JP4468402B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、ＦＭＣＷ方式を利用したレーダ装置に関し、特にビート信号処理部における「偽の周波数成分」による反射物体の誤検出を回避するための技術に関するものである。

従来のＦＷＣＷ方式を利用したレーダ装置において、複数の受信部から得られる各ビート信号に対しデジタルビームフォーミング（以下、「ＤＢＦ」という）処理を施してアンテナビームを合成する技術が知られており、ＩＱ検波を行わず、Ｉｃｈの検波のみを行う装置が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。

上記特許文献１に記載の従来装置においては、１つの受信波に対して周波数成分の絶対値のみが得られ、符号の正負が判定できないので、これを解決するために、ビート周波数の正負を、以下の（Ａ）または（Ｂ）の比較処理により判定している。

（Ａ）送信周波数の増加中と減少中とでのビート周波数の位相の変化（微分値）の符号を比較する。
（Ｂ）２つの素子アンテナ間の、送信周波数の増加中と減少中とのそれぞれにおけるビート周波数の位相差の符号を比較する。
以下、上記比較結果に応じて、ビーム方向を正負反転させることにより、正しい物体検出結果を得ている。

特許３７８０９０４号公報（第４頁）

従来のレーダ装置では、ビート信号周波数の正負を正確に判定する必要があり、ビート周波数の正負が正しく判定できなければ、ビーム方向の正負も誤判定してしまうという課題があった。
また、複数の受信波が存在する場合には、送信周波数の増加中と減少中とのそれぞれのビート信号において、複数の周波数成分が発生するが、それぞれの受信波によるビート周波数を正しく組み合わせないと、ビート周波数の正負を正しく判定することができないという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、各受信部（以下、「受信チャネル」という）における位相遅れ量を不等に（相互に異なるように）設定するとともに、受信した正負の周波数成分に対して位相補正してＤＢＦ処理を行い、ビート周波数の正負いずれか正しい方の周波数の受信レベルを大きくし、真の周波数成分のみが積算されて、偽の周波数成分は積算されないようにすることにより、受信レベルの大きさを比較することで周波数の正負の判定を可能にして、送信周波数の増加中または下降中の組み合わせ処理を不要にしたレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明によるレーダ装置は、一定周波数または可変周波数の送信波を送信する送信部と、送信波の反射物体からの反射波を並列に受信する複数の受信部と、送信部で生成された送信波と複数の受信部ごとに受信された受信波とから、複数の受信部ごとのビート信号を取得するビート信号生成部と、複数の受信部ごとのビート信号を個別に処理してビート信号処理結果を取得するビート信号処理部と、ビート信号処理結果をＤＢＦ処理してＤＢＦ処理結果を取得するＤＢＦ処理部と、ＤＢＦ処理結果またはビート信号処理結果の周波数成分から、反射物体の距離、速度および角度の少なくとも１つの情報を取得する物体検出部とを備え、複数の受信部ごとの位相遅れ量は、相互に異なる値に設定され、ビート信号処理部は、位相補正処理部を含み、位相補正処理部は、ビート信号処理部での複数の受信部ごとに対応した位相遅れ量が相互に等しくなるように補正するものである。

この発明によれば、真の周波数成分のみが積算されて、偽の周波数成分は積算されないようにすることにより、受信レベルの大きさを比較することで周波数の正負の判定を可能にして、送信周波数の増加中または下降中の組み合わせ処理を不要とすることができる。

実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。
図１において、レーダ装置１は、反射物体６を検知するために、電圧制御発振器２と、分配器３と、送信用のアンプ４と、送信用アンテナ５と、複数の受信用アンテナ７と、受信用のアンプ８と、ミキサ９と、ビート信号増幅用のアンプ１０と、ローパスフィルタ１１と、Ａ／Ｄ変換器１２と、演算装置１３とを備えている。

電圧制御発振器２は、特定の送信周波数ｆｔｘ（たとえば、ｆｔｘ＝７６〜７７［ＧＨｚ］）の電磁波を発生し、分配器３は、電圧制御発振器２からの電磁波の電力を、送信用のアンプ４と受信側のミキサ９とに分配する。

送信用のアンプ４は、分配器３から供給された電磁波の電力を増幅し、送信用アンテナ５は、アンプ４により増幅された送信電磁波（以下、「送信波」という）を空間に送信する。
電圧制御発振器２、分配器３、アンプ４および送信用アンテナ５は、一定周波数または可変周波数の送信波を送信する送信部を構成している。

複数の受信用アンテナ７は、送信波が反射物体６により反射されて返ってきた反射電磁波（以下、「反射波」という）を並列に受信する。なお、図１では、受信用アンテナ７を１６個のアンテナｃｈ１〜ｃｈ１６で構成した場合を示したが、アンテナ数は任意に設定され得る。また、便宜的に、複数の受信用アンテナ７を間隔ｄの等間隔で一直線に配置したが、必ずしも等間隔である必要はなく、また、一直線である必要もない。

受信用のアンプ８、ミキサ９、ビート信号増幅用のアンプ１０、ローパスフィルタ１１およびＡ／Ｄ変換器１２は、それぞれ、受信用アンテナ７と同数の複数チャネルで並列に構成されている。
Ａ／Ｄ変換器１２は、演算装置１３のＡ／Ｄ入力処理部として機能し、演算装置１３内のビート信号処理部２０（後述する）の機能に含まれる。

受信用のアンプ８は、各受信用アンテナ７から受信された反射波を増幅してミキサ９に入力する。
受信用アンテナ７およびアンプ８は、送信波の反射物体６からの反射波を受信する複数の受信部を構成している。

なお、受信部（受信用アンテナ７からミキサ９までの間）の信号の伝達遅延量（位相遅れ量）は、各チャネルごとに異なる所定の値に設定されている。
すなわち、複数の受信部ごとの位相遅れ量は、理論的に、ＤＢＦ処理部２０でのＤＢＦ処理結果後の「偽の周波数成分」が増幅されないように設定され、たとえば、相互に規則性を持たないようにランダムに設定されている。

伝達遅延量（位相遅れ量）を不等に設定する方法としては、たとえば、受信アンテナ７からミキサ９までの線路長をチャネルごとに個別に変えるなどの方法が考えられる。
この場合、位相遅れ量は、後述するように、±π／２［ｒａｄ］の範囲内の乱数（ランダム値）により設定されている。

ミキサ９、ビート信号増幅用のアンプ１０およびローパスフィルタ１１は、複数の受信部ごとのビート信号を取得するビート信号生成部を構成している。
ミキサ９は、分配器３からのＬｏ信号（送信部で生成された局部発振信号）と、反射物体６からの反射波（複数の受信部ごとに受信された受信波）とをミキシングし、反射物体６の距離Ｒ、相対速度および角度に応じたビート信号を出力する。

ビート信号は、増幅用のアンプ１０およびローパスフィルタ１１を介してＡ／Ｄ変換器１２に入力され、Ａ／Ｄ変換器１２によってデジタル信号に変換された後、演算装置１３に入力される。
このとき、ミキサ９からアンプ１０を介して出力されるビート信号は、ビート信号以外の不要な信号を含むが、ローパスフィルタ１１を通すことにより、ビート信号のみを取り出すことができる。

演算装置１３は、ビート信号処理部２０と、ＤＢＦ処理部２３と、物体検出部２４とを備え、電圧制御発信器２を制御するとともに、ビート信号のＡ／Ｄ変換値に基づいて、反射物体６の距離Ｒ、相対速度および角度の少なくとも１つの物体情報を計算する。
ビート信号処理部２０は、Ａ／Ｄ変換器１２（Ａ／Ｄ入力処理部）と、窓関数処理部（図示せず）と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理部２１および位相補正処理部２２とを有する。

ビート信号処理部２０は、ＦＦＴ処理部２１を用いて、ビート信号生成部により得られた複数の受信部ごとのビート信号を個別に処理してビート信号処理結果を取得するとともに、位相補正処理部２２を用いて位相補正（後述する）した後、ビート信号処理結果を出力する。
位相補正処理部２２は、ビート信号処理部２０での複数の受信部ごとに対応した位相遅れ量が相互に等しくなるように補正して、ビート信号処理結果を出力する。

ＤＢＦ処理部２３は、ビート信号処理部２０からのビート信号処理結果をＤＢＦ処理して、ＤＢＦ処理結果を取得する。
物体検出部２４は、ＤＢＦ処理部２３によるＤＢＦ処理結果、またはビート信号処理部２０によるビート信号処理結果の周波数成分から、反射物体６の距離Ｒ、速度および角度の少なくとも１つの情報を取得して、外部に出力する。

次に、図２のフローチャートを参照しながら、図１に示したこの発明の実施の形態１による信号処理動作について説明する。
図２において、まず、演算装置１３は、送信周波数増加中（以下、「ＵＰチャープ」という）でのピーク抽出処理を行い（ステップＳ１）、続いて、送信周波数下降中（以下、「ＤＯＷＮチャープ」という）でのピーク抽出処理を行う（ステップＳ２）。

次に、ステップＳ１、Ｓ２によるＵＰチャープおよびＤＯＷＮチャープのピーク抽出処理結果に基づいて、ペアリング処理を行う（ステップＳ３）。
最後に、ステップＳ３によるペアリング処理結果の各ペアの周波数の和および差分から、反射物体６の距離Ｒ、速度および角度を算出し（ステップＳ４）、図２の処理を終了する。

なお、ステップＳ４における距離Ｒおよび速度の詳細な算出方法については、前述の特許文献１などから公知なので省略する。
反射物体６の角度については、たとえば、ピーク抽出処理（ステップＳ１、Ｓ２）で選択された角度、すなわち全ビーム中から受信レベルが一番大きいビーム方向を、反射物体６の角度として算出することができる。または、ピークの各受信チャネルの周波数成分などを使用して、ＭＵＳＩＣ法などの超分解能処理で角度を算出することができ、いずれの算出方法を適用してもよい。

次に、図３のフローチャートを参照しながら、ビート信号処理部２０によるピーク抽出処理（ステップＳ１、Ｓ２）について詳細に説明する。
図３において、まず、Ａ／Ｄ変換器１２（Ａ／Ｄ入力処理部）は、各受信チャネルのビート信号を一定時間ごとにＡ／Ｄ変換して、Ａ／Ｄ入力処理を行う（ステップＳ１０１）。具体的には、処理周期ごとに、２５６回×１６（全受信チャネル数）のＡ／Ｄ変換値を取得する。

続いて、ビート信号処理部２０内の窓関数処理部は、各受信チャネルのＡ／Ｄ入力処理結果ごとに、それぞれ窓関数（ここでは、ハニング窓を採用）をかけて、窓関数処理を行う（ステップＳ１０２）。

また、ＦＦＴ処理部２１は、各受信チャネルの窓関数処理結果ごとに、それぞれ高速フーリエ変換を施して、時間ＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１０３）。ここでは、ＩＱ検波ではなく、Ｉｃｈのみの検波とする。また、２５６点の窓関数処理結果は、２５６点のＦＦＴ入力データの実数部としてＦＦＴ処理部２１に入力され、虚数部は「０」詰めとする。

続いて、位相補正処理部２２は、ｃｈ１以外の各受信チャネルの時間ＦＦＴ処理結果の正負のすべての周波数成分について、各受信チャネルの位相遅れ量分だけ位相を回転させて、位相補正処理を行う（ステップＳ１０４）。なお、ここでは、正負両方の周波数を利用しているが、記憶領域節約のため、正の周波数のみを記憶しておき、各周波数成分において、補正処理のみを正負の２通りで実行してもよい。

次に、ＤＢＦ処理部２３は、各受信チャネルの位相補正後の時間ＦＦＴ結果について、同一周波数成分ごとにＤＢＦ処理を行う（ステップＳ１０５）。なお、ここでは、説明を簡略化するため、各チャネルの値を入力情報としたＦＦＴに基づきＤＢＦ処理を実行しているが、任意方向ごとに移相処理を実行した後に積算してもよい。以下、ＦＦＴ結果の各周波数成分を「ビーム」と記載する。このとき、周波数０に相当するビームが、正面方向のビームとなる。

次に、物体検出部２４は、ＤＢＦ処理結果ごと、すなわち時間ＦＦＴ結果の周波数成分ごとに、全ビーム中から受信レベルが一番大きいビームを選択し、時間ＦＦＴ結果の各周波数成分の代表ビームとして、代表ビーム選択処理を行う（ステップＳ１０６）。
また、物体検出部２４は、時間方向ＦＦＴ結果の周波数成分において、絶対値の等しい、正負の２つの周波数成分の組について、代表ビーム選択処理（ステップＳ１０６）で選択された代表ビームの受信レベルを比較し、大きい方の周波数成分のみを選択して、正負判定処理を行う（ステップＳ１０７）。

最後に、物体検出部２４は、各ビームごとにピーク検知処理を行い（ステップＳ１０８）、図３の処理を終了する。なお、ステップＳ１０８において、正負判定処理（ステップＳ１０７）で選択されなかった周波数成分をピークとして検知することはなく、また、所定のしきい値未満の周波数成分をピークとして検知することもない。

ここで、図４〜図１０の説明図を参照しながら、この発明の実施の形態１における具体例として、レーダ装置１に対して、所定の距離Ｒ、速度および角度に反射物体６が存在した場合を例にとって説明する。

図４〜図６は受信チャネルの位相遅れ量がすべて等しい場合の一般的な各処理結果を示し、図７〜図１０はこの発明の実施の形態１により位相遅れ量を不等に設定した場合の各処理結果を示している。
図４は受信チャネルの位相遅れ量がすべて等しい場合の窓関数処理結果をチャネルｃｈ１〜ｃｈ１６ごとの波形で示しており、横軸はＡ／Ｄ変換データのサンプリング間隔（たとえば、０．０６［ｍｓ］単位）であり、縦軸は受信レベルである。

また、図５は図４の窓関数処理結果に基づく各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６のピーク（矢印参照）の位相の関係を複素平面（実数軸Ｒｅ、虚数軸Ｉｍ）で示しており、チャネルごとに、真のピークの位相θ１〜θ１６と偽のピークの位相−θ１〜−θ１６とを対称的に示している。

図６は図４の窓関数処理結果に基づくＤＢＦ処理結果を示しており、縦軸は受信レベルであり、横軸はビーム番号（ｂｅａｍ１〜ｂｅａｍ１６）および周波数（±１６ｂｉｎの範囲内）である。ここでは、ｂｅａｍ９がレーダ装置１の正面方向を示すものとする。

図７はこの発明の実施の形態１による各チャネルの位相変化量（位相遅れ量）の設定例を示しており、横軸はチャネル番号ｃｈ１〜ｃｈ１６、縦軸は各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６に加えられる位相変化量［ｒａｄ］である。
図８は図７の位相変化量に基づく窓関数処理結果を示しており、横軸はサンプリング間隔であり、縦軸は受信レベルである。

また、図９は図８の窓関数処理結果に基づく各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６のピーク（矢印参照）の位相の関係を複素平面（実数軸Ｒｅ、虚数軸Ｉｍ）で示しており、チャネルごとに、真のピークの位相θ１〜θ１６と偽のピークの位相−θ１〜−θ１６とを対称的に示している。
図１０は図８の窓関数処理結果に基づくＤＢＦ処理結果を示しており、縦軸は受信レベルであり、横軸はビーム番号および周波数である。この場合、ｂｅａｍ９がレーダ装置１の正面方向であり、受信レベルが一番大きいｂｅａｍ８が代表ビームとなる。

まず、図４〜図６のように位相遅れ量を等しく設定した場合について説明する。
一般に、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の位相遅れ量がすべて等しければ、反射物体６からの反射波に基づく演算装置１３での各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の窓関数処理結果は、図４のように、各受信アンテナ７の間隔ｄと反射物体６の方向とで決まる量だけ順次に位相がずれた状態となる。

図４のように位相遅れ量がすべて等しい場合、真のピークと偽のピークとの関係は、図５の複素平面内の矢印で示すように、互いに絶対値が等しくなる。また、各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６ごとの真のピークの位相θｎ（ｎ＝１〜１６）に対し、偽のピークの位相は「−θｎ（ｎ＝１〜１６）」となり、位相が正負反転の関係になっている。

したがって、図４の窓関数処理結果に基づいてＤＢＦ処理を行うと、図６のように、真のピーク（周波数＝−３ｂｉｎ）と偽のピーク（周波数＝＋３ｂｉｎ）として、絶対値が等しい周波数（±３ｂｉｎ）で、ビーム方向についても絶対値が等しい正負２つのピークが現れる。

図６において、真偽のピークからなる２つのピークは、周波数０［ｂｉｎ］および角度０（代表ビーム：ｂｅａｍ８）を中心に、対称なピーク形状となるので、ＤＢＦ処理部２３によるＤＢＦ処理結果のみでは真偽を判定することはできない。したがって、従来装置においては、たとえばＵＰチャープとＤＯＷＮチャープの信号を比較して判定する方法が適用されているが、前述した通り、十分な信頼性を得ることはできない。

そこで、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６には、図７に示すように、±π／２［ｒａｄ］の範囲内のランダムな位相変化量αｎ（ｎ＝１〜１６）が、位相遅れ量に加えられており、また、ビート信号処理部２０には、位相補正処理部２２が設けられている。
各受信チャネルへのランダムな位相変化量αｎの付加により、反射物体６からの反射波に基づくビート信号処理部２０による各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の窓関数処理結果は、図８のように、位相遅れ量（各受信アンテナ７の間隔ｄと反射物体６の方向とによって決まる位相のずれ）と、位相変化量αｎとを加えた値だけ位相がずれて、受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の順序とは無関係にランダムにシフトされた状態となる。

このとき、反射物体６からの反射波に基づくビート信号処理部２０による各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６のピークの位相は、複素平面内で図９のように表される。
図９において、実線矢印は、ＦＦＴ処理部２１による時間ＦＦＴ処理結果での各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の、真のピークの位相φｎ（ｎ＝１〜１６）と、偽のピークの位相−φｎとを示している。また、破線矢印は、位相補正処理部２２による位相補正後（αｎを減算後）の真のピークの位相φ’ｎ（＝θｎ）および偽のピークの位相φ’’ｎを示している。

まず、時間ＦＦＴ処理結果における真のピークの位相φｎおよび偽のピークの位相−φｎは、位相変化量αｎを加算する前の真のピークの位相θｎと、受信チャネルごとに加算される位相変化量αｎとを用いて、以下の式（１）、式（２）のように表される。

φｎ＝ θｎ＋αｎ ・・・（１）
−φｎ＝−（θｎ＋αｎ） ・・・（２）

次に、位相補正処理部２２は、ＦＦＴ処理部２１による時間ＦＦＴ処理結果に対して、位相補正処理を行う。すなわち、各受信チャネルの真偽のピークの位相φｎ、−φｎからそれぞれ位相変化量αｎ（既知のランダム値）を減算し、以下の式（３）、式（４）のように、位相補正後の真のピークの位相φ’ｎおよび偽のピークの位相φ’’ｎを求める。

φ’ｎ＝ φｎ−αｎ＝θｎ ・・・（３）
φ’’ｎ＝−φｎ−αｎ＝−（φｎ＋２αｎ） ・・・（４）

式（３）、式（４）から明らかなように、位相補正後の真のピークの位相φ’ｎは正しい位相θｎに補正されるが、偽のピークの位相φ’’ｎは正しい位相には補正されない（図９内の破線矢印参照）。

以下、位相補正後のビート信号処理結果に対して、ＤＢＦ処理部２３によるＤＢＦ処理が施されるが、各受信チャネルの位相変化量αｎ（図７参照）は、乱数発生器に基づくランダム値に設定されているので、偽の周波数成分に関しては、各受信チャネルの位相の関係が周期性を失い、ＤＢＦ処理以降において各受信チャネルの信号が積算されることはない。

ビート信号処理部２０内の窓関数処理結果についてＤＢＦ処理部２３までの処理を行うと、図１０に示すように、真のピーク（−３ｂｉｎ）は、受信チャネルごとに対応した位相遅れ量が相互に等しくなるように補正されているので、各受信チャネルの位相遅れがすべて等しい場合（図６参照）と同じ形状となるが、偽のピーク（＋３ｂｉｎ）は、ピークが低い受信レベルに分散して崩れた形状となる。
したがって、複数のピークが絶対値の等しい正負の周波数（±３ｂｉｎ）に現れた場合に、受信レベルの大きい方が真のピークであると判定することができる。

上記処理は、ＵＰチャープ、ＤＯＷＮチャープのそれぞれの処理の中で行われることから、ＵＰチャープのデータとＤＯＷＮチャープのデータとを比較する必要がないので、複数の反射物体が存在した場合などにおいても、ＵＰチャープとＤＯＷＮチャープとの組み合わせを間違えることに起因して、正負の判定を間違えるという問題が発生することはない。

以上のように、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置１は、送信波を送信する送信部２と、反射物体６からの反射波を並列に受信する複数の受信部（受信用アンテナ７、アンプ８）と、送信波と受信部ごとに受信された受信波とから、複数の受信部ごとのビート信号を取得するビート信号生成部（ミキサ９、アンプ１０、ローパスフィルタ１１）と、複数の受信部ごとのビート信号を個別に処理してビート信号処理結果を取得するビート信号処理部２０（およびＡ／Ｄ変換器１２）と、ビート信号処理結果をＤＢＦ処理してＤＢＦ処理結果を取得するＤＢＦ処理部２３と、ＤＢＦ処理結果またはビート信号処理結果の周波数成分から、反射物体の距離、速度および角度の少なくとも１つの情報を取得する物体検出部２４とを備えている。

複数の受信部（受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６）ごとの位相遅れ量は、位相変化量αｎの加算により不等に（相互に異なる値に）設定され、ＤＢＦ処理部２３によるＤＢＦ処理結果後の偽の周波数成分が、理論的に増幅されないように設定されている。
また、ビート信号処理部２０は、位相補正処理部２２を含み、位相補正処理部２２は、ビート信号処理部２０での複数の受信部ごとに対応した位相遅れ量が相互に等しくなるように補正する。

このように、受信した正負の周波数成分に対して、位相補正処理部２２による位相補正を施した後に、ＤＢＦ処理部２３によるＤＢＦ処理を行い、ビート周波数の正負いずれか正しい方の周波数の受信レベルを大きくし、真の周波数成分のみが積算されて、偽の周波数成分は積算されないようにすることにより、受信レベルの大きさを比較することで周波数の正負の判定を可能にして、送信周波数の増加中または下降中の組み合わせ処理を不要にすることができる。

また、物体検出部２４は、ＤＢＦ処理部２３のＤＢＦ処理結果に基づく絶対値の等しい正負の２つの周波数成分のうち、受信レベルが大きい方を真の周波数成分とし、受信レベルが小さい方を偽の周波数成分とするので、反射物体６に基づく真の周波数成分を正確に検出することができる。

なお、上記実施の形態１では、受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６ごとの位相遅れ量は、規則性を持たないようにランダムに設定したが、各受信チャネルの位相遅れ量は、相互に不等となるように設定れていれば、規則性を有していても同等の作用効果を奏することは言うまでもない。

また、図３に示すように、ピーク検知処理（ステップＳ１０８）の前に、正負判定処理（ステップＳ１０７）により正負を選択したが、逆に、正負両方のピーク検知処理を実行した後に、正負のピークの受信レベルを比較して、いずれか一方を選択してもよい。

また、ステップＳ１０７、Ｓ１０８においては、正負いずれかの周波数のピークを選択したが、複数の反射物体が存在する場合には、１つの反射物体によって現れる「偽のピーク」の周波数成分に、他の反射物体による「真のピーク」が重なる可能性があるので、正負両方のピークを真のピークとして選択してもよい。

この場合、一方の「偽のピーク」と他方の「真のピーク」とが合成されて、偽のピークのみが現れる場合よりも受信レベルが高くなるので、正負における各ピークの受信レベルの比較に基づいて、各ピークが所定値以上の受信レベルを示すと判定されれば、複数の反射物体が存在しているものと見なし、正負両方のピークを真のピークとして選択する。

たとえば、物体検出部２４は、ＤＢＦ処理部２３のＤＢＦ処理結果に基づく絶対値の等しい正負の２つの周波数成分のうち、受信レベルが大きい方を真の周波数成分（真のピーク）とし、受信レベルが小さい方の周波数成分については、真の周波数成分の受信レベルとの差分または比率に基づいて真偽を判定する。

具体的には、受信レベルが大きい方の周波数成分（真のピーク）と、受信レベルが小さい方の周波数成分との差分または比率が所定値よりも小さい場合には、受信レベルが小さい方の周波数成分も真のピークと判定する。一方、両者の差分または比率が所定値よりも大きい場合には、受信レベルが小さい方の周波数成分を偽のピークと判定する。

また、上記実施の形態１では、繰り返し測定処理を行うレーダ装置１において、ある一瞬の測定時刻での受信データに基づいて正負のピークを判定したが、Ｓ／Ｎ比が低いなどの理由で、受信レベルの差分の判定が難しい場合には、過去の測定結果を記憶しておき、一定時間内での複数の判定結果に基づき、多数決処理などを適用して正負判定処理（ステップＳ１０７）を実行してもよい。

この場合、たとえば、物体検出部２４は、絶対値の等しい正負の２つの周波数成分の真偽を測定周期ごとに判定し、今回の測定時の各周波数成分に対応する１測定周期前の周波数成分との対応をとり、過去の周波数成分と対応が取れる今回の周波数成分については、過去数回の真偽判定結果に基づいて、最終的な真偽を判定する。
これにより、一時的な真偽判定結果に左右されることが回避され、最終的な真偽判定結果の信頼性を向上させることができる。

また、「Ｉｃｈ」のみの検波を行う場合を例にとって説明したが、Ｌｏ信号（局部発振信号）の位相を９０度回転させた信号（以下、「Ｑｃｈ」という）と、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６での受信信号とのビート信号を取得し、このビート信号のＡ／Ｄ入力結果を、ＦＦＴ処理部２１による時間ＦＦＴ時の入力の虚数部に入れた処理（ＩＱ検波）を行う場合にも適用することができる。

この場合、検波時におけるＩｃｈのＬｏ信号とＱｃｈのＬｏ信号との位相差が、正確に９０度に設定されていないと、真のピークよりも受信レベルが小さい「偽のピーク」が発生するが、前述と同様に、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ１６の位相遅れ量を不等に設定するとともに、位相変化量αｎを補正することにより、偽のピークの受信レベルをさらに抑制することができる。

また、上記実施の形態１では、単一の送信用アンテナ５を有するレーダ装置１に適用したが、複数（たとえば、２個）の並列アンテナからなる送信用アンテナを有する公知のレーダ装置に適用して、各送信アンテナの位相遅れ量を不等に（相互に異なるように）設定してもよい。

この場合、電圧制御発振器、分配器、アンプおよび送信用アンテナからなる送信部は、並列に設けられた複数系列により構成され、複数の分配器からの各Ｌｏ信号は、時間差をももってミキサ９に入力される。
また、ビート信号処理部２０内の位相補正処理部２２は、複数の送信部の位相遅れ量と複数の受信部の位相遅れ量とを合わせた位相遅れ量が相互に等しくなるように補正する。これにより、前述と同等の作用効果を奏することができる。

さらに、上記実施の形態１では、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置を例にとって説明したが、たとえばパルスドップラーレーダなど、送信周波数の増加および減少を行わないレーダ装置に適用しても、前述と同様の作用効果を奏する。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１による信号処理手順を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るビート信号処理部によるピーク抽出処理を示すフローチャートである。 位相変化量が設定されない（各受信チャネルの位相遅れがすべて等しい）場合の一般的な窓関数処理結果を示す説明図である。 位相変化量が設定されない（各受信チャネルの位相遅れがすべて等しい）場合の各チャネルの一般的なピークの位相の関係を示す説明図である。 位相変化量が設定されない（各受信チャネルの位相遅れがすべて等しい）場合の一般的なＤＢＦ処理結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による位相変化量の設定例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による窓関数処理結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による各チャネルのピークの位相の関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるＤＢＦ処理結果を示す説明図である。

符号の説明

１ レーダ装置、２ 電圧制御発振器、３ 分配器、４ 送信用のアンプ、５ 送信用アンテナ、６ 反射物体、７ 受信用アンテナ、８ 受信用のアンプ、９ ミキサ、１０ ビート信号増幅用のアンプ、１１ ローパスフィルタ、１２ Ａ／Ｄ変換器、１３ 演算装置、２０ ビート信号処理部、２１ ＦＦＴ処理部、２２ 位相補正処理部、２３ ＤＢＦ処理部、２４ 物体検出部、α 位相変化量。

Claims (7)

1. 一定周波数または可変周波数の送信波を送信する送信部と、
   前記送信波の反射物体からの反射波を並列に受信する複数の受信部と、
   前記送信部で生成された送信波と前記複数の受信部ごとに受信された受信波とから、前記複数の受信部ごとのビート信号を取得するビート信号生成部と、
   前記複数の受信部ごとのビート信号を個別に処理してビート信号処理結果を取得するビート信号処理部と、
   前記ビート信号処理結果をＤＢＦ処理してＤＢＦ処理結果を取得するＤＢＦ処理部と、
   前記ＤＢＦ処理結果または前記ビート信号処理結果の周波数成分から、前記反射物体の距離、速度および角度の少なくとも１つの情報を取得する物体検出部とを備え、
   前記複数の受信部ごとの位相遅れ量は、相互に異なる値に設定され、
   前記ビート信号処理部は、位相補正処理部を含み、
   前記位相補正処理部は、前記ビート信号処理部での前記複数の受信部ごとに対応した位相遅れ量が相互に等しくなるように補正することを特徴とするレーダ装置。
2. 前記複数の受信部ごとの位相遅れ量は、前記ＤＢＦ処理部によるＤＢＦ処理結果後の偽の周波数成分が、理論的に増幅されないように設定されたことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記複数の受信部ごとの位相遅れ量は、規則性を持たないようにランダムに設定されたことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記送信部は、並列に設けられた複数の送信部からなり、
   前記複数の送信部の位相遅れ量は、相互に異なるように設定され、
   前記位相補正処理部は、前記複数の送信部の位相遅れ量と前記複数の受信部の位相遅れ量とを合わせた位相遅れ量が相互に等しくなるように補正することを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記物体検出部は、前記ＤＢＦ処理結果に基づく絶対値の等しい正負の２つの周波数成分のうち、受信レベルが大きい方を真の周波数成分とし、受信レベルが小さい方を偽の周波数成分とすることを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. 前記物体検出部は、前記ＤＢＦ処理結果に基づく絶対値の等しい正負の２つの周波数成分のうち、受信レベルが大きい方を真の周波数成分とし、受信レベルが小さい方の周波数成分については、前記真の周波数成分の受信レベルとの差分または比率に基づいて、真偽を判定することを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記物体検出部は、前記絶対値の等しい正負の２つの周波数成分の真偽を測定周期ごとに判定し、今回の測定時の各周波数成分に対応する１測定周期前の周波数成分との対応をとり、過去の周波数成分と対応が取れる今回の周波数成分については、過去数回の真偽判定結果に基づいて、最終的な真偽を判定することを特徴とする請求項５または請求項６に記載のレーダ装置。

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