ繰り返し的に使用されるので、共通演算部分を予め算出しておき、この算出結果を繰り返し利用することで、信号処理部で行われる処理の効率化を図ることができる。

ところで、モノパルス測角では、同一ビーム内に複数の目標が存在する場合には、受信波が複数の目標からの反射波の合成されたものとなり、複数の目標に関し、これらの目標を分離してそれぞれ正しい方向を検出することが難しいということが言われていた。しかしながら、この実施の形態のレーダ装置では、位相比較モノパルス処理をＤＢＦ型のレーダ装置に適用しているので、先にも述べたように、受信信号を一旦取り込んだ後に柔軟な信号処理ができるので、この問題にも対処できる。すなわち、複数の目標が存在する可能性があると判定された場合には、例えば、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法などの高分解処理を併用すれば、上記の問題点を解決することができる。

なお、ＭＵＳＩＣ法などの高分解能処理は、計算処理量が多く、処理結果を迅速に出力することが難しいと言われている。しかしながら、この実施の形態のレーダ装置では、ＭＵＳＩＣ法に基づく処理を常時行うのではなく、高分解能処理が必要と判断された時点で、この処理を適用することができ、また、検出範囲も所定の範囲に限定されるので、計算処理量も削減され、処理時間が問題となることはなく、複数目標の検出を効果的に行うことができる。

以上説明したように、位相比較モノパルス処理を行うための２つの受信アンテナとして、所定の素子数のアンテナ素子からなるサブアレイ１と、サブアレイ１を構成する素子グループから所定のシフト数だけずらした素子から始まる所定の抽出数のアンテナ素子からなるサブアレイ２とを構成するようにしているので、ＤＢＦ方式を用いた広範囲な位相比較モノパルス処理を実現することができる。

なお、この実施の形態のレーダ装置では、サブアレイ１およびサブアレイ２として、位相比較モノパルス処理を行う、図４に示すような２つのサブアレイを構成する例について説明したが、この構成に限定されるものではない。例えば、アンテナ素子を一つおきに交互に組み合わせてもよい。

また、位相比較モノパルス処理を行う２つのサブアレイを複数構成してもよい。つまり、位相比較モノパルス処理を行うための２以上のサブアレイが構成されていればよい。例えば、この複数の２つのサブアレイにより、検出範囲を異ならせた複数の位相比較モノパルス処理を行うことができ、また、複数の位相比較モノパルス処理の結果に基づいて複数目標の分離、識別を行うこともできる。

なお、この実施の形態で説明した処理技術は、レーダ装置の種類に依存する要素はなく、パルス・ドップラー・レーダ装置や、ＦＭ−ＣＷレーダ装置など、種々のレーダ装置に対して適用することが可能である。

（実施の形態２）
図７は、実施の形態２のＤＢＦレーダ装置に適用される振幅比較モノパルス処理の概念を説明するための図である。なお、実施の形態２のレーダ装置の構成は、図１に示す実施の形態１の構成と同一である。図１のレーダ装置の信号処理部２０では、図７に示すように、サブアレイ１の受信ビーム３２とサブアレイ２の受信ビームとが一部重なるようなビームを容易に形成することができる。このような、ビームが形成されれば、後は、通常よく知られている振幅比較モノパルス処理の手順に従って検出処理を行えばよい。

なお、この実施の形態のレーダ装置においても、実施の形態１と同様に、種々のサブアレイ構成や、種々の処理形態をとることができ、そのそれぞれにおいて実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態３）
図８は、本発明にかかるレーダ装置の実施の形態３の構成を示すブロック図である。同図に示すレーダ装置は、図１に示す実施の形態１の構成において、変調器１５と、信号処理部２０との間に変調制御部２２を備えている。なお、その他の構成については、実施の形態１の構成と同一、あるいは同等であり、これらの部分には同一符号を付して示している。

レーダ装置において、目標物体の方向に固定物や中遠距離の目標などが存在していたり、目標物体以外の方向でも強い雑音源などが存在するような場合には、これらの信号がフィルタ１８によって除去されずに、検出対象以外のものを誤検出してしまうことがある。そこで、この実施の形態のレーダ装置では、変調制御部２２が、信号処理部２０の制御に基づいて変調器１５から出力される変調用信号の各種パラメータを可変制御するようにしている。ここで、変調用信号の各種パラメータとは、例えば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置であれば変調用信号の周波数偏移幅や、繰り返し周期などであり、パルス・ドップラー・レーダ装置であれば変調用信号のパルス繰り返し周波数や、パルス幅などである。

つぎに、実施の形態３のレーダ装置の動作について、ＦＭ−ＣＷレーダを例にとり説明する。説明に際し、まず、ＦＭ−ＣＷレーダの原理について説明する。

ＦＭ−ＣＷレーダでは、発振器を例えば数百Ｈｚの三角波等によりＦＭ変調したＦＭ変調波を送信し、目標物体からの反射信号を受信してＦＭ変調波をローカル信号として受信信号をＦＭ検波する。目標物体からの反射波は、レーダと目標物体間の距離に応じて、また、相対速度によるドップラー・シフトに応じて送信信号とのずれ（ビート）を起こす。したがって、この周波数のずれから目標物体との距離と相対速度を計測することができる。ＦＭ−ＣＷレーダにおいては、変調用信号として三角波が用いられる場合が多く、以下の記載では変調用信号として三角波を用いた場合について説明するが、三角波のほかにものこぎり波や台形波等の三角波以外の変調用信号を用いることもできる。

図９は、目標物体との相対速度が“０”の場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図であり、図９−１は、送信波および受信波の信号波形を示す図であり、図９−２は、送信波と受信波のビート周波数を示す図である。図９−１において、送信波の波形は三角波であり、実線に示すように周波数が変化する。また、送信波の送信中心周波数はｆ₀ 、ＦＭ変調幅はΔｆ、繰り返し周波数ｆ_mである。この送信波は、目標物体で反射されてアンテナで受信され、同図の破線で示すような受信波となる。目標物体との間の電波の往復時間Ｔは、目標物体との間の距離をＲとし、電波の伝播速度をＣとすると、Ｔ＝２Ｒ／Ｃで与えられる。この受信波は、レーダと目標物体間の距離に応じて、送信信号との周波数のずれ（ビート）を起こす。このとき、このビート周波数成分ｆ_bは次式で表すことができる。

ｆ_b＝ｆ_r＝（４・Δｆ・ｆ_m／Ｃ）Ｒ ・・・（１）

一方、図１０は、目標物体との相対速度が“ｖ”の場合のＦＭ−ＣＷレーダの原理を説明するための図であり、図１０−１は、送信波および受信波の信号波形を示す図であり、図１０−２は、送信波と受信波のビート周波数を示す図である。図１０−１において、送信波は、実線に示すように周波数が変化する。この送信波は目標物で反射されてアンテナで受信され、同図の破線で示すような受信波となる。この受信波は、レーダと目標物体間の距離に応じて、送信信号との周波数のずれ（ビート）を起こす。このとき、レーダと目標物体との間に相対速度ｖを有するので周波数成分にドップラー・シフトが生じ、ビート周波数成分ｆ_bは次式のように変化する。

ｆ_b＝ｆ_r±ｆ_d＝(４・Δｆ・ｆ_m／Ｃ)Ｒ＋(２・ｆ_o ／Ｃ)ｖ ・・・（２）

式（１）、（２）において、各記号は以下を意味するものである。
ｆ_b：送受信ビート周波数、ｆ_r：距離周波数、ｆ_d：速度周波数、ｆ₀ ：送信波の中心周波数、Δｆ：周波数偏移幅、ｆ_m：変調波の繰り返し周波数、Ｃ：光速（電波の速度）、Ｔ：目標物体までの電波の往復時間、Ｒ：目標物体までの距離、ｖ：目標物体との相対速度

なお、式（２）に示されるビート信号を信号処理部２０にて、ＦＦＴ変換などの信号処理を行うことで、距離および相対速度などが求められる。

つぎに、図８に示す変調制御部２２の制御にて変調器１５から発振器１４に対して出力される変調用信号を可変制御する場合について説明する。図１１は、この変調用信号の制御について説明するための図である。

まず、変調用信号の周波数偏移幅Δｆを可変制御する場合について説明する。図１０の説明で述べたように、目標物体との相対速度が０の場合、目標物体で反射されてアンテナで受信された受信波は、レーダと目標物体間の距離に応じて、送信信号との周波数のずれ（ビート）を起こす。このビート周波数成分ｆ_bは先に記載したような式（１）で表すことができる。ここでは式（１）を再度掲載する。

ｆ_b＝ｆ_r＝（４・Δｆ・ｆ_m／Ｃ）Ｒ ・・・（１）

式（１）において、Δｆに着目すると、これはＦＭ変調の周波数偏移幅を表している。図１１（ｂ）は、変調用信号として通常の周波数偏移幅（Δｆ相当）を持った三角波（図１１（ａ））を基準とするとき、その周波数偏移幅を２倍に変化させた場合の三角波を示した図である。

図８に示すレーダ装置において、変調制御部２２によって変調器１５を制御して変調用信号の周波数偏移幅Δｆを変化させてｎ倍にすると、式（１）から明らかなように、ビート周波数成分ｆ_bの値はｎ倍となる。受信信号の中には目標物体からの信号ｆ_bとノイズ成分が現れる。そこで、変調制御部２２によって変調器１５を制御してΔｆをｎ倍に変化させる。すると、目標物体からの信号の周波数ｆ_bは、Δｆの変化に応じてｎ倍に変化する。一方、ノイズ成分の周波数成分は変化しないため、目標物体からの信号とノイズ成分とを識別することができる。なお、これらの識別処理は、信号処理部２０で行う。

つぎに、変調用信号の変調周期を可変制御する場合について説明する。図１１（ｃ）は、変調用信号として図１１(ａ)の周波数偏移幅（Δｆ相当）を持った三角波を基準とするとき、その繰り返し周期をｎ倍に変化させた場合の三角波を示した図である。式（１）から明らかなように、変調用信号の繰り返し周期Ｔ_mをｎ倍にすると、ビート周波数成分ｆ_bは、１／ｎとなる。

図８に示すレーダ装置において、変調制御部２２によって変調器１５を制御して変調用信号の繰り返し周期を変化させてｎ倍にすると、ビート周波数成分ｆ_bの値は１／ｎ倍となる。このように、変調制御部２２によって変調器１５を制御して三角波の繰り返し周期Ｔ_mをｎ倍に変化させることで、目標物体からの信号の周波数ｆ_bはＴ_mの変化に応じて１／ｎ倍に変化させる一方で、ノイズ成分の周波数成分を変化させず、目標物体からの信号とノイズ成分とを識別することができる。なお、これらの識別処理も、信号処理部２０が行う。

また、目標物体との相対速度がｖの場合のビート周波数成分ｆ_bも、先に記載したような式（２）で表すことができる。この式（２）についても、再掲する。

ｆ_b＝ｆ_r±ｆ_d＝(４・Δｆ・ｆ_m／Ｃ)Ｒ＋(２・ｆ_o ／Ｃ)ｖ ・・・（２）

目標物体との間に相対速度がある場合であっても、式（２）から明らかなように、周波数偏移幅Δｆや繰り返し周期Ｔ_mを制御することによって、目標物体からの信号とノイズ成分とを識別することができる。なお、周波数偏移幅Δｆまたは繰り返し周期Ｔ_mを制御するということは、変調用信号の傾きを制御することと等価であることは言うまでもない。

なお、上述の制御処理は、実施の形態１、２のレーダ装置と同様に、常時行う必要はない。例えば、検出対象範囲に複数目標の存在の可能性があると判断されたときに、この制御処理を適用すればよい。このような制御処理を行うことで、検出範囲も限定され、計算処理に対する負荷も軽減されるので、処理時間を短縮化することができ、複数目標の検出を効果的に行うことができる。

以上説明したように、この実施の形態のレーダ装置によれば、変調用信号の傾き、例えば周波数偏移幅および／または繰り返し周期を変化させ、これらの変化に応じて変動する信号成分を識別することにより、目標物体とそれ以外の信号かどうかを識別することができる。

なお、この実施の形態のレーダ装置では、上記の目標物体とそれ以外の信号かどうかを識別するための処理をＦＭ−ＣＷレーダを例にとり説明したが、例えば、パルス・ドップラー・レーダなどにも適用することができる。この場合は、変調用信号のパルス繰り返し周波数や、パルス幅などを制御すればよい。

以上のように、本発明にかかるレーダ装置は、移動物体の距離、速度、方位を検出するレーダ装置として有用であり、特に、アンテナ系に対してスペース的な制約があるプラットフォームに搭載する場合などに適している。

本発明にかかるレーダ装置の実施の形態１の構成を示すブロック図である。 位相比較モノパルス方式の方位検出の原理を示す図である。 実施の形態１の信号処理の特徴を説明するための模式図である。 図３に示す受信アンテナ系を処理単位ごとのサブアレイ構成とした場合の等価構成を示す図である。 図４に示した２素子アレイ・アンテナのアレイ・ファクタを示す図である。 従来技術によるフェーズド・アレイ・アンテナ・レーダの基本構成を示す図である。 実施の形態２のＤＢＦレーダ装置に適用される振幅比較モノパルス処理の概念を説明するための図である。 本発明にかかるレーダ装置の実施の形態３の構成を示すブロック図である。 ＦＭ−ＣＷレーダにおける送信波および受信波の信号波形（相対速度＝０）を示す図である。 ＦＭ−ＣＷレーダにおける送信波と受信波のビート周波数（相対速度＝０）を示す図である。 ＦＭ−ＣＷレーダにおける送信波および受信波の信号波形（相対速度＝ｖ）を示す図である。 ＦＭ−ＣＷレーダにおける送信波と受信波のビート周波数（相対速度＝ｖ）を示す図である。 変調器から発振器に対して出力される変調用信号制御について説明するための図である。

符号の説明

１１，１０１ 送信アンテナ
１２，１０２ 受信アンテナ
１４，１０４ 発振器
１５，１０５ 変調器
１６，１０７ 増幅器
１７，１０８ ミキサ
１８ フィルタ
１９ Ａ／Ｄ変換器
２０，１０９ 信号処理部
２２ 変調制御部
１０２ 受信アンテナ
１０６ 移相器

Claims (11)

1. 送信信号を電波として空間に放射するための送信部と、
   前記電波が目標物体に到達して該目標物体から反射された電波を受信信号として受信する複数のアンテナ素子からなる受信アンテナと、
   前記受信アンテナから出力された受信信号が所定の周波数帯にダウンコンバートされたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する受信部と、
   前記受信部から出力されたディジタル信号に対して所定の処理を施して前記目標物体までの距離、前記目標物体の速度および方位を検出する信号処理部と、
   を備え、
   前記信号処理部は、
   前記所定の処理として、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第１の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号と、前記第１の処理単位を構成する前記アンテナ素子の一部を含み、前記受信アンテナから選択した複数のアンテナ素子からなる第２の処理単位を構成する各アンテナ素子の出力を合成処理した信号とを用いてモノパルス処理を行うことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記モノパルス処理が、位相比較モノパルス処理であることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記モノパルス処理が、振幅比較モノパルス処理であることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
4. 前記受信アンテナは、等間隔で一列に設けられた前記アンテナ素子列からなり、
   前記第１の処理単位は、前記アンテナ素子列から所定数の互いに隣り合うアンテナ素子列を抽出して構成し、
   前記第２の処理単位は、前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列から当該第１の処理単位を構成するアンテナ素子列の一端を構成するアンテナ素子を除いたアンテナ素子列と、前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列の他端を構成するアンテナ素子に隣設されたアンテナ素子であって前記第１の処理単位を構成するアンテナ素子列に含まれないアンテナ素子とによって構成したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のレーダ装置。
5. 前記受信アンテナのアンテナ素子数をＮとするとき、前記第１の処理単位のアンテナ素子数をＮ−１とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のレーダ装置。
6. 前記受信アンテナを構成するアンテナ素子列の各アンテナ素子同士の間隔が前記受信信号の波長の２倍よりも狭いことを特徴とする請求項４または請求項５に記載のレーダ装置。
7. 前記第１の処理単位と前記第２の処理単位とを一組のモノパルス処理単位とするとき、該一組のモノパルス処理単位が複数備えられることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のレーダ装置。
8. 前記信号処理部は、前記第１の処理単位の演算処理と、前記第２の処理単位の演算処理とに共通する処理を、予め処理しておくことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載のレーダ装置。
9. 前記送信部は、前記信号処理部の制御に基づいて前記送信信号を変調するための変調用信号の所定のパラメータを可変制御する変調制御部をさらに備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載のレーダ装置。
10. 前記送信信号が、ＦＭ−ＣＷ信号であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載のレーダ装置。
11. 前記変調制御部は、変調用信号の周波数偏移幅および／または繰り返し周期を可変することを特徴とする請求項１０に記載のレーダ装置

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