JP3988653B2 - アンテナの配列方法、及びレーダ装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナを用いて電波を送受信することにより、少なくとも電波を反射したターゲットの方位を求めるレーダ装置、及びそのようなレーダ装置に用いられるアンテナの配列方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、レーダ装置を車両に搭載し、衝突防止等の安全装置として役立てることが行われている。この種のレーダ装置としては、ターゲットとの距離及び相対速度を同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化，低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下「ＦＭＣＷレーダ装置」という）が用いられている。
【０００３】
このＦＭＣＷレーダ装置では、図５（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、ターゲットにより反射されたレーダ波（以下では「反射波」ともいう）を受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図５（ａ）に点線で示すように、レーダ波がターゲットとの間を往復するのに要する時間、即ちターゲットまでの距離に応じた時間Ｔｒだけ遅延し、ターゲットとの相対速度に応じた周波数ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】
このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図５（ｂ）に示すように、両信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信号を発生させる。なお、送信信号Ｓｓの周波数が増加する時のビート信号の周波数（以下「上り変調時のビート周波数」という）ｆb1と、送信信号Ｓｓの周波数が減少する時のビート信号の周波数（以下「下り変調時のビート周波数」という）ｆb2とから、遅延時間Ｔｒに基づく周波数ｆｒは（１）式、ドップラシフト周波数ｆｄは（２）式にて表される。
【０００５】
そして、これらの周波数ｆｒ，ｆｄに基づいて、（３）（４）式からターゲットとの距離Ｒ及び相対速度Ｖを求めるようにされている。
【０００６】
【数１】

【０００７】
但し、ｃは電波伝搬速度，ｆｍは送信信号の変調周波数，ΔＦは送信信号の周波数変動幅，Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
また、ビート周波数ｆb1，ｆb2の特定には一般に信号処理が用いられている。具体的には、ビート信号をサンプリングし、上り／下りの各変調時毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行うことにより、各変調時毎にビート信号の周波数分布を求め、信号強度がピークとなる成分の周波数をビート周波数ｆb1，ｆb2としている。
【０００８】
なお、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓは、周知のように、ビート信号の上限周波数の２倍以上に設定する必要がある。つまり、予め設定された検知範囲内に存在するターゲットからの反射波に基づいて生成されるビート信号の周波数成分が、この上限周波数以下の信号帯域内に入るようにレーダ波の周波数変動幅ΔＦや変調周期１／ｆｍなどが設定される。
【０００９】
但し、歩道橋や道路近傍の建物等、車両と比較してサイズの大きい固定建造物等からの反射波は、検知範囲外に位置する遠距離からのもの（以下では「遠距離ターゲット」という）であっても十分に大きく、従って、このような遠距離ターゲットからの反射波を受信すると、ビート信号には、図６（ａ）に示すように、上限周波数以上の周波数成分が含まれてしまう。但し、図はビート信号の周波数分布を表すグラフである。このビート信号をサンプリングしてＦＦＴ処理を行うと、遠距離ターゲットに基づく上限周波数以上の周波数成分が、図中点線で示すように、サンプリング周波数の１／２の周波数を対称軸として折り返されることにより、信号帯域内に偽のピークが出現し、検知範囲内にターゲットが存在するものとして誤検出されてしまう。
【００１０】
また、上述のような遠距離ターゲットが存在しない場合でも、ビート信号をサンプリングしてＦＦＴ処理を行うと、図６（ｂ）に示すように、信号帯域内に折り返されたノイズ成分により、信号帯域のノイズフロアが上昇してＳＮ比が劣化するため、検知能力を低下させてしまう。
【００１１】
そこで、一般的には、ミキサの出力側にアンチエイリアシングフィルタを設けることにより、図６（ｃ）に示すように、ミキサにて生成されたビート信号から、信号帯域外のノイズ成分、特にサンプリング周波数の１／２以上の周波数成分を除去し、上述したようなＦＦＴ処理によって生じる折り返しの影響を抑えることが行われている。
【００１２】
一方、レーダ装置によるターゲットの検出範囲を拡大したり、ターゲットが存在する方位を精度よく測定するため、ターゲットからの反射波を複数の受信アンテナにて受信し、各受信アンテナの位置に応じて生じる受信信号の位相差や振幅差のから、ターゲットの方位を求める電子スキャン方式のレーダ装置が知られている。
【００１３】
この種のレーダ装置では、装置を安価に構成するため、複数の受信アンテナに対して、ビート信号を生成するための受信器（ミキサ）を一つだけ設け、この単一のミキサにより、各受信アンテナからの受信信号を時分割処理することが行われている。以下では、レーダ波の送受信に使用する送信側のアンテナと受信側のアンテナとの組合せパタンのそれぞれをチャンネルという。
【００１４】
また、少ないアンテナで多くのチャンネルを設定できるように、受信アンテナだけでなく、送信アンテナも複数備えるように構成することも行われている。
（例えば、特許文献１参照。）。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００１−９９９１８号公報（段落［００２６］〜［００２９］）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このように複数チャンネルからの受信信号をミキサが時分割処理する場合に、アンチエイリアシングフィルタを用いると、正確な検出結果を得ることができないという問題があった。
【００１７】
即ち、ミキサに供給される時分割多重された受信信号には、チャンネル切替周期を１／ｆｘとして、周波数ｆｘの整数倍の高調波が含まれるため、ミキサが生成するビート信号もこの高調波に基づく周波数成分が付加されることにより広帯域化する。つまり、上述のアンチエイリアシングフィルタは、多重化された各チャンネルの信号の分離に必要な情報も除去してしまうため、その結果、各チャンネルの信号が互いに重なり合ってしまい、正確な信号レベルをサンプリングできなくなってしまうのである。
【００１８】
また、送信側に複数のアンテナを設けることで多チャンネル化が図られている場合、チャンネルの切替時には、新たなチャンネルのビート信号のサンプリングを開始する前に、前チャンネルのレーダ波に基づくビート信号をサンプリングしてしまうことがないように、少なくともレーダ波が最大検知距離を往復するのに必要な時間（以下「送信待ち時間」と称する。）だけ待機しなければならない。
【００１９】
このため、１チャンネル当たりのサンプリング間隔や、送信信号の周波数を変調する際の掃引時間Ｔが長くなってしまい、上述したエイリアシングによる問題がより発生しやすくなると共に、相対速度の検知可能エリアが狭くなってしまうという問題があった。
【００２０】
即ち、複数チャンネル間の受信信号の位相差や振幅差に基づいて方位を求める場合、比較する信号の同時性を確保するために、全チャンネルを順番に切り替える必要がある。しかし、図７に示すように、送信アンテナ（図では二つの送信アンテナＡ，Ｂ）を切り替える毎に、送信待ち時間を挿入しなければならないため、全チャンネルＡ１〜Ａｎ，Ｂ１〜Ｂｎを一通り選択するのに要する時間、即ち１チャンネル当たりのサンプリング間隔は、単一の送信アンテナを使用する場合と比較して、少なくとも送信待ち時間に送信アンテナ数を乗じた時間だけ余分に必要となり、ひいては、掃引時間Ｔも大幅に長くなってしまうのである。
【００２１】
また、図８は、周波数変動幅ΔＦを一定（２００ＭＨｚ）とし、１チャンネル当たりのサンプリング周波数ｆｓを変化（変調Ａ：１８５ｋＨｚ，変調Ｂ：３７０ｋＨｚ）させることにより掃引時間Ｔを変化させた時の距離Ｒ，相対速度Ｖの検知可能エリアの変化を表すグラフである。図示されているように、掃引時間Ｔが長くなると（変調Ａ）、検知可能な相対速度Ｖの範囲が狭くなることがわかる。但し、最大距離が得られるのはｆｒ＝ｆｓ／２の時、最大相対速度が得られるのはｆｄ＝ｆｓ／４の時であり、ここでは、１チャンネル当たりのサンプリング数Ｄpcを５１２とした。
【００２２】
本発明は、上記問題点を解決するために、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを順次切り替えて電波を送受信するレーダ装置において、遠距離ターゲットからの受信信号や受信機ノイズのエイリアシングを抑制し、また、相対速度の大きなターゲットの検出も可能にすることを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた第１の発明であるアンテナ配列方法は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとをそれぞれ一つずつ組み合わせてなる複数のチャンネルを有し、各チャンネルを介して電波を送受信することにより、少なくとも電波を反射したターゲットの方位を求めるレーダ装置に用いられる。
【００２５】
そして、送信アンテナをｍ（ｍ≧２）個、受信アンテナを（ｎ≧２）個として、受信アンテナ間の間隔をｄ、送信アンテナ間の間隔をＤ＝ｄ×ｋ（２≦ｋ≦ｎ−１）に設定することにより（但し、ｍ，ｎ，ｋはいずれも整数）、同一の送信アンテナを用いるチャンネル群のうち、送信アンテナが互いに隣接するチャンネル群同士では、ターゲットとの間を往復する電波の経路長が互いに等しくなるチャンネルがｎ−ｋ個ずつ存在し、且つチャンネル全体では経路長が一定距離ずつ異なるチャンネルが受信アンテナの個数ｎより多い（ｍ−１）×ｋ＋ｎ種類存在するようにしている。
【００２６】
但し、アンテナを効率よく利用するにはｋ＝ｎ−１であること、即ち、送信アンテナが互いに隣接するチャンネル群同士で、経路長の等しいチャンネルが１個だけとなるように設定することが望ましい。
例えば、図４に示すように、２個（ｍ＝２）の送信アンテナＡ，Ｂ、４個（ｎ＝４）としたの受信アンテナ１〜４を用いるのであれば、送信アンテナ間の間隔はＤ＝３×ｄ（ｋ＝ｎ−１の場合）に設定される。これら間隔ｄ，Ｄと比較してターゲットまでの距離は十分に遠く、ターゲットからの反射波はいずれのアンテナにも同じ角度θにて入射されるとすると、ターゲットから各受信アンテナ１〜４に至る電波経路は、互いに隣接する受信アンテナ間でΔＳ（＝ｄ×ｓｉｎθ）ずつ異なり、各送信アンテナＡ，Ｂからターゲットに至る電波経路は、両送信アンテナ間でΔＲ（＝Ｄ×ｓｉｎθ）＝３×ΔＳだけ異なる。
【００２７】
従って、送信アンテナと受信アンテナとを組み合わせてなる各チャンネルＡ１〜Ａ４，Ｂ１〜Ｂ４についてのターゲットまでの往復経路の経路差は、最も経路長の短いチャンネルＢ４を基準にすると、図４（ｂ）の表に示す通りである。
つまり、送信アンテナＡを使用したチャンネル群を構成する各チャンネルＡ１〜Ａ４の中で最も経路長の短いチャンネルＡ４と、送信アンテナＢを使用したチャンネル群を構成する各チャンネルＢ１〜Ｂ４の中で最も経路長の長いチャンネルＢ１とは、同じ経路長を有するため、チャンネル全体では、経路長がΔＳずつ異なる７種類のチャンネルが得られることになる。
【００２８】
また、第２の発明であるレーダ装置では、送受信手段が、上記アンテナの配列方法に従って配列された送信アンテナと受信アンテナとを組み合わせてなる複数のチャンネルのいずれかを使用して電波を送受信し、送信信号と受信信号とを混合してなるビート信号を生成する。
【００２９】
この時、切替制御手段が、予め設定された測定サイクル毎に、電波の送信に使用する送信アンテナを順次切り替えると共に、各測定サイクル中は、予め設定されたチャンネル切替間隔毎に、電波の受信に使用する受信アンテナを順次切り替える。これにより、同一測定サイクル内では、同じ送信アンテナを使用するチャンネル群のビート信号を時分割多重してなる多重化信号が送受信手段から供給される。そして、信号処理手段が、この多重化信号をサンプリングしたデータを、チャンネル毎に分離してなるチャンネル別データに基づいて、少なくとも電波を反射したターゲットの方位を求める。但し、信号処理手段では、補正手段が、経路長が互いに等しいチャンネルを同一経路長チャンネルとして、この同一経路長チャンネルが互いに異なった測定サイクルで使用されることにより、その測定サイクル間の時間差に応じて、同一経路長チャンネルのチャンネル別データ間に生じる誤差を検出し、その誤差が相殺されるよう各チャンネルのチャンネル別データを補正し、この補正されたチャンネル別データに基づいてターゲットの方位等を求める。
【００３０】
即ち、同一経路長チャンネルは、互いに異なる測定サイクルで使用されるため、これら同一経路長チャンネルから収集されるチャンネル別データ間には、測定サイクルの時間差に応じた誤差が生じる。この誤差が相殺されるようにチャンネル別データを補正をすることで、異なる測定サイクルで収集されたチャンネル別データ間の同時性を補償することができ、ひいては、各測定サイクルの信号を同時に検出されたものとみなして、信号処理を行うことができるのである。
【００３１】
このように本発明によれば、受信アンテナの切替が一通り終了する毎に送信アンテナの切替を行うのではなく、同一測定サイクルでは、送信アンテナを固定して、その送信アンテナを使用するチャンネル群の中でのみ、チャンネルの切替を繰り返すため、測定サイクルの途中に送信待ち時間が挿入されることなく、チャンネル当たりのサンプリング間隔を大幅に短縮することができる。
【００３２】
なお、補正手段が補正する誤差には、少なくとも位相が含まれていることが望ましい。また、位相以外に振幅を補正するようにしてもよい。具体的には、例えば、測定サイクル毎に収集されたチャンネル別データを高速フーリエ変換処理した場合には、その処理結果として振幅及び位相を示す複素ペクトル値が得られる。このため、経路長が互いに等しいチャンネル間のベクトル比を補正量として、この補正量を一方の測定サイクルにて得られたチャンネル別データに乗ずれば、振幅及び位相を同時に補正することができる。
【００３３】
また、ペクトルのスカラー差（即ち振幅差）が小さい場合には、複素ペクトルから位相差を算出し、その位相差を補正量として、一方の測定サイクルにて得られたデータの位相を補正するればよい。
ところで、送受信手段が、周波数が時間と共に三角波状に変化するよう変調された電波を送受信する、いわゆるＦＭＣＷ方式のレーダ装置として構成されている場合、切替制御手段は、切替制御の対象となる受信アンテナの数、又は、チャンネル切替間隔の長さのうち、少なくとも一方を変化させることで、周波数変調の傾きを変化させる構成変調傾き可変手段を備えることが望ましい。
【００３４】
即ち、本発明では、上述したように、従来装置と比較して、チャンネル当たりのサンプリング間隔を短縮すること、ひいては、変調傾きをより急峻に設定することが可能なため、変調傾きの自由度が高くなる。このため、本発明によれば、例えば、検出すべき反射波に基づくビート信号と検出する必要のない反射波に基づくビート信号とで周波数が重なるなどした場合には、変調傾きを変化させて両ビート信号の周波数を制御することにより、両ビート信号を分離することができるため、検出すべき反射波に基づくビート信号を確実に抽出することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本実施形態の車載用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００３６】
図１に示すように、本実施形態のレーダ装置２は、変調指令に従って、三角波状の変調信号を生成するＤ／Ａ変換器１０と、Ｄ／Ａ変換器１０にて生成された変調信号がバッファ１２を介して印加され、その変調信号に従って発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４と、ＶＣＯ１４の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１６と、送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射するｍ（本実施形態ではｍ＝２）個の送信アンテナからなる送信側アンテナ部１８と、送信側アンテナ部１８を構成する送信アンテナのいずれかを送信選択信号Ｘｓに従って択一的に選択し、選択された送信アンテナに送信信号Ｓｓを供給する送信スイッチ１７とを備えている。
【００３７】
また、レーダ装置２は、レーダ波を受信するｎ（本実施形態ではｎ＝９）個の受信アンテナからなる受信側アンテナ部２０と、受信側アンテナ部２０を構成する受信アンテナのいずれかを受信選択信号Ｘｒに従って択一的に選択し、選択された受信アンテナからの受信信号Ｓｒを後段に供給する受信スイッチ２２と、受信スイッチ２２から供給される受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合してビート信号を生成するミキサ２４と、ミキサ２４が生成したビート信号を増幅する増幅器２６と、増幅器２６にて増幅されたビート信号をタイミング信号Ｐに従ってサンプリングしデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器２８と、送信選択信号Ｘｓ，受信選択信号Ｘｒ，タイミング信号Ｐを生成するタイミング制御部３０と、Ｄ／Ａ変換器１０に対する変調指令を出力すると共に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取り込んだビート信号のサンプリングデータの信号処理を行うことにより、レーダ波を反射したターゲットとの距離や相対速度、及びターゲットが存在する方位を求める信号処理部３２とを備えている。
【００３８】
以下では、送信アンテナをそれぞれチャンネルＡ，チャンネルＢ、受信アンテナｊ（ｊ＝１〜９）をチャンネルｊとも称し、送信アンテナと受信アンテナとを組み合わせてなる各チャンネルを、チャンネルＡ１〜Ａ９，Ｂ１〜Ｂ９と称するものとする。
【００３９】
ここで、ＶＣＯ１４は、三角波状の変調信号に従って、時間に対して周波数が直線的に漸増，漸減するよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成し、その中心周波数がＦｏ＝７６．５ＧＨｚ、周波数変動幅がΔＦ＝１００ＭＨｚとなるように設定されている。
【００４０】
また、受信側アンテナ部２０を構成する受信アンテナは、一定間隔ｄ＝７．２ｍｍにて一列に配列され、一方、送信側アンテナ部１８を構成する送信アンテナは、間隔ｄ＝ｄ×（ｎ−１）＝５７．６ｍｍにて配列されている。
これにより、ターゲットとの間を往復する経路長が、チャンネルＡ９とチャンネルＢ１とで等しくなり、上記経路長の差が一定距離ずつ異なる１７種類のチャンネル（Ａ１〜Ａ８，Ａ９又はＢ１，Ｂ２〜Ｂ９）が得られるようにされている。
【００４１】
次に、タイミング制御部３０は、図２に示すように、一定周期１／ｆｘのパルス列からなるタイミング信号Ｐを生成すると共に、このタイミング信号Ｐに同期して、送信アンテナが順番に且つ繰り返し選択されるよう受信スイッチ２２を動作させる受信選択信号Ｘｒを生成する。なお、タイミング信号Ｐの周期１／ｆｘは、受信スイッチ２２の切替周期、或いはＡ／Ｄ変換器２８の変換周期のうち、いずれか長い方より長い値に設定される。
【００４２】
また、タイミング制御部３０は、１チャンネル当たりのサンプリング数をＤpc（本実施形態では５１２）個として、タイミング信号Ｐのｎ×Ｄpc個分のパルス列の出力に要する時間と送信待ち時間とを加えた期間（以下「測定サイクル」とも称する。）毎に、送信アンテナが交互に選択されるよう送信スイッチ１７を動作させる送信選択信号Ｘｓを生成する。
【００４３】
更に、タイミング制御部３０は、動作許可信号ＥＮによって起動，停止が制御されると共に、モード信号Ｍによって、タイミング信号の周期１／ｆｘ、ひいては測定サイクルの増減制御が可能なように構成されている。但し、本実施形態では、ＶＣＯ１４にて生成される送信信号の変調周期（三角波の周期）が、常に測定サイクルと一致するように制御される。つまり、モード信号Ｍによって送信信号の変調傾きを制御できるようにされている。
【００４４】
ここでは、モード信号Ｍによってタイミング信号の周期１／ｆｘ（即ち測定サイクル）を変化させているが、受信スイッチ２２が選択する受信アンテナの数を変化させるようにしてもよい。但し、この場合、受信アンテナは、チャンネルＡの時には、チャンネル１に対応する受信アンテナの側から、チャンネルＢの時には、チャンネル９に対応する受信アンテナの側から、選択対象から外していく必要がある。即ち、選択される受信アンテナを１つだけ削減する場合、Ａ１チャンネルとＢ９チャンネルを選択対象外として、残りの１５チャンネルを使用するように設定すればよい。
【００４５】
次に、信号処理部３２は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、更に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するための演算処理装置（例えばＤＳＰ）を備えている。そして、送信選択信号Ｘｓが出力されている間に、送信信号の周波数の変調（上り区間／下り区間）を１周期分行わせるような変調指令を生成する処理を実行すると共に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して得られたビート信号のサンプリングデータに基づいて、ターゲットとの距離，相対速度，及びターゲットが存在する方位を求めるターゲット情報検出処理を実行する。
【００４６】
このように構成された本実施形態のレーダ装置２では、ＶＣＯ１４が変調信号に従って生成した高周波信号を、分配器１６が電力分配することにより、送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信側アンテナ部１８を構成する送信アンテナのうち、送信スイッチ１７により選択されたものに供給され、その選択された送信アンテナを介してレーダ波として送出される。
【００４７】
この送信アンテナから送出されターゲットに反射して戻ってきたレーダ波（反射波）は、受信側アンテナ部２０を構成する全ての受信アンテナにて受信されるが、受信スイッチ２２によって選択された受信アンテナからの受信信号Ｓｒのみがミキサ２４へ供給される。すると、ミキサ２４では、この受信信号Ｓｒに分配器１６からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号を生成し、増幅器２６にて増幅されたビート信号は、Ａ／Ｄ変換器にて、タイミング信号Ｐに従ってサンプリングされ信号処理部３２に取り込まれる。
【００４８】
なお、ミキサ２４からは、送信信号の変調周期（測定サイクル）毎に、チャンネルＡ１〜Ａ９のビート信号が時分割多重されたものと、チャンネルＢ１〜Ｂ９のビート信号が時分割多重されたものが、送信信号の変調周期（測定サイクルともいう）毎に交互に供給される。
【００４９】
ここで、信号処理部３２が実行するターゲット情報検出処理を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。
本処理が起動すると、まず、タイミング制御部３０に対してモード信号Ｍを出力することでモード設定を行う（Ｓ１１０）。このモード設定では、過去の検出結果に基づき、検出すべきターゲットからの反射波に基づくビート信号が、他のターゲットからの反射波に基づくビート信号に埋もれている場合、或いは埋もれてしまうおそれがある場合に、これを防止するために、送信信号の変調傾きを設定する。
【００５０】
そして、Ｄ／Ａ変換器１０を介してＶＣＯ１４に対する変調信号の供給を開始することでレーダ波の送出を開始し（Ｓ１２０）、Ａ／Ｄ変換器２８を介してビート信号をサンプリングすることでデータを収集する（Ｓ１３０）。ここでは、全チャンネルＡ１〜Ａ９，Ｂ１〜Ｂ９についてのデータが収集されるように、測定サイクル２回分のデータを収集する。そして、必要なデータが全て収集されると、ＶＣＯ１４に対する変調信号の供給を停止することでレーダ波の送出を停止する（Ｓ１４０）。
【００５１】
次に、収集したデータを、各チャンネルＡ１〜Ａ９，Ｂ１〜Ｂ９毎に分離し（Ｓ１５０）、その分離したデータに基づいて、各チャンネルＡ１〜Ａ９，Ｂ１〜Ｂ９毎かつ上り／下り各区間毎に、周波数解析処理（ここではＦＦＴ処理）を実行してビート信号のパワースペクトルを求める（Ｓ１６０）。
【００５２】
この周波数解析処理により、各区間毎に得られたビート信号の周波数分布から、信号強度がピークとなる成分の周波数を特定するピークサーチ処理を実行する（Ｓ１７０）。なお、このピークサーチ処理に使用する周波数分布は、複数あるチャンネルのうちいずれか一つを用いてもよいし、チャンネルＡ１〜Ａ９或いはチャンネルＢ１〜Ｂ９の周波数分布の平均を求め、その平均化した周波数分布を用いてもよい。
【００５３】
そして、ピークサーチ処理の結果、ピークが複数ある場合には、周波数成分の信号強度や位相を比較することにより、両変調時の間で対になる周波数成分を特定するペアマッチ処理を実行する（Ｓ１８０）。このペアマッチ処理により対になった信号成分の周波数をビート周波数ｆb1，ｆb2として、各対毎に上述の（３）（４）式を用いて、ターゲットとの距離Ｒ及び相対速度Ｖを算出する（Ｓ１９０）。
【００５４】
次に、各チャンネルＡ１〜Ａ９，Ｂ１〜Ｂ９の周波数解析結果から、先のＳ１８０にて抽出されたターゲットについてのデータ（複素ベクトルで表された周波数成分）を抽出する（Ｓ２００）。この抽出したデータのうち、チャンネルＡ９，Ｂ９のデータの比（［Ａ９］／［Ｂ１］、但し［ｉ］はチャンネルｉのデータを示すものとする。）を算出し、このデータ比を補正量として、チャンネルＢ２〜Ｂ９のデータに乗ずることにより、測定サイクル間の時間差に基づく位相や振幅の誤差を補正（Ｓ２１０）する。
【００５５】
そして、これらチャンネルＡ１〜Ａ９のデータ及び補正されたチャンネルＢ２〜Ｂ９のデータに基づいて、デジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）処理を実行し（Ｓ２２０）、その処理結果に基づいてターゲットが存在する方位を算出して（Ｓ２３０）、本処理を終了する。
【００５６】
なお、ここでは、［Ａ９］／［Ｂ１］を補正量としているが、［Ｂ１］／［Ａ９］を補正量として、この補正量をチャンネルＡ１〜Ａ８のデータに乗ずることで補正を行い、補正されたチャンネルＡ１〜Ａ８のデータ及びチャンネルＢ１〜Ｂ９のデータに基づいてＤＢＦ処理を実行してもよい。また、ＤＢＦの代わりに、ＥＳＰＲＩＴなどの他の方位算出アルゴリズムを用いてもよい。
【００５７】
なお、本実施形態においては、図１に示す装置構成のうち、タイミング制御部３０が切替制御手段、信号処理部３２が信号処理手段、これら以外の部分が送受信手段に相当する。また、特に、Ｓ２１０が補正手段，Ｓ１１０が可変手段に相当する。
【００５８】
以上説明したように、本実施形態のレーダ装置２においては、互いに異なる測定サイクルにて収集されたデータ（チャンネルＡ１〜Ａ９のデータ／チャンネルＢ１〜Ｂ９のデータ）を、経路長が等しくなるよう設定されたチャンネルＡ９，Ｂ１のデータから求めた補正量を用いて補正することで、同一の測定サイクルで検出されたものと見なして一緒に信号処理できるようにされている。
【００５９】
このため、本実施形態のレーダ装置２によれば、一つの測定サイクルで全チャンネルのデータを収集する必要がなくなり、同じ送信アンテナを用いるチャンネルのデータのみを収集すればよいため、測定サイクルの途中に送信待ち時間が挿入されることがなく、１チャンネル当たりのサンプリング間隔を大幅に短縮することができる。
【００６０】
つまり、サンプリング周波数ｆｓの１／２を、遠距離ターゲットに基づく周波数成分より十分に高く設定でき、ＦＦＴ処理によって遠距離ターゲットに基づく周波数成分が信号帯域内に折り返されてしまうことがないため、この遠距離ターゲットを検知範囲内のターゲットであるとして誤検出してしまうことを確実に防止できる。
【００６１】
また、ＦＦＴ処理によってビート信号の信号帯域内に折り返されるノイズ成分も減少し、信号帯域内のノイズフロアの上昇も抑制されるため、ビート周波数ｆb1，ｆb2の検知能力を向上させることもできる。
更に、１チャンネル当たりのサンプリング間隔が短縮されることにより、測定サイクルの継続時間（掃引時間）が短縮され、ひいては送信信号の周波数の変調傾きを大きく設定することが可能となる。つまり、相対速度の検出可能エリアが拡大されるため、より大きな相対速度を持つターゲットを検出することができる。
【００６２】
また更に、本実施形態によれば、１チャンネル当たりのサンプリング間隔が短縮されたことにより、モード信号Ｍにより送信信号の周波数の変調傾きを大きくなる側に変化させる際の自由度が高くなり、例えば、異なるターゲットに基づくピーク周波数が重なり合っている場合に、これを確実に分離することができるため、ターゲットの検出性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 車載用レーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図２】 アンテナ切替方法を示す説明図である。
【図３】 信号処理部が実行する処理の内容を表すフローチャートである。
【図４】 アンテナの配置間隔とターゲットまでの経路長との関係を示す説明図である。
【図５】 ＦＭＣＷ方式の動作原理を示す説明図である。
【図６】 アンチエイリアシングフィルタの効果を示す説明図である。
【図７】 従来のアンテナ切替方法を示す説明図である。
【図８】 変調周期（掃引時間）と検知範囲との関係を表すグラフである。
【符号の説明】
２…レーダ装置、１０…Ｄ／Ａ変換器、１２…バッファ、１６…分配器、１７…送信スイッチ、１８…送信側アンテナ部、２０…受信側アンテナ部、２２…受信スイッチ、２４…ミキサ、２６…増幅器、２８…Ａ／Ｄ変換器、３０…タイミング制御部、３２…信号処理部。

Claims (4)

1. 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとをそれぞれ一つずつ組み合わせてなる複数のチャンネルを有し、各チャンネルを介して電波を送受信することにより、少なくとも電波を反射したターゲットの方位を求めるレーダ装置に用いられるアンテナの配列方法であって、
   前記送信アンテナをｍ（ｍ≧２）個、前記受信アンテナをｎ（ｎ≧２）個として、前記受信アンテナ間の間隔をｄ、前記送信アンテナ間の間隔をＤ＝ｄ×ｋ（２≦ｋ≦ｎ−１）に設定することにより（但し、ｍ，ｎ，ｋはいずれも整数）、
   同一の送信アンテナを用いるチャンネル群のうち、前記送信アンテナが互いに隣接するチャンネル群同士では、前記ターゲットとの間を往復する電波の経路長が互いに等しいチャンネルがｎ−ｋ個ずつ存在し、且つチャンネル全体では前記経路長が一定距離ずつ異なるチャンネルが前記受信アンテナの個数ｎより多い（ｍ−１）×ｋ＋ｎ種類存在するようにしたことを特徴とするアンテナの配列方法。
2. 請求項１に記載のアンテナの配列方法に従って配列された送信アンテナと受信アンテナとを組み合わせてなる複数のチャンネルのいずれかを使用して電波を送受信し、送信信号と受信信号とを混合してなるビート信号を生成する送受信手段と、
   予め設定された測定サイクル毎に、電波の送信に使用する送信アンテナを順次切り替えると共に、各測定サイクル中は、予め設定されたチャンネル切替間隔毎に、電波の受信に使用する受信アンテナを順次切り替えることにより、同一測定サイクル内では、同じ送信アンテナを使用するチャンネル群のビート信号を時分割多重してなる多重化信号が前記送受信手段から供給されるよう制御する切替制御手段と、
   前記送受信手段から供給される多重化信号をサンプリングしたデータを、前記チャンネル毎に分離してなるチャンネル別データに基づいて、少なくとも電波を反射したターゲットの方位を求める信号処理手段と、
   を備え、
   前記信号処理手段に、前記経路長が互いに等しいチャンネルを同一経路長チャンネルとして、該同一経路長チャンネルが互いに異なった前記測定サイクルで使用されることにより、該測定サイクル間の時間差に応じて、前記同一経路長チャンネルの前記チャンネル別データ間に生じる誤差を検出し、該誤差が相殺されるよう各チャンネルの前記チャンネル別データを補正する補正手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
3. 前記補正手段が補正する誤差には、少なくとも位相が含まれていることを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記送受信手段は、周波数が時間と共に三角波状に変化するよう変調された電波を送受信し、
   前記切替制御手段は、切替制御の対象となる受信アンテナの数、又は、前記チャンネル切替間隔のうち、少なくとも一方を変化させることで、周波数変調の傾きを変化させる変調傾き可変手段を備えることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のレーダ装置。

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