JP2000284047A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
き、しかも小型化が可能なレーダ装置を提供する。 【解決手段】 FMCW用に周波数変調されたレーダ波
の反射波を受信する受信部6は、複数の受信アンテナ2
0のいずれかを、選択信号Xrに従って択一的に選択す
る受信スイッチ24を備え、受信信号Srにローカル信
号Lを混合してビート信号Bを生成する受信器22を、
全ての受信アンテナ20が時分割で共用する。受信スイ
ッチ24を、レーダ波の周波数変動周期より十分に短い
周期で切替動作させると、各受信アンテナ20からの受
信信号に基づくビート信号は、信号処理部8にて、ほぼ
同時点で検出されることになり、受信アンテナ20間で
異なるビート信号の位相を利用した方位検出が可能とな
る。
Description
レーダ波を送受信することにより、少なくとも目標物体
が存在する方位を検出するレーダ装置に関する。
防止等の安全装置として応用する試みがなされている
が、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対
速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡
単で小型化・低価格化に適したFMCW方式のレーダ装
置(以下、FMCWレーダ装置とよぶ)が用いられてい
る。
(a)に実線で示すように、三角波状の変調信号により
周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増
減する送信信号Ssをレーダ波として送信し、目標物体
により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信
号Srは、図17(a)に点線で示すように、レーダ波
が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標
物体までの距離に応じた時間Tdだけ遅延し、レーダと
目標物体との相対速度に応じた周波数Fdだけドップラ
シフトする。
号Ssとをミキサで混合することにより、図17(b)
に示すように、これら信号Sr,Ssの差の周波数成分
であるビート信号Bを発生させ、送信信号Ssの周波数
が増加する時のビート信号Bの周波数(以下、上り変調
時のビート周波数とよぶ)をfu、送信信号Ssの周波
数が減少する時のビート周波数(以下、下り変調時のビ
ート周波数とよぶ)をfdとして、目標物体との距離R
及び相対速度Vを、以下の(1)(2)式を用いて算出
するように構成されている。
変調する三角波の周期、△Fは送信信号の周波数変動
幅、Foは送信信号の中心周波数である。ところで、車
載用のレーダ装置では、このようにして検出される距離
や速度に加えて、目標物体が自車に対してどのような位
置関係に存在するかという、いわゆる方位情報の検出も
重要となる。
ダ装置の一つとして、例えば、特開平7−5252号に
は、複数のアンテナを、隣接するアンテナ同士でビーム
が部分的に重なり合うように、方向を少しずつずらしな
がら配置し、単一の送信器(発振器)にて生成された送
信信号を、いずれか一つのアンテナに供給すると共に、
各アンテナからの受信信号のうちいずれか一つを単一の
受信器(ミキサ)に供給してビート信号を発生させ、同
時に用いる送信用及び受信用のアンテナの組合せを順次
切り替えることにより、ミキサが出力するビート信号の
強度と、その時選択されたアンテナの配置から方位情報
を得るものが開示されている。
として、同一のアンテナ、或いは隣接する一対のアンテ
ナを選択することにより、各アンテナのビーム領域及び
隣接するアンテナのビームが重なり合う領域での検出を
行い、複数の領域で目標物体が検出された場合は、各領
域での受信強度に基づいて方位を求めるのである。
は、使用アンテナの組合せの切替を、送信信号の周波数
の変動周期毎に行っており、すべての組合せを終了する
まで確定した方位情報が得られないため、検出及び情報
の更新に長い時間を要するという問題があった。
な要因の影響を受けやすく、このような受信強度を用い
るよりも、位相を用いて方位を検出する方が分解能が向
上することが知られている。しかし、上記装置では、複
数アンテナによる同時受信を行っていないため、位相を
用いた方位検出を行うことができないという問題があっ
た。
して、デジタルビームフォーミング(DBF)が知られ
ている。なお、DBFとは、送信アンテナから送出さ
れ、物体に反射したレーダ波を、複数の受信アンテナに
て同時に受信し、その受信信号を利用して、様々なアン
テナパターン(デジタルビーム)をデジタル信号処理に
より形成するものである。
式のアンテナにおいて、各アンテナ素子毎に備えていた
アナログ移相器の機能、及びアナログ移相器の出力をア
ナログ的に合成する機能を、DBFでは、デジタル信号
処理により実現しているものと考えることができる。
定されるレーダ波の到来方向毎に、信号の強度と位相と
が検出されることになるため、この位相を用いて、方位
検出を高精度に行うことが可能となる。また、DBFで
は、移相器でのウェイト(各受信信号に加える遅延)を
ソフトウェアにより容易に変更でき、その結果、送信信
号の周波数が変動する一周期分について受信信号の測定
を行えば、その受信信号に基づいて複数のビームパタン
を同時に形成できるため、上述の装置のように、ビーム
パタン毎に送信信号の一周期を費やす必要がなく、短時
間で方位情報を得ることが可能となる。
方位検出を実現するためには、上述したように、各受信
アンテナは、同じレーダ波を同時に受信しなければなら
ず、例えば、特開平5−150037号公報等に開示さ
れているように、各受信アンテナ毎に、高価な部品であ
る高周波受信器を設けなければならないため、装置が非
常に高価なものとなるだけでなく、装置が大型化してし
まうという問題があった。
高精度な方位情報を短時間で得ることができ、しかも小
型化が可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
になされた発明である請求項1に記載のレーダ装置で
は、送信部が、周波数が時間と共に周期的に変動する送
信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出し、
この送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を
受信した受信部は、レーダ波の受信信号、及び送信信号
と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信
号を生成し、信号処理部が、受信部にて生成されたビー
ト信号が有する周波数成分を分析する。
えており、受信スイッチが、受信アンテナのいずれかか
らの受信信号を択一的に受信器に供給し、受信器が、こ
の受信信号をローカル信号と混合するように構成されて
おり、受信切替制御手段が、受信スイッチを、送信信号
の周波数が変動する周期(以下、単に変動周期という)
よりも短い周期で、受信器に受信信号を供給する受信ア
ンテナが順次切り替わるよう制御している。
スイッチによって全ての受信アンテナが、少なくとも一
度は選択され、受信部の出力は、すべての受信アンテナ
からの受信信号に基づくビート信号が時分割多重された
ものとなる。そして、受信スイッチの切替周期を十分に
短くすれば、各受信アンテナからの受信信号に基づくビ
ート信号を、ほぼ同時に検出したものとみなすことがで
きる。
れら各ビート信号の位相を互いに比較して方位検出を行
うことが可能となり、方位検出能力を向上させることが
できる。しかも、各受信アンテナからの受信信号は、受
信スイッチによって時分割で受信器に供給されるので、
受信器の数を、受信アンテナの数に比べて少なくするこ
とができ、装置を安価且つ小型に構成することができ
る。
ナが、いずれも、送信部から送出されるレーダ波のビー
ム範囲内の角度方向から到来するレーダ波を、すべて受
信できるような指向性を有するように構成すれば、方位
情報を得るための位相比較の際に、DBFを用いること
ができる。
信信号の変動周期の一周期分の測定を行うだけで複数の
デジタルビームを形成でき、しかも、そのビーム毎、即
ちレーダ波の到来方向毎に受信信号の強度と位相とが検
出されるため、この受信信号の位相を用いた高精度な方
位検出を短時間で行うことができ、ひいては情報の更新
を短い周期(具体的には、送信信号の変動周期である数
msのオーダ)で行うことができる。
は、受信アンテナの数を増加させ、アンテナ全体として
の開口面を広げてビームを絞ることが効果的であるが、
受信アンテナの数を多くするほど、各受信アンテナでの
検出が同時に行われたと見なせるようにするためには、
受信スイッチでの切替をより高速に行わなければなら
ず、つまり、高速に動作する高価な部品を使用して装置
を構成しなければならない。
では、受信アンテナを複数の受信グループに分割し、こ
の受信グループ毎に、受信器,受信スイッチを設け、受
信切替制御手段は、全ての受信側スイッチについて切替
制御を行っている。つまり、本発明のレーダ装置によれ
ば、受信グループ毎に処理を行うことにより、各受信グ
ループが扱う受信アンテナの数の増加を抑制できるの
で、比較的低速な部品を用いて装置を構成することがで
きる。換言すれば、より高精度な検出ができる装置を、
より高速に動作する高価な部品を用いることなく実現で
きるのである。
アンテナが一列に配置されていることを特徴とする。こ
の場合、各受信アンテナからの受信信号に基づくビート
信号の強度成分及び位相成分を比較することにより、受
信アンテナの法線(正面)方向及び配列方向を含む面内
での目標物体の方位(例えば、正面方向を0°とした、
左右方向の角度)が検出可能となるため、例えば、受信
アンテナの配列方向を水平方向に一致させれば、車載用
前方監視レーダ等に好適に用いることができる。
アンテナの受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う
際の原理を示す説明図である。即ち、隣接する受信アン
テナの中心間の距離をdwとした場合、受信アンテナの
正面方向に対して角度αから到来するレーダ波を考え
る。なお、図面を見やすくするため、ここでは、3つの
受信チャネルch1,ch2,ch3を有する場合、即
ち3つの受信アンテナにて受信する場合について示す。
受信アンテナ前方の少なくとも数m以上の距離に存在す
る目標物体によって反射されたレーダ波は、各受信アン
テナの所に、ほとんど平行に到来すると考えることがで
きる。従って、隣接する受信チャネルch1,2(又は
ch2,3)の受信アンテナに到来するレーダ波は、角
度αに応じた行路差dl(=dw・sinα)が生じる
ことになる。
h1,2(又はch2,3)の受信信号には、位相差が
生じ、更にこの位相差は、受信器で周波数変換されてビ
ート信号の位相差となって、信号処理部に伝達される。
FMCWレーダ装置の場合、行路差dlによって、ビー
ト信号に発生する位相差ζは、送信信号の平均波長をλ
として、次の(3)式にて表される。
の距離dw及び角度αにて示した式で置き換え、αにつ
いて解くと、(4)式が得られる。
ビート信号を解析して、チャネル間の位相差ζを求める
ことにより、(4)式から方位情報を求めることができ
るのである。なお、この場合、送信ビームのビーム範囲
内に存在する目標物体について、方位情報を漏らさず検
出できるようにするには、請求項5記載のように、隣接
する一対の受信アンテナの中心間の距離dwを、前記送
信部から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、前記送信
信号の平均波長をλとした場合、
式をdwについて解くと、(6)式が得られる。
ζは、−π<ζ<πの範囲であり、送信ビームのビーム
幅をφとした場合、検出可能な角度αは、−φ/2<α
<φ/2の範囲であるため、(6)式に、ζ=π,α=
φ/2を代入すると、(7)式が得られる。
ム幅より広い範囲を検出できるように設定することが望
ましく、即ち、受信アンテナの中心間の距離dwを、
(5)式を満たすように設定しておけば、必要な方位情
報を漏らさず検出できるのである。
体が位置している場合を想定すると、各受信チャネルc
h1〜3の受信信号に基づくビート信号は、同位相とな
る。逆に言えば、信号処理部では、すべての受信チャネ
ルch1〜3間で、ビート信号の位相差ζが零であれ
ば、目標物体が真正面に位置すると判定することにな
る。
替えを行うと、信号処理部では、図16(a)に示すよ
うに、受信スイッチが一つの状態を保持する保持時間t
dずつずれたタイミングで信号をサンプリングすること
になる。このサンプリング値を、離散データを扱う信号
処理方法によって、位相比較を行う場合、図16(b)
に示すように、最も時間的に近いサンプリング値同士
を、同時刻のサンプリング値と見なして計算処理する方
法が一般的である。しかし、受信スイッチの切替を同じ
タイミング且つ同一順序で行うと、ビート信号が、すべ
ての隣接する受信チャネルch1,2及びch2,3間
で、あたかも同じ位相差σを持っているかのうように認
識されてしまうことになる。この結果、現実には、真正
面に位置する目標物体を、位相差σに相当する角度αに
存在すると誤認識してしまうのである。
信切替制御手段は、受信スイッチによって該受信スイッ
チの切替対象となる全ての受信アンテナが一通り選択さ
れるスイッチの切替周期毎に、切替順を変更してランダ
ムに受信スイッチの切替を行えば、図示したような一律
な時間のずれは発生しないため、各チャンネルの位相が
一様な位相差を持つ事はなく、方位情報の検出誤差を抑
制することができる。
は、同じパタンで繰り返した場合、信号処理を行った際
に、その繰り返しパタンに基づく周波数成分が生じてし
まい、この周波数成分も誤検出の原因となるおそれがあ
るので、これを防止するためである。
号処理部は、ビート信号再現手段が、受信部にて生成さ
れるビート信号から、各受信アンテナからの受信信号に
それぞれ基づいて受信アンテナと同数のビート信号を再
現し、この再現された各ビート信号毎に、距離情報算出
手段が、周波数分析を行うことにより、周波数成分毎の
信号強度と位相を計算し、その信号強度から目標物体の
距離情報を求め、更に、方位情報算出手段が、距離情報
算出手段にて算出された各ビート信号間で同一周波数を
有する周波数成分を位相比較することにより、目標物体
の方位情報を求めている。
求項8記載のように、まず、サンプリング手段が、受信
部からのビート信号を、受信スイッチに同期してサンプ
リングしてから、このサンプリング値を、分離手段が、
各受信アンテナからの受信信号に基づくもの毎に分離す
るように構成してもよいし、逆に、請求項9記載のよう
に、まず、受信スイッチと同期して動作する分離スイッ
チが、受信部からのビート信号を、各受信アンテナから
の受信信号にそれぞれ基づいた受信アンテナと同数の分
離信号に分離してから、この分離スイッチからの各分離
信号を、サンプリング手段が、それぞれサンプリングす
るように構成してもよい。
する場合、サンプリング手段を高速に動作させる必要が
あるが、一つの信号を処理するだけであるため、例え
ば、単一のAD変換器で構成することができ、部品点数
を削減することができる。一方、後者のように、分離し
てからサンプリングする場合、サンプリング手段は、例
えば、各分離信号毎にAD変換器を設けることで構成で
きるが、各AD変換器は、受信スイッチにより、対応す
る受信アンテナが選択された時にのみ、サンプリングを
行えばよいため、比較的低速で処理を行うことができ、
安価な部品を用いて装置を構成することができる。
に、更に、分離手段にて分離された分離信号を、この分
離信号と同数設けられ且つカットオフ周波数が前記受信
スイッチの切替周期より低く設定されたローパスフィル
タにより、分離スイッチにて分離された分離信号から、
分離スイッチでのスイッチングにより生じる高調波成分
を除去し、この高調波成分が除去された分離信号を、サ
ンプリング手段が、それぞれサンプリングするように構
成してもよい。
ズ)による検出感度の低下を確実に防止することができ
る。ところで、受信スイッチを固定順で切替を行った際
に生じる方位検出誤差を、請求項6では、受信スイッチ
をランダムに切り替えることで防止しているが、信号処
理部内の処理により、その影響を除去することも可能で
ある。
は、受信アンテナのそれぞれに番号i(i=1,2,…
n)を割り当て、受信スイッチでは、番号1から番号順
に受信アンテナを選択するよう切替を行い、番号iの受
信アンテナが選択された時刻をtiとして、位相補償手
段が、距離情報算出手段にて算出された周波数fbにお
ける位相θi(fb)に対して、それぞれ、 H1=exp{−j・2π・fb・(ti−t1)} (8) にて表される第1補償係数H1を乗じることにより、受
信アンテナの選択時刻のずれに基づく位相のずれを補償
し、方位情報算出手段は、この補償された位相を用いて
方位情報を求めている。
合、図16(b)に示した位相差σは、次の、(9)式
にて求めることができる。 σ=2π・fb・td (但し、td=ti−t1) (9) 従って、検出された位相に、exp(−j・σ)を乗じ
て、位相をσだけ戻すようにすれば、受信スイッチの動
作に基づく位相のずれを補償できるのである。
テナの配置を考えると、必ずしも、受信アンテナから受
信器に至る経路路を、同一の長さにできるとは限らな
い。この場合、たとえ真正面の信号を受信していたとし
ても、各受信アンテナからの受信信号(ビート信号)に
は、経路差に応じた位相のずれが生じることになる。
に、位相補償手段は、番号iの受信アンテナから受信側
スイッチを経由して受信器に至る経路における受信信号
の位相遅れ量をδiとした場合、第1補償係数H1にて
補償された位相θi(fb)×H1に対して、それぞれ、
更に、 H2=exp{−j・δi} (10) にて表される第2補償係数H2を乗じることにより、受
信器に至る経路長さの相違に基づく位相のずれを補償す
ることが望ましい。
及び位相情報算出手段での位相比較は、請求項13記載
のように、複素フーリエ変換を用いて行うことが可能で
ある。即ち、各受信チャネル(受信アンテナ)毎に分離
されたビート信号のサンプリング値を、時間軸方向に複
素フーリエ変換すると、その結果である複素数の数列
は、それぞれが周波数成分に対応しており、その複素数
が表す絶対値及び位相角が、対応する周波数成分の強度
及び位相にそれぞれ相当する。
波数成分毎に受信チャネルの数だけ並べた数列を作り、
この数列を今度は、空間軸方向に複素フーリエ変換し
て、いわゆる空間周波数の成分分析を行うと、その結果
である複素数の数列は、レーダ波の周波数や受信アンテ
ナの配置間隔により決まる複数の方位に分解された信号
にそれぞれ対応することになる。
は、デジタルビームを形成することに相当し、このよう
に時間軸方向及び空間軸方向に複素フーリエ変換を2回
繰り返すことにより、その結果は、デジタルビーム毎に
受信信号を周波数解析したものとなり、その解析された
各信号成分毎に、信号強度及び位相が特定されることに
なるのである。
低減させることができ、簡素なハードウェアにて必要な
信号処理を行うことができる。なお、受信アンテナの
数、及び各受信アンテナ毎のサンプリング数を、2の整
数乗の値に設定し、上述の複素フーリエ変換において、
高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用すれば、より計
算を高速化できる。
いて処理を行う場合、処理精度を向上させるために、処
理対象となるデータに窓関数を掛けるという公知技術を
適用することができる。そして、一列に配置した受信ア
ンテナにて同時に検出される信号に基づき、空間軸方向
のフーリエ変換を行う場合、この窓関数の作用は、中央
部の信号強度を強く、周辺部の強度を弱く設定すること
に相当し、ひいては、検出を必要としない方向(正面に
対する傾き角度が必要以上に大きい方向)から到来する
レーダ波についての受信レベル(サイドローブレベル)
を小さくすることに相当する。
記載のように、受信アンテナから受信器に至る経路での
受信信号の伝搬損失が、中央に位置する受信アンテナほ
ど低くなるように設定すれば、処理対象となるデータに
窓関数を掛けたことに相当するため、信号処理部での処
理を軽減できる。
子を多く有するスイッチの場合、すべての端子からの伝
搬損失を等しくするには、配線の長さや形状を全く同じ
にする等、実装上の制約が大きくなってしまうため、実
際には極めて困難である。また、伝搬損失を揃えること
ができたとしても、最も損失の大きいものに合わせるこ
とになるため、全体として損失量が大きくなってしま
う。しかし、端子によって損失量を変えてもよい場合に
は、例えば損失を低くしたい端子は、出力端子に近づけ
る等、配置上の工夫を行うことにより、最も損失の大き
いもの損失量を揃える必要がないため、全体としての平
均的な損失を抑制することができる。
失が不均一となることを積極的に許容することにより、
レーダ装置全体の感度を向上させることができるのであ
る。次に、請求項15記載のレーダ装置では、送信部
が、複数の送信アンテナを備えており、送信器が生成し
た送信信号を、送信スイッチが、送信アンテナのいずれ
かへ択一的に供給するように構成され、送信切替制御手
段が、送信スイッチを、送信信号の周波数が変動する周
期毎に、送信信号の供給対象となる送信アンテナが順次
切り替わるよう制御している。
長くするには、送信アンテナのビーム幅を絞る必要があ
り、その場合、検出範囲(角度幅)が狭くなってしまう
のであるが、本発明のように、複数の送信アンテナを、
各ビームの検出範囲が異なるように設定して、これらを
切り替えて使用すれば、検出範囲を狭めることなく、検
出距離の向上を図ることができるのである。
に説明する。図1は、第1実施例の車載用レーダ装置の
全体構成を表すブロック図である。図1に示すように、
本実施例のレーダ装置2は、ミリ波帯のレーダ波を送信
する送信部4と、送信部4から送出され先行車両や路側
物等といった目標物体(障害物)に反射したレーダ波
(以下、反射波という)を受信し、後述するビート信号
Bを生成する受信部6と、受信部6が生成するビート信
号Bに基づいて目標物体との距離,相対速度,及び方位
等を検出する信号処理部8とを備えている。
が直線的に漸増,漸減を繰り返すよう変調されたミリ波
帯の高周波信号を生成する送信器10と、送信器10の
出力を送信信号Ssとローカル信号Lとに電力分配する
分配器12と、送信信号Ssに応じたレーダ波を放射す
る送信アンテナ14とを備えている。
周波数は、具体的には、図17(a)に実線で示すよう
に三角波状に変化し、本実施例では、中心周波数Fo=
76.5GHz,周波数変動幅ΔF=100MHz,変
動周期T=1.024msに設定されている。また、送
信アンテナ14のビーム幅は、当該レーダ装置2の検出
領域をすべてカバーするように設定されている。
数(本実施例では8個)の受信アンテナ20と、いずれ
かの受信アンテナ20からの受信信号Srにローカル信
号Lを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビー
ト信号Bを生成する高周波用ミキサを備えた受信器22
と、受信アンテナ20からの受信信号Srのいずれかを
選択信号Xrに従って択一的に選択し、受信器22へ供
給する受信スイッチ24と、受信スイッチ24を制御す
るための選択信号Xrを生成する受信切替制御手段とし
ての選択信号生成器26とを備えている。つまり、受信
部6は、各受信アンテナ20に対応して8つの受信チャ
ネルch1〜8を有しており、すべての受信チャネルc
h1〜8が、単一の受信器22を時分割で共用するよう
に構成されている。
するビームにおいて、正面方向に対する利得の低下が3
dB以内の角度範囲をビーム幅と規定し、各受信チャネ
ルch1〜ch8の受信アンテナ20は、そのビーム幅
が、いずれも、送信アンテナ14のビーム幅(本実施例
ではφ=20°)全体を含むように設定されている。
間の距離dwは、送信アンテナ20のビーム範囲を角度
分析するために、上述した(5)式の条件を満たすよう
にdw=8[mm]に設定されている。即ち、レーダ波
の平均波長がλ=1/Fo=3.92[mm]であるこ
とから、(5)式の右辺は11.3[mm]となり
(5)式を満たすことは明らかである。
ように、受信器22へ受信信号が供給される受信アンテ
ナ20が、配列順、即ち受信チャネルch1〜ch8の
番号順に従って順番に切り替わるような選択信号Xrを
生成するように構成されている。なお、この選択信号X
rは、信号処理部8へも供給されている。
RAMからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構
成され、更に、選択信号Xrに同期して動作し、受信部
6が生成するビート信号Bをデジタルデータに変換する
サンプリング手段としてのA/D変換器、及びA/D変
換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ
変換(FFT)を実行するための演算処理装置等を備え
ている。
置2では、送信器10が生成した高周波信号を分配器1
2が電力分配することにより送信信号Ss及びローカル
信号Lが生成され、このうち送信信号Ssは、送信アン
テナ14を介してレーダ波として送出される。
ダ波の反射波は、全ての受信アンテナ20にて受信され
るが、受信スイッチ24によって選択されている受信チ
ャネルchi(i=1〜8)の受信信号Srのみが受信
器22へ供給される。すると、受信器22では、この受
信信号Srに分配器12からのローカル信号Lを混合す
ることによりビート信号Bを生成し信号処理部8へ供給
する。そして、信号処理部8では、ビート信号Bを、選
択信号Xrのタイミングに従ってサンプリングした後、
後述する障害物情報検出処理を実行する。
rに従って受信チャネルchiを順次切り替えているた
め、受信器22には、各受信チャネルch1〜8の受信
信号Srが時分割多重されて供給されることになる。そ
の結果、受信器22が生成するビート信号Bも、図4
(a)に示すように、各受信チャネルch1〜8の受信
信号Srに基づくビート信号B1〜B8が時分割多重さ
れたものとなる。
保持する期間tdはいずれも一定(本実施例では0.2
5μs)であり、従って、全ての受信チャネルch1〜
ch8が受信スイッチ24によって一度ずつ選択される
切替周期Txは、Tx=8×td(=2μs)となる。
このため、信号処理部8は、変動周期T毎に、全ての受
信チャネルch1〜ch8のビート信号B1〜B8を、
T/Tx(=512)回ずつサンプリングすることにな
る。但し、各受信チャネルch1〜8のサンプリングタ
イミングは、期間Tdずつずれたものとなっている。
報検出処理を、図5に示すフローチャートに沿って説明
する。なお、本処理は、送信信号Ssの一変動周期T分
のサンプリングデータが蓄積される毎に起動される。本
処理が起動されると、まずS110では、蓄積されたサ
ンプリングデータを、各受信チャネルch1〜8毎、即
ち、同じビート信号B1〜B8に基づくもの毎に分離
し、この分離されたサンプリングデータ毎に、続くS1
20,S130の処理を実行する。
れたサンプリングデータに基づいて、複素フーリエ変換
(特に、ここでは高速フーリエ変換のアルゴリズムを適
用した複素FFT)を実行することにより周波数分析を
行う。但し、複素FFTは、サンプリングデータの前半
(上り変調時のデータ)と後半(下り変調時のデータ)
とに分けてそれぞれ行う。そして、この複素FFTの演
算結果として、各周波数成分毎の信号強度、及び位相が
得られる。
る周波数成分を抽出し、全ての受信チャネルchi(i
=1〜8)について、この抽出された周波数成分(周波
数fb)の位相θi(fb)を補償する。これは、受信
スイッチ24により受信チャネルchiが選択される時
刻をtiとして、時刻t1からの経過時間ti−t1
(=(i−1)・td)と、各受信チャネルchi毎に
予め測定された、各受信チャネルchiの受信アンテナ
20から受信器22に至る経路での受信信号Srの位相
遅れ量δiとに基づき、次の(11)式を用いて、補償
された位相θhi(fb)を算出する。
td} H2=exp{−j・δi} そして、S140では、全ての受信チャネルch1〜8
について上述の周波数分析(S120),位相補償(S
130)が終了したか否かを判断し、全ての受信チャネ
ルch1〜8について処理を終了するまで、上述のS1
20,S130を繰り返し実行する。
ついて処理を終了し、S140にて肯定判定されると、
S150に移行して、先のS120にて算出された信号
強度に基づき、上り変調時及び下り変調時毎に、信号強
度がピークとなる周波数成分(周波数fu,fd)を抽
出し、上述の(1)(2)式を用いて、目標物体との距
離Rや相対速度Vを算出する。なお、各変調時とも複数
のピークが存在する場合には、例えば、信号強度に基づ
いてほぼ同じ信号強度のもの同士をペアリングして、こ
のペアリングされたすべてのものについて、距離Rや相
対速度Vを算出する。
された位相を、各受信チャネルch1〜8間で比較する
ことにより、目標物体と各受信アンテナ20との位置関
係により生じる反射波の行路差dlに基づいた位相差を
特定することにより、上述の(3)(4)式を用いて目
標物体の方位αを算出する。なお、S110がビート信
号再現手段(分離手段)、S120,S150が距離情
報算出手段、S160が方位情報算出手段、S130が
位相補償手段に相当する。
置2においては、各受信チャネルch1〜8の受信信号
Srを、受信スイッチ24を介して時分割で受信器22
に供給し、また、信号処理部8では、受信器22から供
給される時分割多重されたビート信号を、サンプリング
した後、各受信チャネルch1〜8毎に分離して処理す
る。
れば、各受信チャネルch1〜8が受信器22を時分割
で共用するようにされているので、高価な受信器22を
多数設ける必要がなく、装置を安価かつ小型に構成でき
る。しかも、本実施例では、各受信チャネルch1〜8
を、短い周期(ここでは、0.25μs)で順次切り替
えており、連続した8個のデータは、ほぼ同時に検出し
たものと見なすことができるため、各受信チャネルch
1〜8のビート信号の位相に基づいて方位検出を行うこ
とができ、信号強度のみを用いる場合と比較して、方位
検出の精度を向上させることができる。
リングタイミングの相違や、受信アンテナ20から受信
器22に至る経路の相違に基づいて各受信チャネルch
1〜8毎に生じる位相のずれや遅れを補償し、この補償
された位相に基づいて方位情報を算出しているので、こ
れらの要因に関わらず、高精度な方位検出を行うことが
できる。
より選択される受信チャネルch1〜8を、受信アンテ
ナ20の配列順に従い常に同じ順序(1→2→3→4→
5→6→7→8)4で切り替えているが、図6に示すよ
うに、例えばある切替周期Txは、受信チャネルを、1
→4→6→3→2→7→8→5の順で切り替え、他の周
期Txでは、5→1→3→4→2→7→6→8の順で切
り替えるというように、各切替周期Tx毎に、ランダム
な順序で切り替えるようにしてもよい。
信信号Sr間に、切り替え順に基づく一様な位相差が生
じてしまうことが防止されるため、切替順に基づく方位
検出誤差を抑制することができ、S130における補償
係数H1に関する補償を省略することができる。
ビーム幅を20°としたが、受信アンテナ20の中心間
の距離がdw=8[mm]に設定されている場合、
(4)式からわかるように、受信アンテナ20は、最大
28.4°(±14.2°)の角度範囲の信号を受信で
きるため、本実施例では、送信アンテナ14のビーム幅
を広げるだけで、検出可能な角度範囲を最大28.4°
まで簡単に拡張することができる。 [第2実施例]次に、第2実施例について説明する。
とは、一部構成が異なるだけであるため、同一の構成に
ついては、同一符号を付して説明を省略し、構成が相違
する部分を中心に説明する。即ち、本実施例のレーダ装
置2aは、図7に示すように、送信部4aが、複数(本
実施例では3個)の送信アンテナ14aと、送信アンテ
ナ14aのいずれかを選択信号Xsに従って択一的に選
択して送信信号Ssを供給する送信スイッチ16とを備
えている。つまり、送信部4aは、各送信アンテナ14
aにそれぞれ対応した3つの受信チャネルch1〜3を
有している。
いて、受信スイッチ24の接続状態を、送信信号Ssの
変動周期Tに対応する数(ここでは512×8回)だけ
切り替える毎に、送信スイッチ16の接続状態を1回だ
け切り替えるような選択信号Xsを生成する送信切替制
御手段としての信号生成器28を備えている。
ch1〜3の送信アンテナ14aは、隣接するアンテナ
同士で互いのビームが一部重なり合うように配置されて
いる。そして、受信チャネルch1〜ch8の受信アン
テナ20は、そのビーム幅が、いずれも、送信チャネル
ch1〜3の送信アンテナ14aが形成する合成ビーム
のビーム幅全体を含むように設定されている。
置2aでは、送信チャネルch1〜3の切替は、送信信
号Ssの変動周期T毎に行われ、一方、受信チャネルc
h1〜8の切替は、第1実施例と全く同様に、変動周期
Tの間に繰り返し行われる。従って、本実施例のレーダ
装置2aによれば、第1実施例と同様の効果を得ること
ができるだけでなく、送信アンテナ14が一つである第
1実施例と比較して、より広い角度範囲に渡って目標物
体を検出することができる。
検出を行うのであれば、各送信アンテナ14aのビーム
を絞ることができるため、検出可能な距離範囲を広げる
ことができ、いずれにしても検出性能を向上させること
ができる。 [第3実施例]次に、第3実施例について説明する。
の構成等が一部異なるだけであるため、この構成の相違
する部分を中心に説明する。即ち、本実施例のレーダ装
置2bは、図9に示すように、信号処理部8aが、受信
チャネルch1〜8にそれぞれ対応して、これと同数
(従って8本)のビート信号入力端子を有しており、受
信部6にて生成されたビート信号Bを、選択信号Xrに
同期して動作する分離スイッチ30を介して、各ビート
信号入力端子に供給するよう構成されている。
入力端子毎にA/D変換器を備えており、それぞれ、分
離スイッチ30を介してビート信号Bが供給されている
ビート信号入力端子に接続されたA/D変換器のみが動
作して、ビート信号Bのサンプリングを行うようにされ
ている。
置2bでは、選択信号Xrに従って、受信スイッチ24
及び分離スイッチ30が同期して動作するため、信号処
理部8aには、図4(b)に示すように、各受信チャネ
ルch1〜8毎に分離されたビート信号B1〜B8(図
では受信チャネルch2の場合を示す)が、各ビート信
号入力端子にそれぞれ供給され、この分離ビート信号B
1〜B8をサンプリングすることになる。
ば、障害物情報検出処理において、サンプリング値を各
受信チャネルch1〜8毎に分離する処理(S110)
を省略することができ、信号処理部8aでの処理量を軽
減することができる。また、本実施例のレーダ装置2b
によれば、分離したビート信号をそれぞれサンプリング
するA/D変換器は、自受信チャネルchiが選択され
た時のみ動作すればよいため、第1実施例の場合と比較
して、1/8の速度で動作する低速で安価な部品を用い
て構成することができる。
て分離したビート信号B1〜B8を、そのまま信号処理
部8aに供給しているが、図10に示すレーダ装置2c
のように、これらの間にローパスフィルタ(LPF)3
2を設けてもよい。この場合、分離スイッチ30のスイ
ッチング動作によって分離したビート信号に重畳される
不要な高調波成分、即ちノイズが除去されるため、信号
処理部8aでの検出感度の低下を防止できる。
少なくとも分離スイッチ30の動作周波数1/td=4
[MHz]よりも低く設定する必要がある。但し、この
動作周波数は、検出すべきビート周波数の上限値より十
分に大きいため、実際には、ビート周波数の上限値を考
慮して設定すればよい。例えば、検知距離R=150
[m]、相対速度V=0[m/s]とすると、検出され
るビート周波数はfu=fb=195kHzとなるた
め、この場合、カットオフ周波数は200kHz程度に
設定すればよい。 [第4実施例]次に第4実施例について説明する。
とは構成の一部が異なるだけであるため、この構成が相
違する部分を中心に説明する。即ち、本実施例のレーダ
装置2dは、図11に示すように、受信部6bが、受信
チャネルch1〜ch4に属する4つの受信アンテナ2
0a、及び受信チャネルch5〜ch8に属する4つの
受信アンテナ20bと、各受信アンテナ20a,20b
からの受信信号Srを、それぞれローカル信号Lと混合
してビート信号Ba,Bbを生成する一対の受信器22
a,22bと、受信アンテナ20aのいずれかの受信信
号Srを選択信号Xqに従って受信器22aに供給する
受信スイッチ24aと、受信アンテナ20bのいずれか
の受信信号Srを選択信号Xqに従って受信器22bに
供給する受信スイッチ24bとを備えている。
4、即ち受信アンテナ20a,受信スイッチ24a,受
信器22aを、第1の受信グループと呼び、受信チャネ
ルch5〜8、即ち受信アンテナ20b,受信スイッチ
24b,受信器22bを第2の受信グループと呼ぶ。
ープ毎のビート信号B1,B2が供給されるため、これ
らをサンプリングするために、一対のA/D変換器を備
えており、選択信号Xqと同期して同時に動作するよう
に構成されている。また、本実施例において、選択信号
Xqは、各受信グループに属する各4つの受信アンテナ
20a,20bを、それぞれ配列順に順番に選択するよ
うにされており、即ち、ch1とch5,ch2とch
6,ch3とch7,ch4とch8が、それぞれ対に
なって同時に動作する。
置2cでは、第1の受信グループからは、受信チャネル
ch1〜4のビート信号が時分割多重されたビート信号
Baが、第2の受信グループからは、受信チャネルch
5〜8のビート信号が時分割多重されたビート信号Bb
が、信号処理部8bに供給される。
物情報検出処理は、S130にて位相の補償を行う際
に、受信チャネルch5〜8については、対になる受信
チャネルch1〜4とそれぞれ同じ補償係数H1を使用
する以外は、第1実施例と全く同様である。
置2dによれば、受信部6bが2つの受信グループに分
割され、各受信グループ毎に、別個の受信器22a,2
2bを共用するようにされているので、第1実施例と同
数のサンプリングデータを得るのであれば、受信スイッ
チ24a,24b、及び信号処理部8bの一対のA/D
変換器を、1/2の速度で動作させることができ、逆
に、受信スイッチ24a,24bや信号処理部8bのA
/D変換器を第1実施例と同じ速度で動作させるのであ
れば、2倍のサンプリングデータを得ることができる。
アンテナの数を増加させた場合に、受信部を受信グルー
プに分割すれば、より高速な高価な部品を用いることな
く、装置を構成することができ、また、受信アンテナの
数を維持して受信部を受信グループに分割すれば、より
高速な部品を用いることなく、より細かなサンプリング
を実現して、検出能力を向上させることができる。
のビート信号Ba,Bbをそのまま信号処理部8bに供
給しているが、図12に示すレーダ装置2eのように、
第3実施例の技術を適用して、各受信グループ毎に、分
離スイッチ30a,30bを設けて、時分割多重された
ビート信号Ba,Bbを、各受信チャネルch1〜8毎
に分離して、この分離したビート信号B1〜B8を、信
号処理部8aに供給するようにしてもよい。 [第5実施例]次に、第5実施例について説明する。
8が実行する障害物情報検出処理の内容が異なるだけで
あるため、この処理についてのみ図13に示すフローチ
ャートに沿って説明する。即ち、本実施例において、障
害物情報検出処理が起動されると、図13に示すよう
に、まずS210では、S110と同様に、蓄積された
サンプリングデータを、各受信チャネルch1〜8毎、
即ち、同じビート信号B1〜B8に基づくもの毎に分離
する。
信チャネルの番号を1〜m(ここではm=8)、各受信
チャネル毎のサンプリング番号1〜n(ここでは、n=
512)として、2次元の配列a(1,1)〜a(m,
n)に格納される。例えば、受信チャネルch3の99
番目のサンプリングデータは、a(3,99)に格納さ
れることになる。
化し、続くS230では、受信チャネルchiの全ての
サンプリングデータa(i,1)〜a(i,n)に対し
て複素FFT(時間軸方向の複素FFT)を行い、その
結果を、2次元の配列b(i,1)〜b(i,n)に格
納する。
信チャネルに対応し、jは周波数に対応する。つまり、
b(i,j)には、受信チャネルchiのビート信号B
iを構成する周波数成分のうち、jにて特定される周波
数成分の信号強度(絶対値)及び位相(位相角)を表す
複素数が格納されることになる。
ト(i←i+1)し、続くS250では、iがmより大
きいか否かを判断し、否定判定された場合(i≦m)に
は、S230に戻って、未処理の受信チャネルについて
同様の処理を繰り返す。一方、全ての受信チャネルにつ
いて複素FFT処理が行われ、S250にて肯定判定さ
れた場合(i>m)には、S260に移行する。
くS270では、受信チャネルに関わらず、周波数jで
ある全てのデータb(1,j)〜b(m,j)に対し
て、再度複素FFT(空間軸方向の複素FFT)を行
い、その結果を、2次元の配列c(1,j)〜c(m,
j)に格納する。
わゆる空間周波数と呼ばれるものであり、この空間周波
数は、受信アンテナ20の配置間隔dwやレーダ波の周
波数に基づいて決まるm種類のビームに対応し、jは配
列b(i,j)と同様に周波数に対応する。つまり、c
(i,j)には、iにて特定されるビーム方向から到来
するレーダ波のうち、jにて特定される周波数成分の信
号強度(絶対値)及び位相(位相角)を表す複素数が格
納されることになる。
ント(j←j+1)し、続くS290では、jがnより
大きいか否かを判断し、否定判定された場合(i≦n)
には、S270に戻って、未処理の周波数について同様
の処理を繰り返す。一方、全ての周波数について複素F
FT処理が行われ、S290にて肯定判定された場合
(i>n)には、S300に移行する。
結果が格納された配列c(1,1)〜c(m,n)か
ら、信号強度が大きいものを抽出し、抽出された配列c
(i,j)の変数jから、その周波数成分の周波数、ひ
いては障害物までの距離を求め、また、信号強度,位
相,及び変数iから、その周波数成分を発生させた障害
物が存在する方位を求めて、本処理を終了する。
ト信号再現手段(分離手段)、S220〜S250,S
300が距離情報算出手段、S260〜S300が方位
情報算出手段に相当する。このように本実施例によれ
ば、2回続けて複素FFTを行うことにより、障害物ま
での距離や方位を求めており、距離や方位検出のために
信号処理部8が実行する演算が簡易化されるため、その
演算量を軽減することができる。
理は、第1実施例の構成を有するレーダ装置2に限ら
ず、当然、第2〜第4実施例に示された構成を有するレ
ーダ装置2a〜2eにも適用可能である。以上、本発明
のいくつかの実施例について説明したが、本発明は上記
実施例に限定されるものではなく、様々な態様にて実施
することが可能である。
毎に単一のビート信号を発生させ、信号処理部8に供給
するようにされており、複素FFTを行う際に、信号処
理部8内で直交変換などを行うことにより実数部と虚数
部とに分解しているのであるが、受信信号を直交変換
し、実数部と虚数部とに分解したものを受信スイッチで
多重化して信号処理部8に供給するように構成してもよ
い。
の具体的な形状を特に規定していないが、例えば図14
(a)に示すように、それぞれが受信アンテナ20に接
続される入力端子毎に、高周波スイッチを設け、その出
力側を共通に接続することにより構成することができ
る。なお、高周波スイッチは、例えば、PINダイオー
ドやトランジスタを用いて構成され、マイクロ波やミリ
波のオン/オフ制御に用いられる周知のものを転用すれ
ばよい。
は、各高周波スイッチを共通に接続する信号線のほぼ中
央部、即ち、8チャネル分の高周波スイッチを有する場
合は4番目と5番目のチャネルの間から取り出すように
配置する。このように構成された受信スイッチ24で
は、中央部のチャネルから入力された信号ほど、入力端
子(受信アンテナ20)から出力端子(受信器22)ま
での伝搬経路が短く、即ち損失が小さくなる。このた
め、この受信スイッチ24を介して、受信器22に伝搬
される各受信チャネルch1〜8の受信信号Srの信号
強度は、図14(c)に示すように、中央部のチャネル
ほど大きくなり、端部のチャネルほど小さくなる。
たビート信号Bのサンプリング値は、フーリエ変換の際
に行う窓関数を掛ける処理が既に行われていることに相
当するため、信号処理部8での演算量を軽減できる。な
お、第4実施例のように、受信部6bが2つの受信ブロ
ックに分割され、2つの受信スイッチ24a,24bを
有する場合には、図14(b)に示すように、各受信ス
イッチ24a,24bの出力端子は、互いに他のスイッ
チと隣接する側の端部から取り出すように配置すること
により、図14(c)に示すような、受信信号の信号強
度の分布を実現することができる。
ク図である。
す説明図である。
である。
である。
理の内容を表すフローチャートである。
明図である。
ク図である。
ビーム幅の設定を表す説明図である。
ク図である。
図である。
ック図である。
図である。
内容を表すフローチャートである。
明図である。
図である。
を示す説明図である。
ある。
理部 10…送信器 12…分配器 14,14a…送信
アンテナ 16…送信スイッチ 20,20a,20b…受信ア
ンテナ 22,22a,22b…受信器 24,24a,24
b…受信スイッチ 26…選択信号生成器 28…信号生成器 30,30a,30b…分離スイッチ
Claims (15)
- 【請求項1】 周波数が時間と共に周期的に変動する送
信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送出する
送信部と、 該送信部から送出され目標物体に反射したレーダ波を受
信し、該レーダ波の受信信号、及び前記送信信号と同じ
周波数を有するローカル信号に基づいて、ビート信号を
生成する受信部と、 該受信部が生成するビート信号をサンプリングし、該ビ
ート信号が有する周波数成分を分析する信号処理部と、 を備えたレーダ装置において、 前記受信部は、 複数の受信アンテナと、 該受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混
合する受信器と、 前記受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に
前記受信器に供給する受信スイッチと、 該受信スイッチを、前記送信信号の周波数が変動する周
期よりも短い周期で、前記受信器に前記受信信号を供給
する受信アンテナが順次切り替わるよう制御する受信切
替制御手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項2】 前記受信アンテナは、いずれも、前記送
信部から送出されるレーダ波のビーム範囲内の角度方向
から到来するレーダ波を、すべて受信できるような指向
性を有することを特徴とする請求項1記載のレーダ装
置。 - 【請求項3】 前記受信アンテナを複数の受信グループ
に分割し、 該受信グループ毎に、前記受信器,前記受信スイッチを
設け、 前記受信切替制御手段は、全ての受信側スイッチについ
て切替制御を行うことを特徴とする請求項1又は請求項
2記載のレーダ装置。 - 【請求項4】 前記受信アンテナは、一列に配置されて
いることを特徴とする請求項1ないし請求項3いずれか
記載のレーダ装置。 - 【請求項5】 請求項4記載のレーダ装置において、 隣接する一対の受信アンテナの中心間の距離dwを、前
記送信部から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、前記
送信信号の平均波長をλとした場合、 dw≦λ/{2sin(φ/2)} に設定したことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項6】 前記受信切替制御手段は、前記受信スイ
ッチによって該受信スイッチの切替対象となる全ての受
信アンテナが一通り選択されるスイッチの切替周期毎
に、切替順を変更して前記受信スイッチの切替を行うこ
とを特徴とする請求項4又は請求項5記載のレーダ装
置。 - 【請求項7】 請求項4ないし請求項6いずれか記載の
レーダ装置において、 前記信号処理部は、 前記受信部にて生成されるビート信号から、各受信アン
テナからの受信信号にそれぞれ基づいて前記受信アンテ
ナと同数のビート信号を再現するビート信号再現手段
と、 該ビート信号再現手段にて再現された各ビート信号毎に
周波数分析することにより、周波数成分毎の信号強度と
位相を計算し、前記信号強度から前記目標物体の距離情
報を求める距離情報算出手段と、 該距離情報算出手段にて算出された各ビート信号間で同
一周波数を有する周波数成分を位相比較することによ
り、前記目標物体の方位情報を求める方位情報算出手段
と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項8】 請求項7記載のレーダ装置において、 前記ビート信号再現手段は、 前記受信部からのビート信号を、前記受信スイッチに同
期してサンプリングするサンプリング手段と、 該サンプリング手段でのサンプリング値を、各受信アン
テナからの受信信号に基づくビート信号毎に分離する分
離手段と、を備えることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項9】 請求項7記載のレーダ装置において、 前記ビート信号再現手段は、 前記受信スイッチと同期して動作し、前記受信部からの
ビート信号を、各受信アンテナからの受信信号にそれぞ
れ基づいた前記受信アンテナと同数の分離信号に分離す
る分離スイッチと、 該分離スイッチからの各分離信号を、それぞれサンプリ
ングするサンプリング手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項10】 請求項7記載のレーダ装置において、 前記ビート信号再現手段は、 前記受信スイッチと同期して動作し、前記受信部からの
ビート信号を、各受信アンテナからの受信信号にそれぞ
れ基づいた前記受信アンテナと同数の分離信号に分離す
る分離スイッチと、 前記分離信号と同数設けられ且つカットオフ周波数が前
記受信スイッチの切替周期より低く設定され、前記分離
スイッチにて分離された各分離信号から、前記分離スイ
ッチでのスイッチングにより生じる高調波成分を除去す
るローパスフィルタと、 該ローパスフィルタの出力を、それぞれサンプリングす
るサンプリング手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項11】 請求項7ないし請求項10いずれか記
載のレーダ装置において、 前記受信アンテナのそれぞれに番号i(i=1,2,…
n)を割り当て、前記受信スイッチでは、番号1から番
号順に前記受信アンテナを選択するよう切替を行い、番
号iの受信アンテナが選択された時刻をtiとした場
合、前記距離情報算出手段にて算出された周波数fbに
おける位相θi(fb)に対して、それぞれ、 H1=exp{−j・2π・fb・(ti−t1)}
(jは虚数単位) にて表される第1補償係数H1を乗じることにより、前
記受信アンテナの選択時刻のずれに基づく位相のずれを
補償する位相補償手段を備え、前記方位情報算出手段
は、前記位相補償手段にて補償された位相を用いて、前
記方位情報を求めることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項12】 請求項11記載のレーダ装置におい
て、 前記位相補償手段は、番号iの受信アンテナから前記受
信側スイッチを経由して前記受信器に至る経路における
前記受信信号の位相遅れ量をδiとした場合、前記第1
補償係数H1にて補償された位相θi(fb)×H1に対
して、それぞれ、更に、 H2=exp{−j・δi} にて表される第2補償係数H2を乗じることにより、前
記受信器に至る経路長さの相違に基づく位相のずれを補
償することを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項13】 請求項7ないし請求項12いずれか記
載のレーダ装置において、 前記距離情報算出手段での周波数分析、及び前記位相情
報算出手段での位相比較を、複素フーリエ変換を用いて
行うことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項14】 請求項13記載のレーダ装置におい
て、 前記受信アンテナから前記受信器に至る経路での受信信
号の伝搬損失が、中央に位置する受信アンテナほど低く
なるように設定されていることを特徴とするレーダ装
置。 - 【請求項15】 請求項1ないし請求項14いずれいか
記載のレーダ装置において、 前記送信部は、 前記送信信号を生成する送信器と、 該送信器にて生成された送信信号を、レーダ波に変換し
て互いに異なる方向へ送出する複数の送信アンテナと、 該送信アンテナのいずれかへ択一的に前記送信器からの
送信信号を供給する送信スイッチと、 該送信スイッチを、前記送信信号の周波数が変動する周
期毎に、前記送信信号の供給対象となる送信アンテナが
順次切り替わるよう制御する送信切替制御手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。
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