JP2000284044A - レーダ装置 - Google Patents

レーダ装置

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタルビームフォーミングを行いビーム毎
の周波数分析結果を得るレーダ装置において、装置構成
の簡易化及び演算負荷の軽減を図る。 【解決手段】 各受信チャネルｃｈｉ毎に、スカラー信
号として表されたビート信号Ｂｉを用い、このビート信
号ＢｉをサンプリングしてなるＭ個のデジタル化ビート
信号Ｄｉ（Ｄ［ｉ，１］〜Ｄ［ｉ，Ｍ］）に対して時間
軸方向の複素ＦＦＴ処理を施す(S110〜S140)。その処理
結果を周波数成分Ｆｊ（Ｆ［１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ，ｊ］）
毎にグループ化し(S150)、各周波数成分Ｆｊのグループ
毎に、それぞれＰ個のダミーデータＦ［Ｎ＋１，ｊ］〜
Ｆ［Ｎ＋Ｐ，ｊ］を付加して、空間軸方向の複素ＦＦＴ
処理を施す(S160〜S200)ことにより（Ｎ＋Ｐ）個のビー
ムが形成され、各ビーム毎に周波数分析結果が得られ
る。ビート信号Ｂｉとしてスカラー信号を使用できるた
め、受信器周辺の装置構成を簡易化できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レーダ波として連
続波を用いて目標物体の検出を行うレーダ装置に関し、
特にビート信号の信号処理に複素フーリエ変換を用いて
行うレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、車両前方に位置する物体との
距離，方位，相対速度等を検出して、衝突防止や追従走
行などを実現するための車載用のレーダ装置が知られて
いる。この種のレーダ装置では、レーダ波として連続波
（ＣＷ）或いは周波数変調した連続波（ＦＭＣＷ）が用
いられ、物体に反射したレーダ波を受信し、その受信信
号に送信信号と同一周波数を有するローカル信号を混合
して、これら受信信号とローカル信号との差の周波数成
分であるビート信号を生成し、このビート信号の周波数
成分を分析することによりレーダ波を反射した目標物体
についての情報を得ている。
【０００３】即ち、目標物体との相対速度に応じて反射
波がドップラシフトし、またレーダ波が目標物体との間
を往復することにより、送信信号に対する受信信号の周
波数や位相が変化するため、これらの変化を反映したビ
ート信号に基づいて、目標物体との距離や相対速度等を
検出することができるのである。
【０００４】また、レーダ装置では、アンテナのビーム
によって検出範囲が決まるため、検出距離を低下させず
に検出可能な角度範囲を広げたり、決められた検出範囲
内で目標物体の方位を特定できるようにする場合には、
アンテナのビームをマルチビーム化する必要がある。
【０００５】そして、マルチビーム化する場合、一般に
は、ビームが互いに異なる方向を向くように配置された
複数のアンテナや、公知のフェーズドアレー方式のアン
テナが用いられてきたが、高速なデジタル信号処理が可
能となった近年では、ビーム形成をデジタル信号処理に
よって実現するデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）
が注目されている。
【０００６】このＤＢＦでは、図８に示すように、送信
器１０４が送信アンテナＡＳから送信したレーダ波の反
射波を、複数の受信アンテナＡＲ１〜ＡＲＮにて同時受
信し、受信器１０６が、各受信アンテナＡＲｉ（ｉ＝
１，２，…，Ｎ）からの受信信号に、送信信号と同じ周
波数を有するローカル信号Ｌをそれぞれ混合することに
よりビート信号を生成し、このビート信号を、ＡＤ（ア
ナログ−デジタル）変換部１０８を介して取り込んだ信
号処理部１１０が、各ビート信号に位相演算を含む重み
付けをして加算する等のデジタル信号処理を行うことに
よりビーム形成を行う。即ち、従来のフェーズドアレー
方式のアンテナにおいて、各アンテナ素子毎に設けられ
たアナログ移相器の機能、及びアナログ移相器の出力を
アナログ的に合成する機能を、ＤＢＦでは、信号処理部
のデジタル信号処理により実現しているものと考えるこ
とができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＤＢＦを実現
する場合、通常、各受信アンテナＡＲ１〜ＡＲＮからの
受信信号に基づくビート信号Ｂ１〜ＢＮを、それぞれ実
数信号Ｉ，虚数信号Ｑからなるベースバンド複素信号に
て表す必要があり、受信器１０６及びＡＤ変換部１０８
では、受信アンテナ毎に各２系列のミキサ，ＡＤ変換器
が必要となるだけでなく、ミキサへ供給するローカル信
号Ｌの電力を大きなものとしなければならないため、回
路規模が増大してしまうという問題があった。
【０００８】なお、ＤＢＦにおいて、ベースバンド複素
信号が必要となる理由は、１系列の受信信号にて表され
るベースバンドスカラー信号では、ある任意時点のみに
注目した時に信号の位相を特定できず、ひいてはＤＢＦ
を行っても、その演算結果から反射波の到来方向を特定
できないためである。
【０００９】即ち、図６は、１列に配設されたアンテナ
の配列面において、アンテナの正面に対して角度ａ
［°］の方向から入射された場合（１）、及び角度−ａ
［°］の方向からレーダ波が入射された場合（２）につ
いて、各アンテナからの受信信号をベースバンド複素信
号（実信号Ｉ，虚信号Ｑ）、及びベースバンドスカラー
信号（実信号Ｉのみ）をベクトル形式で表したものであ
り、図示されているように、ベースバンド複素信号で
は、虚信号Ｑが互いに逆符号となるため両者を識別でき
るが、実信号Ｉのみからなるベースバンドスカラー信号
では、両者は全く同じものとなり識別できないのであ
る。
【００１０】換言すれば、このベースバンドスカラー信
号のベクトルは、図７に示すように、ベースバンド複素
信号として見た場合、角度±ａ［°］の両方向から全く
同じ大きさの信号を同時に受信したものに相当するた
め、上記ベースバンドスカラー信号を用いて、例えば、
空間軸方向の複素フーリエ変換を行うことによりビーム
形成を行うと、角度±ａ［°］の両方向に相当する成分
にピークが表れてしまうことになり、いずれの方向から
入射されたものか特定できないか、又は、２種類の反射
波が同時に入射されたものと誤認してしまうのである。
【００１１】また、回路規模の増大を抑制するため、例
えば特開平１０−６３６４５号公報等に開示されている
ように、ビート信号に周波数変換する前の受信信号を、
高周波ＡＤコンバータを用いてデジタル化し、計算機上
で２系統のミキサの機能をデジタル信号処理により実現
する方法も考えられるが、高価な高周波ＡＤコンバータ
が多数必要となると共に、計算機の負荷が増大し、高速
に動作する高価な計算機が必要となるため、装置が非常
に高価なものとなってしまうという問題があった。
【００１２】更に、ＤＢＦにおいて、限られた角度範囲
内の目標物体の方位を精度よく検出するには、一般に、
アンテナ（受信信号）の数を増やさなければならず、こ
れに応じて受信器の数も増加するため装置が大型化して
しまうという問題があった。本発明は、上記問題点を解
決するために、デジタルビームフォーミングを行いビー
ム毎の周波数分析結果を得るレーダ装置において、装置
構成の簡易化及びデジタル信号処理の処理負荷の軽減を
図ることを第１の目的とし、また、装置を大型化するこ
となくより高精度な方位検出を可能とすることを第２の
目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
になされた発明である請求項１に記載のレーダ装置で
は、送信手段が、予め設定された周波数を有する送信信
号を生成して、該送信信号に基づいてレーダ波を送信
し、このレーダ波の反射波を受信してなる受信信号を、
受信手段が、送信信号と同じ周波数を有するローカル信
号と混合することにより、送信信号と受信信号との差の
周波数成分からなるビート信号を得る。
【００１４】なお、受信手段は、複数設けられており、
各受信手段は、それぞれ単一の受信信号から単一の（即
ちベースバンドスカラー信号となる）ビート信号を生成
するようにされている。そして、信号処理手段が、複数
の受信手段にてそれぞれ生成された複数のビート信号に
対して、複数の受信手段の配列に沿った空間軸方向、及
び時間の経過に沿った時間軸方向についての２回の複素
フーリエ変換を実行することにより、ビート信号の成分
を反射波の到来方向毎に分離してなるビーム毎に、周波
数分析結果を得るようにされている。但し、ビート信号
に対して最初の複素フーリエ変換を行う際には、実数値
としてビート信号の値を設定し、虚数値として零を設定
することにより、ビート信号を複素数信号に拡張して用
いればよい。
【００１５】即ち、ベースバンドスカラー信号は、上述
したように、任意時点だけを見た場合には信号の位相を
特定できないため、空間軸方向に沿って複素フーリエ変
換を行っても、反射波の到来方向を特定できない不完全
なビーム形成しか行われないが、時間軸に沿って連続的
に見た場合には任意時点での信号の位相を特定できるた
め、時間軸方向に沿って複素フーリエ変換を重ねて行う
ことにより、結果的に反射波の到来方向を特定可能な完
全なビーム形成が行われることになる。
【００１６】このように、本発明のレーダ装置では、ベ
ースバンドスカラー信号であるビート信号を用いても、
空間軸方向及び時間軸方向について２回の複素フーリエ
変換を重ねて行うことにより、最終的には、反射波の到
来方向を特定可能なビーム形成を行うことができ、ビー
ム毎の周波数分析結果を得ることができる。
【００１７】その結果、本発明によれば、デジタルビー
ムフォーミングを行うレーダ装置であるにも関わらず、
各受信手段は、それぞれ受信信号に対して１系統のミキ
サやＡＤ変換器を備えていればよく、しかもＡＤ変換器
はミキサにて生成されるビート信号に対応した比較的低
速のものを用いることができるため、回路規模を小型か
つ安価に構成することができる。
【００１８】次に、請求項２記載のレーダ装置では、信
号処理手段は、空間軸方向についての複素フーリエ変換
を、該複素フーリエ変換にて得られる周波数成分の数が
受信信号の数より増加するように、値が零に設定された
複数のダミー信号を付加して行っている。なお、これ
は、零付加（zero-padding）といわれる周知の手法であ
り、例えば「不規則振動とスペクトル解析」（オーム
社）の第１１章等に記載されている。
【００１９】即ち、空間軸方向の複素フーリエ変換によ
りビーム形成を行った場合、アンテナ（受信手段）の数
と同数のビームが得られるが、零付加を行うことは、ダ
ミー信号の数だけアンテナを増加させたことに相当する
ため、受信手段を増加させることなく、ビーム間隔を狭
くして、決められた検出範囲内のビーム数を増加させる
ことができ、その結果、方位検出の精度を向上させるこ
とができる。
【００２０】また、請求項３記載のレーダ装置では、複
数の受信手段は、１列に配列された複数のアンテナのい
ずれかから、それぞれ受信信号の供給を受けるようにさ
れていると共に、信号処理手段は、一方の端部に配設さ
れたアンテナ以外からの受信信号に基づく第１のビート
信号群、及び他方の端部に配設されたアンテナ以外から
の受信信号に基づく第２のビート信号群のそれぞれにつ
いて、前記空間軸方向の複素フーリエ変換を実行し２系
統のビーム形成を行うようにされている。
【００２１】つまり、各系統にてそれぞれ形成された同
一方向を有する各一対のビームは、隣接するアンテナ間
の間隔だけ離れた一対の放射源から放射された同一指向
性を有する一対のビームに相当するため、両者の受信信
号（ビート信号）の位相を比較する位相モノパルス方式
を用いた方位検出が可能となる。従って、本発明によれ
ば、受信手段（アンテナ）の数を増加させることなく、
より高精度な方位検出を行うことができる。
【００２２】ところで、信号処理手段にて、空間軸方向
と時間軸方向とで複素フーリエ変換を行う順番は、どち
らが先でもかまわないが、演算量を低減する上では、請
求項４記載のように、複数の受信手段からのビート信号
毎に、前記時間軸方向の複素フーリエ変換を実行し周波
数分析を行う時間軸方向処理手段と、この時間軸方向処
理手段での処理結果に基づき同一周波数成分毎に、前記
空間軸方向の複素フーリエ変換を実行しビーム形成を行
う空間軸方向処理手段とを備え、時間軸方向，空間軸方
向の順に複素フーリエ変換を、高速フーリエ変換の手順
を用いて実行することが望ましい。
【００２３】即ち、時間軸方向の複素フーリエ変換を行
った場合、正周波数の周波数成分と負周波数の周波数成
分とが表れるが、これらは、周波数０に対して全く対称
なものとなり、同じ情報を表しているため、いずれか半
分のみについて、空間軸方向の複素フーリエ変換を行え
ばよい。従って、このように、時間軸方向の複素フーリ
エ変換の結果から不要な半分のデータを削除した場合、
空間軸方向の複素フーリエ変換の演算量を半減させるこ
とができる。
【００２４】なお、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の演算
量は、一般に、処理すべきデータ数をｋとしたｋ次のＦ
ＦＴを行う場合、ｋlog(ｋ) に比例することが知られて
いるため、この場合、各ビート信号の時間軸方向のサン
プリング数をＭ個、ビート信号（受信手段）の数をＮ個
とすると、空間軸方向，時間軸方向の順にＦＦＴを実行
した場合の演算量Ｅs1は（１）式にて、逆に、時間軸方
向，空間軸方向の順にＦＦＴを実行した場合の演算量Ｅ
s2は（２）式にて表すことができる。但し、Ｍ，Ｍ／２
及びＮは、２の累乗値である。
【００２５】 Ｅs1＝Ｍ×Ｎ・log(Ｎ)＋Ｎ×Ｍ・log(Ｍ) （１） Ｅt1＝Ｎ×Ｍ・log(Ｍ)＋Ｍ／２×Ｎ・log(Ｎ) （２） つまり、本発明では、Ｍ／２×Ｎ・log(Ｎ)（＝Ｅs1−Ｅ
s2）だけ演算量を減少させることができ、信号処理手段
での負荷の軽減を図ることができる。
【００２６】特に、請求項２記載のように零付加ＦＦＴ
を行う場合では、付加するダミー信号の数をＰとする
と、空間軸方向，時間軸方向の順にＦＦＴを実行した場
合の演算量Ｅs2は（３）式にて、逆に、時間軸方向，空
間軸方向の順にＦＦＴを実行した場合の演算量Ｅt2は
（４）式にて表すことができる。但し、Ｍ及び（Ｎ＋
Ｐ）は、２の累乗値である。
【００２７】 Ｅs2＝Ｍ×(Ｎ＋Ｐ)・log(Ｎ＋Ｐ)＋(Ｎ＋Ｐ)×Ｍ・log(Ｍ) （３） Ｅt2＝Ｎ×Ｍ・log(Ｍ)＋Ｍ×(Ｎ＋Ｐ)・log(Ｎ＋Ｐ) （４） また、請求項３記載のように２系列のビーム形成を行う
場合では、空間軸方向，時間軸方向の順にＦＦＴを実行
した場合の演算量Ｅs3は（５）式にて、時間軸方向，空
間軸方向の順にＦＦＴを実行した場合の演算量Ｅt2は
（６）式にて表すことができる。但し、Ｍ及び（Ｎ−
１）は、２の累乗値である。
【００２８】 Ｅs3＝Ｍ×２(Ｎ−１)・log(Ｎ−１)＋２(Ｎ−１)×Ｍ・log(Ｍ) （５） Ｅt3＝Ｎ×Ｍ・log(Ｍ)＋Ｍ×２(Ｎ−１)・log(Ｎ−１) （６） なお（４）（６）式では、時間軸方向のＦＦＴの結果か
ら、不要データの削除を行わない場合について示した。
【００２９】つまり、本発明のレーダ装置では、複素フ
ーリエ変換を空間軸方向，時間軸方向の順に行う場合と
比較して、空間軸方向のＦＦＴの演算量を半減できるだ
けでなく、特に、零付加ＦＦＴが行われている場合に
は、Ｐ×Ｍ・log(Ｍ)（＝Ｅs2−Ｅt2）だけ、また、２系
列のビーム形成が行われている場合には、(Ｎ−２)×Ｍ
・log(Ｍ)（＝Ｅs3−Ｅt3）だけ更に演算量を減少させる
ことができ、信号処理手段での負荷の軽減を図ることが
できる。
【００３０】なお、本発明のレーダ装置は、レーダ波と
して連続波を用いるものであればよく、例えば請求項５
記載のように、送信手段が、連続的且つ周期的に周波数
が変化する送信信号を生成するように構成することで、
いわゆるＦＭＣＷ方式のレーダ装置として構成してもよ
いし、また、請求項６記載のように、送信手段が、周波
数の異なる複数種類の送信信号を順次切り替えて生成す
るように構成することで、いわゆる多周波ＣＷレーダ装
置として構成してもよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例を図面と共
に説明する。 ［第１実施例］図１は、第１実施例の車載用レーダ装置
の全体構成を表すブロック図である。
【００３２】図１に示すように、本実施例のレーダ装置
２は、送信アンテナＡＳを介してミリ波帯のレーダ波を
送信する送信器４と、送信器４から送出され先行車両や
路側物等といった目標物体（障害物）に反射したレーダ
波（以下、反射波という）を、一列に等間隔で配置され
たＮ個（本実施例ではＮ＝８）の受信アンテナＡＲ１〜
ＡＲＮにて受信し、後述するＮ個のビート信号Ｂ１〜Ｂ
Ｎを生成するＮチャネル受信器６と、受信器６が生成す
るビート信号Ｂ１〜ＢＮを、それぞれサンプリングして
デジタルデータ（以下、デジタル化ビート信号という）
Ｄ１〜ＤＮに変換するＮ個のＡＤ変換器ＡＤ１〜ＡＤＮ
からなるＡＤ変換部８と、ＡＤ変換器ＡＤ１〜ＡＤＮを
介して取り込んだデジタル化ビート信号Ｄ１〜ＤＮに基
づいて各種信号処理を行う信号処理部１０とを備えてい
る。
【００３３】なお、送信アンテナＡＳのビーム幅は、当
該レーダ装置２の検出領域をすべてカバーするように設
定されており、各受信アンテナＡＲｉ（ｉ＝１，２，
…，Ｎ）単体のビーム幅は、いずれも送信アンテナＡＳ
のビーム幅を含むように設定されている。
【００３４】このうち送信器４は、時間に対して周波数
が直線的に漸増，漸減を繰り返すよう変調されたミリ波
帯の高周波信号を生成する高周波発振器１２と、高周波
発振器１２の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに
電力分配する分配器１４とを備えており、送信信号Ｓｓ
を送信アンテナＡＳへ供給し、ローカル信号Ｌを受信器
６へ供給するように構成されている。
【００３５】一方、受信器６は、各受信アンテナＡＲｉ
毎に、その受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを混合し、こ
れら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成
する高周波用ミキサＭＸｉと、ビート信号Ｂｉを増幅す
る増幅器ＡＭＰｉと備えている。なお、増幅器ＡＭＰｉ
は、ビート信号Ｂｉから不要な高周波成分を取り除くフ
ィルタ機能も有している。
【００３６】以下では、各受信アンテナＡＲｉに対応し
て受信信号Ｓriから各デジタル化ビート信号Ｄｉを生成
するための構成ＭＸｉ，ＡＭＰｉ，ＡＤｉを、一括して
受信チャネルｃｈｉと呼ぶ。このように構成されたレー
ダ装置２では、周波数変調された連続波（ＦＭＣＷ）か
らなるレーダ波が、送信器４によって送信アンテナＡＳ
を介して送信され、その反射波が各受信アンテナＡＲ１
〜ＡＲＮにて受信されると、各受信チャネルｃｈｉで
は、受信アンテナＡＲｉからの受信信号Ｓriを、ミキサ
ＭＸｉにて送信器４からのローカル信号Ｌと混合するこ
とにより、これら受信信号Ｓriとローカル信号Ｌとの差
の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成し、このビー
ト信号Ｂｉを増幅器ＡＭＰｉにて増幅すると共に不要な
高周波成分を除去した後、ＡＤ変換器ＡＤｉにてサンプ
リングしてデジタル化ビート信号Ｄｉに変換する。な
お、各ＡＤ変換器ＡＤｉは、送信信号Ｓｓの周波数の変
動周期の半周期毎、即ち周波数が漸次増大する上り変調
時及び周波数が漸次減少する下り変調時毎に、ビート信
号ＢｉをそれぞれＭ回（本実施例ではＭ＝５１２）ずつ
サンプリングするようにされている。
【００３７】次に、信号処理部１０は、ＣＰＵ，ＲＯ
Ｍ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心
に構成され、ＡＤ変換部８からデータを入力する入力ポ
ートや高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するため
のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を備えてい
る。
【００３８】ここで、信号処理部１０が実行するビーム
形成／周波数分析処理を図２に示すフローチャートに沿
って説明する。本処理は、ＡＤ変換部８により、送信信
号Ｓｓの一変動周期分の間サンプリング動作が実行さ
れ、送信信号の上り変調時及び下り変調時毎にサンプリ
ングされるＭ個のデジタル化ビート信号Ｄｉ（Ｄ［ｉ，
１］〜Ｄ［ｉ，Ｍ］）が蓄積される毎に起動される。
【００３９】図２に示すように、本処理が起動される
と、まずＳ１１０では、受信チャネルを識別するための
変数ｉを１に初期化（ｉ←１）し、続くＳ１２０では、
受信チャネルｃｈｉのデジタル化ビート信号Ｄｉについ
て、Ｍ次の複素ＦＦＴ処理（以下、時間軸ＦＦＴ処理と
いう）を実行する。なお、デジタル化ビート信号Ｄｉ
は、単一の値（実数値）のみで表されるスカラー信号で
あるため、虚数値が零であるものとして処理する。
【００４０】この時間軸ＦＦＴ処理の結果、複素数にて
表され、それぞれが異なる周波数成分に対応するＭ個の
データＦ［ｉ，１］〜Ｆ［ｉ，Ｍ］が得られる。次に、
Ｓ１３０では、変数ｉをインクリメント（ｉ←ｉ＋１）
し、続くＳ１４０にて、変数ｉが、受信チャネル数Ｎよ
り大きいか否かを判断し、ｉ≦Ｎであり否定判定された
場合には、Ｓ１２０に戻って、上述のＳ１２０，Ｓ１３
０の処理を繰り返し実行する。
【００４１】一方、Ｓ１４０にて、肯定判定された場合
には、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈＮについて、時
間軸ＦＦＴ処理が終了したものとしてＳ１５０に進む。
なお、時間軸ＦＦＴ処理の結果として、正周波数の周波
数成分と負周波数の周波数成分とが得られるが、いずれ
も同じ情報を表しているため、ここでは、正周波数にて
表されるＭ／２個のデータＦ［ｉ，１］〜Ｆ［ｉ，Ｍ／
２］のみを用い、負周波数にて表されるＭ／２個のデー
タは削除するものとする。
【００４２】Ｓ１５０では、Ｓ１２０の処理結果とし
て、各受信チャネル毎ｃｈ１〜ｃｈＮにＭ／２個ずつ得
られた、合計Ｎ×Ｍ／２個のデータＦ［ｉ，ｊ］（ｉ＝
１，２，…，Ｎ；ｊ＝１，２，…，Ｍ／２）を、同じ周
波数成分Ｆｊ（Ｆ［１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ，ｊ］）毎にグル
ープ化する。
【００４３】そして、Ｓ１６０では、周波数成分を識別
するための変数ｊを１に初期化（ｊ←１）し、続くＳ１
７０では、周波数成分Ｆｊのグループに属するＮ個のデ
ータに対して窓関数演算を実行する。この窓関数演算
は、後述する空間軸ＦＦＴ処理を実行するに当たり、空
間周波数分析結果の形を整えるものである。ここでは、
前もって窓関数演算を施すことにより、サイドローブの
低減など、形成するビームの形状を整えることに相当す
る。
【００４４】続くＳ１８０では、窓関数演算が施された
周波数成分Ｆｊのグループに属するＮ個のデータＦ
［１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ，ｊ］に、値を零に設定したＰ個
（本実施例ではＰ＝２４）のダミーデータＦ［Ｎ＋１，
ｊ］〜Ｆ［Ｎ＋Ｐ，ｊ］を付加し、これら（Ｎ＋Ｐ）個
のデータについて、（Ｎ＋Ｐ）次の複素ＦＦＴ処理（以
下、空間軸ＦＦＴ処理という）を実行する。
【００４５】この空間軸ＦＦＴ処理の結果、周波数成分
Ｆｊを（Ｎ＋Ｐ）個のビームに分解したデータＢＭ
［１，ｊ］〜ＢＭ［Ｎ＋Ｐ，ｊ］が得られる。続くＳ１
９０では、変数ｊをインクリメント（ｊ←ｊ＋１）し、
続くＳ２００にて、変数ｊが、処理すべき周波数成分の
数Ｍ／２より大きいか否かを判断し、ｉ≦Ｍ／２であり
否定判定された場合には、Ｓ１２０に戻り、上述のＳ１
７０〜Ｓ１９０の処理を繰り返し実行する。
【００４６】一方、Ｓ２００にて、肯定判定された場合
には、全ての周波数成分について、空間軸ＦＦＴ処理が
終了したものとして本処理を終了する。即ち、本処理で
は、図３に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈＮ
毎に、ビート信号ＢｉをサンプリングしてなるＭ個のデ
ジタル化ビート信号Ｄｉ（Ｄ［ｉ，１］〜Ｄ［ｉ，
Ｍ］）に対してＭ次の時間軸ＦＦＴ処理を施し、その処
理結果から、不要な周波数成分を除去すると共に、周波
数成分Ｆｊ（Ｆ［１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ，ｊ］）毎にグルー
プ化し、このグループ化した周波数成分Ｆｊに、それぞ
れＰ個のダミーデータＦ［Ｎ＋１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ＋Ｐ，
ｊ］を付加して、（Ｎ＋Ｐ）次の空間軸ＦＦＴ処理を施
しており、その結果として、空間軸ＦＦＴ処理によって
形成される（Ｎ＋Ｐ）個のビーム毎に、周波数分析結
果、即ちそれぞれが異なった周波数成分に対応するＭ／
２個のデータＢＭ［ｉｐ，１］〜ＢＭ［ｉｐ，Ｍ／２］
（ｉｐ＝１，２，…，Ｎ＋Ｐ）が得られるのである。
【００４７】そして、信号処理部１０では、このビーム
毎の周波数分析結果を、上り変調時及び下り変調時のそ
れぞれについて求め、各変調時毎に抽出される同じ目標
物体からの反射波に基づくビート周波数から、ＦＭＣＷ
レーダにおける周知の方法により、目標物体との距離や
相対速度が求められると共に、どのビームにて目標物体
が検出されたかを判定することにより、目標物体の方位
が求められる。
【００４８】以上説明したように本実施例のレーダ装置
２によれば、時間軸方向及び空間軸方向について２回の
複素ＦＦＴ処理を行うことにより、最終的にビーム毎の
周波数分析結果を得るようにしているので、受信器６に
て生成するビート信号Ｂ１〜ＢＮとして、ベースバンド
スカラー信号を用いることができ、各受信チャネルｃｈ
ｉは、ミキサＭＸｉ，増幅器ＡＭＰｉ，ＡＤ変換器ＡＤ
ｉを、１系統ずつ備えていればよいため、ビート信号と
してベースバンド複素信号を用いる従来装置と比較し
て、装置構成を大幅に簡易化することができる。
【００４９】また、本実施例のレーダ装置２では、空間
軸ＦＦＴ処理を行う際に、値が零に設定されたダミー信
号の付加（零付加）を行うことにより、受信チャネル数
を増加させることなく、形成するビーム数を増加させて
いるので、装置構成を複雑化することなく、方位検出精
度の向上を図ることができる。
【００５０】更に、本実施例では、複素ＦＦＴ処理を時
間軸方向、空間軸方向の順に行っているため、これを逆
の順番で行った場合と比較して、信号処理部１０での演
算量を大幅に減少させることができる。具体的には、複
素ＦＦＴ処理を空間軸方向，時間軸方向の順で行う従来
装置での演算量Ｅs2は（３）式にて表され、一方、複素
ＦＦＴ処理を時間軸方向，空間軸方向の順で行い、しか
も、時間軸ＦＦＴ処理の演算結果から不要データを削除
する本実施例のレーダ装置２での演算量Ｅt2’は（４
ａ）式にて表される。
【００５１】 Ｅs2 ＝Ｍ×(Ｎ＋Ｐ)・log(Ｎ＋Ｐ)＋(Ｎ＋Ｐ)×Ｍ・log(Ｍ) （３） Ｅt2’＝Ｎ×Ｍ・log(Ｍ)＋Ｍ／２×(Ｎ＋Ｐ)・log(Ｎ＋Ｐ) （４ａ） そして、本実施例では、Ｍ＝５１２，Ｎ＝８，Ｐ＝２４
であるため、Ｅs2≒６９０５０，Ｅt2’≒２３４２８と
なり、従来装置と比較して、演算量がほぼ１／３にな
る。つまり、本実施例では、時間軸ＦＦＴ処理を、空間
軸ＦＦＴ処理の時に付加されるダミーデータの影響を受
けることなく行うことができ、且つ、空間軸ＦＦＴ処理
の時には、時間軸ＦＦＴ処理の演算結果の半分を削除で
きるため、演算量を大幅に削減できるのである。 ［第２実施例］次に第２実施例について説明する。
【００５２】本実施例のレーダ装置は、第１実施例と
は、受信アンテナ（受信チャネル）数がＮ＝２n＋１ 個
（本実施例ではｎ＝３，従ってＮ＝９）である点と、信
号処理部１０にて実行されるビーム形成／周波数分析処
理の内容が一部異なる点以外は、全く同様に構成されて
いるので、この相違点を中心に説明する。
【００５３】なお、本実施例では、一列に配設された受
信アンテナＡＲ１〜ＡＲＮのうち、一方の端部に位置す
るアンテナＡＲＮに属する受信チャネルｃｈＮを除くＮ
−１（＝２n ）個の受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ（Ｎ−
１）をＡ系列、他方の端部に位置するアンテナＡＲ１が
属する受信チャネルｃｈ１を除くＮ−１個の受信チャネ
ルｃｈ２〜ｃｈＮをＢ系列と呼ぶ。
【００５４】図４は、本実施例のレーダ装置におけるビ
ーム形成／周波数分析処理の内容を表すフローチャート
である。図４に示すように、本処理が起動されると、ま
ずＳ２１０〜Ｓ２４０では、第１実施例のＳ１１０〜Ｓ
１４０と全く同様であり、各受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝
１，２，…，Ｎ）毎に、デジタル化ビート信号Ｄｉ（Ｄ
［ｉ，１］〜Ｄ［ｉ，Ｍ］）に対するＭ次の時間軸ＦＦ
Ｔ処理を実行する。
【００５５】なお、第１実施例と同様に、時間軸ＦＦＴ
処理の結果のうち、正周波数にて表されるＭ／２個のデ
ータＦ［ｉ，１］〜Ｆ［ｉ，Ｍ／２］のみを用い、負周
波数にて表されるＭ／２個のデータは削除するものとす
る。続くＳ２５０では、本処理の起動後、本ステップの
実行が１回目であるか否かを判断し、肯定判定された場
合にはＳ２６０に移行して、Ａ系列に属する受信チャネ
ルの時間軸ＦＦＴ処理結果について、同じ周波数成分Ｆ
ｊ（Ｆ［１，ｊ］〜Ｆ［Ｎ−１，ｊ］（ｊ＝１，２，
…，Ｍ／２）毎のグループ化を行いＳ２９０に進む。
【００５６】一方、Ｓ２５０にて否定判定された場合に
は、Ｓ２７０に以降し、本処理の起動後、先のＳ２５０
の実行が２回目であるか否かを判断し、肯定判定された
場合にはＳ２８０に以降して、Ｂ系列に属する受信チャ
ネルの時間軸ＦＦＴ処理結果について、同じ周波数成分
Ｆｊ（Ｆ［２，ｊ］〜Ｆ［Ｎ，ｊ］）毎のグループ化を
行いＳ２９０に進む。
【００５７】そして、Ｓ２９０〜Ｓ３３０では、Ｓ２６
０或いはＳ２８０にてグループ化されたデータを処理対
象として、第１実施例のＳ１６０〜Ｓ２００と同様に、
全ての周波数成分Ｆｊのグループに対して、空間軸ＦＦ
Ｔ処理を実行する。但し、Ｓ３００では、第１実施例
（Ｓ１８０）の場合とは異なり、零付加を行わないで
（Ｎ−１）次の空間軸ＦＦＴ処理を実行する。
【００５８】そして、Ｓ３３０にて、変数ｊが、処理す
べき周波数成分の数Ｍ／２より大きいと判断された場合
には、Ｓ２５０に戻る。また、先のＳ２７０にて、否定
判定された場合は、Ａ，Ｂ両系列についての空間軸ＦＦ
Ｔ処理が、いずれも終了したものとして本処理を終了す
る。
【００５９】即ち、本処理では、図５に示すように、各
受信チャネルｃｈ１〜ｃｈＮ毎に、ビート信号Ｂｉをサ
ンプリングしてなるＭ個のデジタル化ビート信号Ｄｉ
（Ｄ［ｉ，１］〜Ｄ［ｉ，Ｍ］）に対してＭ次の時間軸
ＦＦＴ処理を施すと共に、その処理結果から不要な周波
数成分を除去し、Ａ系列及びＢ系列毎に、それぞれ周波
数成分Ｆｊ毎のグループ化を行い、このグループ化した
周波数成分Ｆｊに対して、それぞれ（Ｎ−１）次の空間
軸ＦＦＴ処理を施している。また、その結果として、
Ａ，Ｂ両系列のそれぞれについて、空間軸ＦＦＴ処理に
よって形成される（Ｎ−１）個のビーム毎の周波数分析
結果、即ち、Ａ系列ではＢＭａｉ（ＢＭａ［ｉ，１］〜
ＢＭａ［ｉ，Ｍ／２］）、Ｂ系列ではデータＢＭｂｉ
（ＢＭｂ［ｉ＋１，１］〜ＢＭｂ［ｉ＋１，Ｍ／２］）
が得られるのである（但し、ｉ＝１，２，…，Ｎ−
１）。
【００６０】そして、信号処理部１０では、このビーム
毎の周波数分析結果を、上り変調時及び下り変調時のそ
れぞれについて求め、各変調時毎に抽出される同じ目標
物体からの反射波に基づくビート周波数から、ＦＭＣＷ
レーダにおいて周知の方法により、目標物体との距離や
相対速度が求められると共に、どのビームにて目標物体
が検出されたかを判定することにより、目標物体の方位
が求められる。なお、ＢＭａｉとＢＭｂｉとにより表さ
れるビームは、同一方向を向いているため、両ビームの
同一周波数成分の位相を比較する位相モノパルス方式を
用いることにより、目標物体の方位がより精度よく求め
ることもできる。
【００６１】以上説明したように本実施例のレーダ装置
によれば、時間軸方向及び空間軸方向について２回の複
素ＦＦＴ処理を行うことにより、最終的にビーム毎の周
波数分析結果を得るようにしているので、第１実施例と
同様に、従来装置と比較して、装置構成を大幅に簡易化
することができる。
【００６２】また、本実施例では、属する受信チャネル
が一部異なるように設定されたＡ系列，Ｂ系列の２系列
について、空間軸ＦＦＴ処理を行うことにより、処理結
果を用いて位相モノパルス方式の方位検出を可能として
いるので、目標物体の方位を高精度に検出することがで
きる。
【００６３】更に、本実施例では、複素ＦＦＴ処理を時
間軸方向、空間軸方向の順に行っているため、これを逆
の順番で行った場合と比較して、信号処理部１０での演
算量を大幅に減少させることができる。具体的には、複
素ＦＦＴ処理を空間軸方向，時間軸方向の順で行う従来
装置の演算量Ｅs3は（５）式にて表され、一方、複素Ｆ
ＦＴ処理を時間軸方向，空間軸方向の順で行い、しか
も、時間軸ＦＦＴ処理の演算結果から不要データを削除
する本実施例のレーダ装置の演算量Ｅt3’は（６ａ）式
にて表される。
【００６４】 Ｅs3 ＝Ｍ×２(Ｎ−１)・log(Ｎ−１)＋２(Ｎ−１)×Ｍ・log(Ｍ)（５） Ｅt3’＝Ｎ×Ｍ・log(Ｍ)＋Ｍ／２×２(Ｎ−１)・log(Ｎ−１) （６ａ） そして、本実施例では、Ｍ＝５１２，Ｎ＝９であるた
め、Ｅs3≒２９５９３，Ｅt3’≒１４７９７となり、従
来装置と比較して、演算量がほぼ１／２になる。つま
り、本実施例では、時間軸ＦＦＴ処理を、空間軸ＦＦＴ
処理の時に分割される２系列とは関係なく、受信チャネ
ル数だけ行えばよく、且つ、空間軸ＦＦＴ処理の時に
は、時間軸ＦＦＴ処理の演算結果の半分を削除できるた
め、演算量を大幅に削減できるのである。
【００６５】以上、本発明の実施例について説明した
が、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、様
々な態様にて実施できる。例えば、上記実施例では、レ
ーダ波として、周波数変調された連続波（ＦＭＣＷ）を
送信し、いわゆるＦＭＣＷレーダとして構成されている
が、半周期毎に周波数が切り替わる連続波を送信するよ
うにして、いわゆる２周波ＣＷレーダとして構成しても
よい。また、レーダ波は、ＦＭＣＷ，２周波ＣＷに限ら
ず、３周波以上の多周波ＣＷ、又は単一の周波数からな
るＣＷであってもよい。
【００６６】これらの場合、使用する連続波の種類に応
じて高周波発振器の構成を変更すると共に、２回の複素
ＦＦＴ処理の結果として得られるビーム毎の周波数分析
結果に基づいて、目標物体に関する情報を算出する処理
の内容を、使用する連続波に応じたものに変更すればよ
い。
【００６７】また、上記実施例では、空間軸ＦＦＴ処理
での零付加と、２系列のビーム形成とを別々に行ってい
るが、これらを同時に行ってもよく、この場合、複素Ｆ
ＦＴ処理を時間軸方向，空間軸方向の順に行うことによ
る演算量削減の効果を更に大きなものとすることができ
る。
【００６８】なお、空間軸ＦＦＴ処理や零付加を行わな
いで、複素ＦＦＴ処理を時間軸方向，空間軸方向の順に
行うだけでもよく、この場合、時間軸ＦＦＴ処理の演算
結果のうち不要な半分を削除できるため、従来装置と比
較して十分に演算量を削減できる。
【００６９】また更に、上記実施例では、複素ＦＦＴ処
理を時間軸方向，空間軸方向の順に行っているが、空間
軸方向，時間軸方向の順に行ってもよい。この場合で
も、各受信アンテナ毎に、１系統のミキサやＡＤ変換器
を用意すればよく、装置構成を簡易化することができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例の車載用レーダ装置の構成を表すブロ
ック図である。
【図２】 第１実施例におけるビーム形成／周波数分析
処理の内容を表すフローチャートである。
【図３】 図２に示す処理の概要を表す説明図である。
【図４】 第２実施例におけるビーム形成／周波数分析
処理の内容を表すフローチャートである。
【図５】 図４に示す処理の概要を表す説明図である。
【図６】 デジタルビームフォーミングにおいて、ビー
ト信号としてベースバンドスカラー信号を用いた場合の
問題点を表す説明図である。
【図７】 デジタルビームフォーミングにおいて、ビー
ト信号としてベースバンドスカラー信号を用いた場合の
問題点を表す説明図である。
【図８】 デジタルビームフォーミングを行う従来装置
の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
２…車載用レーダ装置 ４…送信器 ６…受信
器 ８…ＡＤ変換部 １０…信号処理部 １２…高周波
発振器 １４…分配器 ＡＳ…送信アンテナ ＡＭＰ１〜Ａ
ＭＰＮ…増幅器 ＡＲ１〜ＡＲＮ…受信アンテナ ＡＤ１〜ＡＤＮ…Ａ
Ｄ変換器 ＭＸ１〜ＭＸＮ…ミキサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J070 AB17 AB24 AC02 AC06 AC13 AD07 AD09 AE01 AE20 AF03 AH25 AH31 AH34 AH35 AH39 AH50 AJ04 AJ14 AK27 AK40 BA01 BF02 BF03 BF04 BF10

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 予め設定された周波数を有する送信信号
    を生成し、該送信信号に基づいてレーダ波を送信する送
    信手段と、 前記レーダ波の反射波を受信してなる受信信号を、前記
    送信信号と同じ周波数を有するローカル信号と混合する
    ことにより、前記送信信号と受信信号との差の周波数成
    分からなるビート信号を得る複数の受信手段と、 該複数の受信手段のそれぞれにて生成されたビート信号
    に基づいて、該ビート信号の成分を前記反射波の到来方
    向毎に分離してなるビームを形成し、該ビーム毎に周波
    数分析結果を得る信号処理手段と、 を備えたレーダ装置において、 前記複数の受信手段は、それぞれ単一の受信信号から単
    一のビート信号を生成し、 前記信号処理手段は、前記複数の受信手段にてそれぞれ
    生成された複数のビート信号に対して、前記複数の受信
    手段の配列に沿った空間軸方向及び時間の経過に沿った
    時間軸方向についての２回の複素フーリエ変換を実行す
    ることにより、前記ビーム毎の周波数分析結果を得るこ
    とを特徴とするレーダ装置。
  2. 【請求項２】 前記信号処理手段は、前記空間軸方向に
    ついての複素フーリエ変換を、該複素フーリエ変換にて
    得られる周波数成分の数が前記受信手段の数より増加す
    るように、値が零に設定された複数のダミー信号を付加
    して行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  3. 【請求項３】 前記複数の受信手段は、１列に配列され
    た複数のアンテナのいずれかから、それぞれ受信信号の
    供給を受け、 前記信号処理手段は、一方の端部に配設されたアンテナ
    以外からの受信信号に基づく第１のビート信号群、及び
    他方の端部に配設されたアンテナ以外からの受信信号に
    基づく第２のビート信号群のそれぞれについて、前記空
    間軸方向の複素フーリエ変換を実行し２系統のビーム形
    成を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の
    レーダ装置。
  4. 【請求項４】 前記信号処理手段は、 前記複数の受信手段からのビート信号毎に、前記時間軸
    方向の複素フーリエ変換を実行し周波数分析を行う時間
    軸方向処理手段と、 該時間軸方向処理手段での処理結果に基づき同一周波数
    成分毎に、前記空間軸方向の複素フーリエ変換を実行し
    ビーム形成を行う空間軸方向処理手段と、 を備え、時間軸方向，空間軸方向の順に複素フーリエ変
    換を、高速フーリエ変換の手順を用いて実行することを
    特徴とする請求項１ないし請求項３いずれか記載のレー
    ダ装置。
  5. 【請求項５】 前記送信手段は、連続的且つ周期的に周
    波数が変化する送信信号を生成することを特徴とする請
    求項１ないし請求項４いずれか記載のレーダ装置。
  6. 【請求項６】 前記送信手段は、周波数の異なる複数種
    類の送信信号を順次切り替えて生成することを特徴とす
    る請求項１ないし請求項４いずれか記載のレーダ装置。
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