DE102011086113A1

DE102011086113A1 - Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE102011086113A1
Application number: DE102011086113A
Authority: DE
Inventors: Akiyoshi Mizutani; Kazuma Natsume; Yoshihiro Abe
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-11-12
Filing date: 2011-11-10
Publication date: 2012-05-16
Also published as: US9097796B2; CN102565789B; JP5655516B2; CN102565789A; JP2012103201A; US20120119939A1

Abstract

Eine Radarvorrichtung (1) enthält einen Sender (10), einen Empfänger (20) und einen Signalprozessor (30). Der Sender (10) gibt eine Radarwelle aus. Der Empfänger (20) enthält mehrere Empfangsantennen (22) und mehrere Empfangsvorrichtungen (24). Jede der Empfangsvorrichtungen (24) mischt ein Empfangssignal von der entsprechenden Empfangsantenne (22) mit einem lokalen Signal (L) und gibt ein Schwebungssignal (B) aus. Der Signalprozessor (30) tastet das Schwebungssignal (B) ab, während er eine der Empfangsvorrichtungen (24) in einer Reihenfolge mit einer Abtastperiode (tc), die kleiner als die Hälfte einer Abtastperiode (Ts) ist, auswählt. Der Signalprozessor (30) tastet das Schwebungssignal (B) mit der Abtastperiode (Ts) ab und leitet Positionsinformationen eines Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals (Bu) und eines Abfallmodulationssignals (Bd) des Schwebungssignals (B) her.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung, die Positionsinformationen eines Ziels erfasst.
Eine Radarvorrichtung ist in einem Fahrzeug angeordnet und wird als eine Sicherheitsvorrichtung zur Kollisionsverhinderung verwendet. Als ein Beispiel einer Radarvorrichtung, die in einem Fahrzeug angeordnet ist, wird eine Radarvorrichtung mit frequenzmodulierten kontinuierlichen Wellen (FMCW-Radarvorrichtung) verwendet. Die FMCW-Radarvorrichtung kann sowohl einen Abstand als auch eine Relativgeschwindigkeit zu einem Ziel erfassen. Die FMCW-Radarvorrichtung weist eine einfache Konfiguration auf, kann eine geringe Abmessung aufweisen und mit geringen Kosten hergestellt werden.
Die FMCW-Radarvorrichtung überträgt bzw. sendet ein Übertragungssignal bzw. Sendesignal Ss, das mit einer Dreieckwelle derart frequenzmoduliert ist, dass es eine Frequenz aufweist, die sich graduell auf lineare Weise erhöht und verringert, und empfängt eine Welle, die von einem Ziel reflektiert wird, als ein Empfangssignal Sr.
Das Empfangssignal Sr ist um eine Zeit Td verzögert, die benötigt wird, damit die übertragene bzw. gesendete und empfangene Welle von der Radarvorrichtung zu dem Ziel und zurück reist, d. h. eine Zeit, die von dem Abstand zum Ziel abhängt, und das Empfangssignal Sr erfährt hinsichtlich der Frequenz eine Doppler-Verschiebung um Fd in Abhängigkeit von der Relativgeschwindigkeit zwischen der Radarvorrichtung und dem Ziel.
Das Empfangssignal Sr und das Sendesignal Ss werden durch einen Mischer gemischt, um ein Schwebungssignal B zu erzeugen, dessen Frequenz gleich einer Differenz der Frequenz zwischen dem Empfangssignal Sr und dem Sendesignal Ss ist. Wenn die Frequenz des Schwebungssignals B (im Folgenden als Aufwärts-Schwebungssignal Bu bezeichnet) in dem Fall, in dem sich die Frequenz des Sendesignals Ss erhöht (im Folgenden als eine Schwebungs-Frequenz in einem Modulationsfrequenzanstiegsbereich bezeichnet), als fu definiert wird und die Frequenz des Schwebungssignals B (im Folgenden als Abwärts-Schwebungssignal Bd bezeichnet) in dem Fall, in dem sich die Frequenz des Sendesignals Ss verringert (im Folgenden als eine Schwebungs-Frequenz in einem Modulationsfrequenzabfallbereich bzw. -abstiegsbereich bezeichnet), als fd definiert wird, können ein Abstand R und eine Relativgeschwindigkeit V zu dem Ziel wie folgt ausgedrückt werden: R = c·T / 8·ΔF·(fu + fd) (1) R = c / 4·F0·(fu – fd) (2) wobei c eine Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer Funk- bzw. Radiowelle ist, T eine Periode der Dreieckwelle zur Modulation des Sendesignals Ss ist, ΔF eine Änderung der Frequenz des Sendesignals Ss ist und Fo eine Mittenfrequenz des Sendesignals Ss ist.
In einer Radarvorrichtung, die in einem Fahrzeug angeordnet ist, ist es wichtig, den Azimut oder eine Winkelrichtung eines Ziels ebenso wie den Abstand R und die Relativgeschwindigkeit V zu dem Ziel zu messen.
Das japanische Patent Nr. 3 622 565 (entsprechend dem US-Patent Nr. 6 292 129 ) beschreibt eine Radarvorrichtung, die in der Lage ist, einen Azimut eines Ziels zu erfassen. Die Radarvorrichtung enthält mehrere Empfangsantennen und einen Empfänger. Der Empfänger enthält einen Empfängerschalter, eine Schaltsteuerschaltung und eine Empfangsschaltung. Die Empfangsantennen sind in mehrere Empfangsgruppen unterteilt. Der Empfängerschalter errichtet wahlweise eine Kommunikation zwischen einer der Empfangsantennen in einer jeweiligen Empfangsgruppe und der Empfangsschaltung. Die Schaltsteuerschaltung steuert einen Betrieb des Empfängerschalters, um die Kommunikationen zwischen den Empfangsantennen und der Empfangsschaltung aufeinanderfolgend mit einem kürzeren Zyklus als ein Zyklus einer Änderung einer Frequenz eines Sendesignals zu ändern. Die Empfangsschaltungen mischen die Empfangssignale von den Empfangsantennen in den jeweiligen Empfangsgruppen mit einem lokalen Signal, um ein Empfangssignal Sr zu erzeugen. Die Radarvorrichtung erlangt Azimutinformationen ebenso wie einen Abstand und eine Relativgeschwindigkeit durch Paarabgleich von Spitzen eines Aufwärts-Schwebungssignals Bu und eines Abwärts-Schwebungssignals Bd, die von einem Mischer ausgegeben werden, und eine Anordnung der Empfangsantennen, die zu dem Zeitpunkt ausgewählt werden.
In einer Radarvorrichtung, die Informationen herleitet, die eine Position eines Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Aufwärts-Schwebungssignals Bu und eines Abwärts-Schwebungssignals Bd unter Verwendung eines FMCM-Verfahrens enthalten, kann, wenn eine digitale Signalverarbeitung wie beispielsweise eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) durchgeführt wird, ein Empfangssignal eines Ziels, das in einem größeren Abstand als eine Nyquist-Frequenz zu einer Abtastfrequenz des Empfangssignals vorhanden ist, auf eine Position, die kleiner als die Nyquist-Frequenz ist, gefaltet werden, so dass das Ziel mit einem eigentlich großen Abstand bei einem kurzen Abstand erscheinen und eine fehlerhafte Erfassung bewirkt werden kann.
Im Hinblick auf die obigen Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Radarvorrichtung zu schaffen, die eine fehlerhafte Erfassung einschränken bzw. verringern kann.
Die Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.
Eine Radarvorrichtung gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält einen Sender, einen Empfänger und einen Signalprozessor. Der Sender erzeugt ein Sendesignal, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und gibt das Sendesignal als eine Radarwelle aus. Der Empfänger empfängt die Radarwelle, die von einem Ziel reflektiert wird, und erzeugt ein Schwebungssignal auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und eines lokalen Signals, das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist. Der Signalprozessor tastet das Schwebungssignal, das von dem Empfänger erzeugt wird, mit einer Abtastperiode ab und leitet zumindest Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals und eines Abfallmodulationssignals des Schwebungssignals her. Der Empfänger enthält mehrere Empfangsantennen und mehrere Empfangsvorrichtungen, die jeweils mit den Empfangsantennen gekoppelt sind. Jede der Empfangsvorrichtungen mischt das Empfangssignal von der entsprechenden Empfangsantenne mit dem lokalen Signal und gibt ein Mischsignal als das Schwebungssignal aus. Der Signalprozessor tastet das Schwebungssignal ab, während er eine der Empfangsvorrichtungen entsprechend einer Reihenfolge mit einer Auswahlperiode, die kleiner als die Hälfte der Abtastperiode ist, auswählt.
Die Radarvorrichtung gemäß dem ersten Aspekt kann die Erzeugung eines Aliasing und eine fehlerhafte Erfassung einschränken bzw. verringern.
Eine Radarvorrichtung gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält einen Sender, einen Empfänger und einen Signalprozessor. Der Sender erzeugt ein Sendesignal, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und gibt das Sendesignal als eine Radarwelle aus. Der Empfänger empfängt die Radarwelle, die von einem Ziel reflektiert wird, und erzeugt ein Schwebungssignal auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und eines lokalen Signals, das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist. Der Signalprozessor tastet das Schwebungssignal, das von dem Empfänger erzeugt wird, mit einer Abtastperiode ab und leitet zumindest Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals und eines Abfallmodulationssignals des Schwebungssignals her. Der Empfänger enthält mehrere Empfangsantennen, eine Empfangsvorrichtung und einen Empfängerschalter sowie einen Auswahlsteuerabschnitt. Der Empfängerschalter führt das Empfangssignal einer der Empfangsantennen der Empfangsvorrichtung zu. Die Empfangsvorrichtung mischt das Empfangssignal von einer der Empfangsantennen mit dem lokalen Signal. Der Auswahlsteuerabschnitt weist den Empfängerschalter an, eine der Empfangsvorrichtungen entsprechend einer Reihenfolge mit einer Auswahlperiode, die kleiner als die Hälfte der Abtastperiode ist, auszuwählen.
Die Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt kann die Erzeugung von Aliasing und eine fehlerhafte Erfassung einschränken bzw. verringern.
Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden detaillierten Beschreibung von Ausführungsformen mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, das eine Radarvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Strahlbreiten einer Sendeantenne und Empfangsantennen zeigt;
3A ein Diagramm, das eine Wellenform eines Schwebungssignals, das einem Signalprozessor zugeführt wird, zeigt, und 3B ein Diagramm, das eine Wellenform eines abgespaltenen Schwebungssignals zeigt;
4 ein Flussdiagramm eines Zielinformationserfassungsprozesses, der von einem Signalprozessor ausgeführt wird,
5 ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Phasenverschiebung zwischen Kanälen von Empfangsantennen und einer Frequenz eines Schwebungssignals zeigt;
6 ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem erfassten Azimut eines Ziels und einer Frequenz zeigt;
7 ein Blockdiagramm, das eine Radarvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ein Diagramm, das einen Auswahlzeitpunkt eines Empfängerschalters zeigt;
9 ein Diagramm, das ein Falten eines Schwebungssignals in Bezug auf eine Nyquist-Frequenz zeigt;
10 ein Diagramm, das Wellenformen von Schwebungssignalen mit einer niedrigeren Frequenz als der Nyquist-Frequenz zeigt;
11 ein Diagramm, das Wellenformen von Schwebungssignalen mit einer größeren Frequenz als der Nyquist-Frequenz zeigt;
12A und 12B Diagramme zum Erläutern, warum eine Phasenverschiebung von Empfangsantennen auf 90 Grad eingestellt wird, wenn eine der Empfangsantennen in Bezug auf ein gefaltetes Schwebungssignal ausgewählt wird; und
13 ein Diagramm, das ein Prinzip der Erfassung eines Azimuts eines Ziels auf der Grundlage von Phasen von Empfangssignalen von Empfangsantennen, die linear angeordnet sind, zeigt.
Bevor Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben werden, werden verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die 9 bis 13 beschrieben.
In dem vorliegenden Abschnitt werden Bezugszeichen, die in den Ausführungsformen verwendet werden, verwendet, um das Verständnis des vorliegenden Abschnitts zu erleichtern. Man beachte, dass der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht durch die Bezugszeichen beschränkt wird.
Eine Radarvorrichtung 1 gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält einen Sender 10, einen Empfänger 20 und einen Signalprozessor 30.
Der Sender 10 erzeugt ein Sendesignal, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und gibt das Sendesignal als eine Radarwelle aus. Der Empfänger 20 empfängt die Radarwelle, die von dem Sender ausgegeben und von einem Ziel reflektiert wird, und erzeugt ein Schwebungssignal B auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und eines lokalen Signals, das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist.
Der Signalprozessor 30 tastet das Schwebungssignal B, das von dem Empfänger 20 erzeugt wird, mit einer vorbestimmten Abtastperiode Ts ab und leitet zumindest Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals des Schwebungssignals B (ein Aufwärts-Schwebungssignal Bu) und eines Abfallmodulationssignals (ein Abwärts-Schwebungssignal Bd) her. Der Empfänger 20 enthält mehrere Empfangsantennen 22 und mehrere Empfangsvorrichtungen 24.
Die Empfangsvorrichtungen 24 sind jeweils mit den Empfangsantennen 22 gekoppelt, mischen die Empfangssignale von den Empfangsantennen 22 mit einem lokalen Signal und geben die Mischsignale aus. Der Signalprozessor 30 tastet Ausgangssignale der Empfangsvorrichtungen 24 in einer Array-Reihenfolge mit einer Auswahlperiode, die kürzer als die Hälfte der Abtastperiode ist, ab.
Die Radarvorrichtung 1, die die oben beschriebene Konfiguration aufweist, kann eine fehlerhafte Erfassung eines Ziels beschränken bzw. verringern. Im Allgemeinen wird, wie es in 9 gezeigt ist, wenn ein Abtasten von Schwebungssignalen B durchgeführt wird, ein Schwebungssignal B eines Ziels, das durch eine durchgezogene Linie Q1 gezeigt ist, bei einem Abstand zu einer Abtastfrequenz fs, der einer höheren Frequenz als eine Nyquist-Frequenz fn entspricht, in Bezug auf die Nyquist-Frequenz gefaltet, und dadurch wird ein Aliasing, das durch eine gestrichelte Linie Q2 gezeigt ist, erzeugt. Aliasing bedeutet, dass das Schwebungssignal B in Richtung einer Niederfrequenzseite liniensymmetrisch in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn gefaltet wird, wie es durch einen Pfeil gezeigt ist. Somit erscheint das Ziel, das tatsächlich bei einem größeren Abstand vorhanden ist, bei einem kürzeren Abstand.
Wie es in 10 gezeigt ist, wird das tatsächliche Schwebungssignal, das bei P in 9 gezeigt ist, in Fällen, in denen das Schwebungssignal B eine kleinere Frequenz als die Nyquist-Frequenz fn aufweist, abgetastet. Wenn somit eine Phasendifferenz zwischen den Empfangsantennen, die durch ch1 und ch2 in 10 gezeigt sind, als X Grad definiert wird, ist eine Phasendifferenz eines Aufwärts-Schwebungssignals Bu gleich X Grad und eine Phasendifferenz eines Abwärts-Schwebungssignals Bd gleich –X Grad. Mit anderen Worten weisen die Phasendifferenzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd dieselben Absolutwerte und ein zueinander entgegengesetztes Vorzeichen von positiv und negativ auf. Somit ist ein Paarabgleich der Spitzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd möglich, und die Positionsinformationen des Ziels können mit hoher Genauigkeit erlangt werden.
In Fällen, in denen das Schwebungssignal eine größere Frequenz als die Nyquist-Frequenz fn aufweist, tritt ein Aliasing auf, das heißt, das Schwebungssignal B wird in Richtung der Niederfrequenzseite liniensymmetrisch in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn gefaltet.
Wenn das Abtasten mit der Abtastfrequenz fs durchgeführt wird, wie es in 11 gezeigt ist, wird ein Schwebungssignal (Aliasing), das in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn gefaltet ist, wie es durch die durchgezogene Linie gezeigt ist, in Bezug auf eine tatsächliche Wellenform, die durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist, erfasst.
Somit beträgt, wie es in 11 gezeigt ist, eine Phasendifferenz des Aufwärts-Schwebungssignals Bu zwischen Empfangsantennen, die durch ch1 und ch2 gezeigt sind, (X + α) Grad, und eine Phasendifferenz des Abwärts-Schwebungssignals Bd beträgt –(X – α) Grad. Somit sind das Aufwärts-Schwebungssignal Bu und das Abwärts-Schwebungssignal Bd keine Signale, die denselben Absolutwert und ein zueinander entgegengesetztes Vorzeichen von positiv und negativ aufweisen.
Daher ist ein Paarabgleich der Spitzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd unmöglich, und die Positionsinformationen des Ziels können nicht erlangt werden. In der obigen Beschreibung ist α ein Korrekturwert der Phasendifferenz zwischen den Empfangsantennen (22).
Wenn Erfassungswinkel des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd voneinander getrennt werden, kann das liniensymmetrische Falten des Schwebungssignals B in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn eingeschränkt werden, und es können die Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich der Spitzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd hergeleitet werden.
Somit tastet der Signalprozessor 30 die Ausgangssignale der Empfangsvorrichtungen 24 mit einer Auswahlperiode, die kürzer als die Hälfte einer Abtastperiode ist, ab, so dass die Erfassungswinkel des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd voneinander getrennt werden, und somit können die Positionsinformationen des Ziels hergeleitet werden.
Eine Radarvorrichtung 2 gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält einen Sender 10, einen Empfänger 200 und einen Signalprozessor 300. Der Empfänger 200 enthält mehrere Empfangsantennen 22, eine Empfangsvorrichtung 24, einen Empfängerschalter 26 und eine Auswahlsteuerung 28.
Die Empfangsvorrichtung 24 mischt Empfangssignale von den Empfangsantennen 22 mit einem lokalen Signal. Der Empfängerschalter 26 führt der Empfangsvorrichtung 24 wahlweise das Empfangssignal von einer der Empfangsantennen 22 zu.
Die Auswahlsteuerung 28 weist den Empfängerschalter 26 an, eine der Empfangsantennen 22 in einer Array-Reihenfolge mit einer Auswahlperiode, die kürzer als die Hälfte der Abtastperiode des Signalprozessors 300 ist, auszuwählen.
Wenn die Empfangsantennen 22 aufeinanderfolgend in der Array-Reihenfolge durch Steuern des Empfängerschalters 26 wie oben beschrieben ausgewählt werden, können ähnliche Wirkungen wie die Wirkungen der Radarvorrichtung 1 gemäß dem ersten Aspekt erzielt werden.
Da die Radarvorrichtung 2 nur eine Empfangsvorrichtung 24 enthält, die relativ groß und teuer ist, können bei der Radarvorrichtung 2 die Abmessung und die Herstellungskosten verringert werden. Die Erfassungswinkel des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd können maximal getrennt werden, so dass das liniensymmetrische Falten des Schwebungssignals B in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn eingeschränkt und die Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich der Spitzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd hergeleitet werden können.
Wenn die Auswahlperiode gleich einem Viertel der Abtastperiode ist, tritt kein Aliasing auf, da die Erfassungswinkel des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd maximal voneinander getrennt werden. Somit können die Positionsinformationen des Ziels mit hoher Genauigkeit hergeleitet werden.
Somit muss für das Schwebungssignal B, das liniensymmetrisch in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn für ein tatsächliches Ziel, das in 12A gezeigt ist, gefaltet wird, eine Phasenverschiebung jeder der Empfangsantennen 22 gleich 90 Grad sein. Ein Empfangsantennenauswahlzeitintervall (im Folgenden als Auswahlperiode bezeichnet) tc, mit dem die Phasenverschiebung jeder der Empfangsantennen 22 gleich 90 Grad ist, muss die folgende Gleichung (3) erfüllen. Phasenverschiebung (90 Grad) = 360 Grad × Auswahlperiode tc × Abtastfrequenz fs (3)
Aus der Gleichung (3) erfüllen die Auswahlperiode tc und die Abtastfrequenz fs die folgende Gleichung (4). Auswahlperiode tc × Abtastfrequenz fs = 90 Grad/360 Grad = 1/4 (4)
Somit kann das liniensymmetrische Falten des Schwebungssignals B in Bezug auf die Nyquist-Frequenz fn durch Festlegen der Auswahlperiode tc auf ein Viertel der Abtastperiode Ts (1/fs) eingeschränkt werden, und es ist ein Paarabgleich der Spitzen des Aufwärts-Schwebungssignals Bu und des Abwärts-Schwebungssignals Bd möglich.
Mit anderen Worten wird ein Empfangssignal eines Ziels, das an einer Position vorhanden ist, die einer höheren Frequenz als der Nyquist-Frequenz entspricht, weniger wahrscheinlich an eine Position gefaltet, die einer niedrigeren Frequenz als der Nyquist-Frequenz entspricht, und die Radarvorrichtung 1 erfasst das Ziel eines großen Abstands nicht in fehlerhafter Weise als ein Ziel eines kurzen Abstands.
Die Radarvorrichtung 1 benötigt keinen Anti-Aliasing-Filter, der im Allgemeinen zum Abschneiden eines Signals, das eine größere Frequenz als die Nyquist-Frequenz fn aufweist, bei der Abtastfrequenz fs des Schwebungssignals verwendet wird.
Die Empfangsantennen 22 in dem Empfänger 20 können linear (in einem Array) angeordnet sein. In dem vorliegenden Fall kann ein Azimut eines Ziels in einer Ebene, die eine Normalenrichtung (vordere Richtung) und eine Array-Richtung der Empfangsantennen 22 enthält, beispielsweise ein Winkel in einer Links-nach-rechts-Richtung in einem Fall, in dem eine vordere Richtung 0 Grad beträgt, erfasst werden. Wenn die Empfangsantennen 22 horizontal angeordnet sind, kann daher die Radarvorrichtung 1 in geeigneter Weise als eine Frontüberwachungsradarvorrichtung in einem Fahrzeug verwendet werden.
Ein Prinzip der Erfassung eines Azimuts auf der Grundlage der Phasen der Empfangssignale der linear angeordneten Empfangsantennen 22 wird mit Bezug auf 13 beschrieben. In dem Beispiel, das in 13 gezeigt ist, enthält die Radarvorrichtung 1 drei Kanäle ch1, ch2, ch3, d. h. drei Empfangsantennen 22. Ein Mitten-zu-Mitten-Abstand von zwei benachbarten Empfangsantennen 22 beträgt dw, und die Radarwelle kommt an den Empfangsantennen 22 mit einem Winkel α in Bezug auf die Vorderrichtung an.
Die Radarwelle wird von einer einzelnen Sendeantenne 16 ausgegeben und von einem Ziel, das in einem Abstand, der größer als einige Meter ist, vor den Empfangsantennen 22 vorhanden ist, reflektiert. Die reflektierte Radarwelle kommt an den jeweiligen Empfangsantennen 22 näherungsweise parallel an.
Somit wird eine Pfaddifferenz dl (= dw·sinα) entsprechend dem Winkel α in den Radarwellen, die an den benachbarten Empfängerkanälen ch1, ch2 (oder ch2 und ch3) ankommen, erzeugt.
Aufgrund der Pfaddifferenz dl wird eine Phasendifferenz in den Empfangssignalen der Empfängerkanäle ch1 und ch2 (oder ch2 und ch3) erzeugt. Die Phasendifferenz wird an der Empfangsvorrichtung 24 mit einer Frequenzumwandlung in eine Phasendifferenz des Schwebungssignals behandelt und an den Signalprozessor 30 gesendet. Wenn die Radarvorrichtung 1 eine FMCW-Radarvorrichtung ist und eine mittlere Wellenlänge des Sendesignals gleich λ ist, kann eine Phasendifferenz ζ, die in dem Schwebungssignal erzeugt wird, durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt werden. ζ = 2π·dl / λ (5)
Wenn die Pfaddifferenz dl durch einen Ausdruck mit dem Abstand dw zwischen zwei benachbarten Empfangsantennen und dem Winkel α ersetzt wird, kann der Winkel α wie in der folgenden Gleichung (6) ausgedrückt werden. α = sin^–1( ζ·λ / 2π·dw) (6)
Die Azimutinformationen können aus der Gleichung (6) durch Analysieren der Schwebungssignale der Empfängerkanäle ch1, ch2, ch3 und Berechnen der Phasendifferenz ζ zwischen den Empfängerkanälen erhalten werden.
Wenn der Mitten-zu-Mitten-Abstand dw die folgende Gleichung (7) erfüllt, kann die Radarvorrichtung (1) die Azimutinformationen sämtlicher Ziele innerhalb eines Strahlbereichs eines gesendeten Strahls erfassen. In der Gleichung (7) ist φ eine Strahlbreite, und λ ist eine mittlere Wellenlänge der Radarwelle, die von dem Sender 10 ausgegeben wird. dw ≤ λ / 2sin(ϕ/2) (7)
Wenn die Gleichung (6) für dw gelöst wird, wird die folgende Gleichung (8) erhalten. dw = ζ·λ / 2π·sinα (8)
Die Phasendifferenz ζ, die durch einen Phasenvergleich bestimmt werden kann, erfüllt die Beziehung –π < ζ < π. Wenn die Strahlbreite des Sendestrahls φ ist, erfüllt der Winkel α der erfassbar ist, die Beziehung –φ/2 < α < φ/2. Somit wird durch Einsetzen von ζ = π und α = φ/2 in die Gleichung (8) die folgende Gleichung (9) erhalten. dw = λ / 2sin(ϕ/2) (9)
In der Praxis ist es vorteilhaft, wenn der Mitten-zu-Mitten-Abstand dw derart eingestellt wird, dass er einen größeren Bereich als die Strahlbreite des Sendestrahls erfasst, und die Radarvorrichtung (1) kann sämtliche benötigten Azimutinformationen erlangen, wenn der Mitten-zu-Mitten-Abstand dw die Gleichung (7) erfüllt.
(Erste Ausführungsform)
Im Folgenden wird eine Radarvorrichtung 1 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Wie es in 1 gezeigt ist, enthält die Radarvorrichtung 1 einen Sender 10, einen Empfänger 20 und einen Signalprozessor 30.
Der Sender 10 erzeugt ein Sendesignal, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und gibt das Sendesignal als eine Radarwelle aus. Der Sender 10 enthält einen Oszillator 12, einen Verteiler 14 und eine Sendeantenne 16. Der Oszillator 12 erzeugt ein Hochfrequenzsignal in einem Millimeterwellenband, das derart moduliert ist, dass sich seine Frequenz periodisch erhöht und verringert. Der Verteiler 14 unterteilt bzw. verteilt ein Ausgangssignal des Oszillators 12 in bzw. als ein Sendesignal Ss und ein lokales Signal L. Die Sendeantenne 16 gibt eine Radarwelle entsprechend dem Sendesignal Ss aus.
Die Frequenz des Hochfrequenzsignals, das von dem Oszillator 12 erzeugt wird, ändert sich entsprechend einer Dreieckwelle. Es gelten beispielsweise für die Mittenfrequenz Fo = 76,5 GHz, die Änderung der Frequenz ΔF = 100 MHz und die Änderungsperiode Td = 1,024 ms. Eine Strahlbreite der Sendeantenne 16 wird derart eingestellt, dass sie den gesamten Bereich eines Erfassungsbereichs der Radarvorrichtung 1 abdeckt.
Der Empfänger 20 empfängt die Radarwelle, die von dem Sender 10 ausgegeben und von einem Ziel reflektiert wird. Der Empfänger 20 erzeugt ein Schwebungssignal auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und des lokalen Signals, das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist. Der Empfänger 20 enthält mehrere Empfangsantennen 22 und mehrere Empfangsvorrichtungen 24.
In der vorliegenden Ausführungsform enthält der Empfänger 20 acht Empfangsantennen 22. Jede der Empfangsantennen 22 kann eine Hornantenne sein. Die Empfangsvorrichtungen 24 sind jeweils mit den Empfangsantennen 22 gekoppelt. Jede der Empfangsvorrichtungen 24 enthält einen Hochfrequenzmischer, der ein Empfangssignal Sr von einer entsprechenden Empfangsantenne 22 mit dem lokalen Signal L mischt und ein Schwebungssignal B, das eine Frequenzkomponente einer Differenz zwischen den Signalen ist, erzeugt.
Der Empfänger 20 enthält acht Empfängerkanäle ch1 bis ch8, die den Empfangsantennen 22 entsprechen, und erzeugt das Schwebungssignal B an den Empfangsvorrichtungen 24 in sämtlichen Empfängerkanälen ch1 bis ch8.
Wie es in 2 gezeigt ist, ist, wenn ein Winkelbereich, in dem eine Verringerung der Verstärkung eines Strahls, der durch eine Antenne in Bezug auf eine vordere Richtung ausgebildet wird, innerhalb von 3 dB liegt, als die Strahlbreite definiert ist, jede der Empfangsantennen 22 derart ausgebildet, dass ihre Strahlbreite die gesamte Strahlbreite (in der vorliegenden Ausführungsform φ = 20 Grad) der Sendeantenne 16 abdecken kann.
Ein Mitten-zu-Mitten-Abstand dw von zwei benachbarten Empfangsantennen 22 wird auf dw = 8 mm eingestellt, um die Gleichung (7) zu erfüllen und einen Winkel des Strahlbereichs der Sendeantenne 16 zu analysieren. Da die mittlere Wellenlänge der Radarwelle λ = 1/Fo = 3,92 mm beträgt, ist es klar, dass die rechte Seite der Gleichung (7) gleich 11,3 mm ist und die Gleichung (7) erfüllt ist.
Der Signalprozessor 30 tastet das Schwebungssignal, das von dem Empfänger 20 erzeugt wird, mit einer vorbestimmten Abtastperiode Ts ab und leitet zumindest Positionsinformationen eines Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals des Schwebungssignals und eines Abfallmodulationssignals des Schwebungssignals her.
Wenn der Signalprozessor 30 das Schwebungssignal abtastet, wählt der Signalprozessor 30 die (acht) Empfangsvorrichtungen 24 in einer Reihenfolge mit einer Auswahlperiode tc, die gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts ist, aus und tastet das Schwebungssignal von den Empfangsvorrichtungen 24 in der Reihenfolge mit der Abtastperiode Ts ab.
Der Signalprozessor 30 enthält einen Mikrocomputer, der eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU), einen Nur-Lese-Speicher (ROM), einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) und einen Eingabe/Ausgabe-Teil (I/O) enthält. Der Signalprozessor 30 weist einen Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) und eine Verarbeitungseinheit, die nicht gezeigt sind, auf. Der A/D-Wandler kann als ein Abtastabschnitt betrieben werden, der das Schwebungssignal B, das von dem Empfänger 20 erzeugt wird, mit der Abtastperiode Ts in digitale Daten umwandelt. Die Verarbeitungseinheit führt eine FFT von Daten, die von dem A/D-Wandler ausgegeben werden, durch.
In der Radarvorrichtung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform unterteilt der Verteiler 14 das Hochfrequenzsignal, das von dem Oszillator 12 erzeugt wird, hinsichtlich der Energie in das Sendesignal Ss und das lokale Signal L, und das Sendesignal Ss wird von der Sendeantenne als die Radarwelle ausgegeben.
Die reflektierte Welle der Radarwelle, die von der Sendeantenne 16 ausgegeben wird, wird von sämtlichen Empfangsantennen 22 empfangen, und die Empfangssignale Sr der Empfängerkanäle chi (i = 1 bis 8) werden jeweils den Empfangsvorrichtungen 24 zugeführt.
Jede der Empfangsvorrichtungen 24 erzeugt das Schwebungssignal B durch Mischen des Empfangssignals Sr mit dem lokalen Signal L von dem Verteiler 14 und führt das Schwebungssignal B dem Signalprozessor 30 zu. Der Signalprozessor 30 tastet die Schwebungssignale B mit der Abtastperiode Ts ab und führt einen Zielinformationserfassungsprozess aus.
Da der Signalprozessor 30 die Empfängerkanäle chi in der Reihenfolge mit der Auswahlperiode tc, die gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts ist, auswählt, werden, wie es in 3A gezeigt ist, Schwebungssignale B1 bis B8 auf der Grundlage der Empfangssignale Sr der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 in Zeitunterteilung gemultiplext.
Der Signalprozessor 30 wählt jeden Empfängerkanal ch1 bis ch8 für eine feste Auswahlperiode tc (beispielsweise in der vorliegenden Ausführungsform 1 μs) aus. Somit erfüllt ein Auswahlzyklus Tx, für den sämtliche Empfangskanäle einmal ausgewählt werden, die Beziehung Tx = 8 × tc (= 8 μs).
Der Signalprozessor 30 tastet die Schwebungssignale B1 bis B8 sämtlicher Empfängerkanäle ch1 bis ch8 jede Schwankungsperiode Td mit einer Häufigkeit von T/Tx (= 512) ab. Die Abtastzeiten der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 werden mit der Periode Td verschoben.
In dem Signalprozessor 30 ist die Abtastperiode Ts gleich einem Vierfachen der Auswahlperiode tc, mit der jeder Kanal (ch1 bis ch8) der Empfangsantennen 22 (und der Empfangsvorrichtungen 24) ausgewählt wird. Mit anderen Worten ist die Auswahlperiode tc gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts.
Der Zielinformationserfassungsprozess, der von dem Signalprozessor 30 ausgeführt wird, wird im Folgenden mit Bezug auf 4 beschrieben. Der Signalprozessor 30 führt den Zielinformationserfassungsprozess durch Ausführen eines Programms, das in dem ROM gespeichert ist, aus. Der Signalprozessor 30 startet den Zielinformationserfassungsprozess jedes Mal, wenn die Daten, die während einer Schwankungsperiode Td des Sendesignals Ss abgetastet werden, gespeichert werden.
In Schritt S110 gruppiert die CPU die abgetasteten Daten entsprechend den Empfängerkanälen ch1 bis ch8, d. h. den Schwebungssignalen B1 bis B8.
In Schritt S120 führt die CPU eine Frequenzanalyse mittelseiner komplexen Fourier-Transformation (beispielsweise die komplexe FFT, für die eine schnelle Fourier-Transformation angewendet wird) hinsichtlich der abgetasteten Daten, die in Schritt S110 gruppiert wurden, durch.
Die CPU führt die komplexe FFT für eine erste (frühere) Hälfte der abgetasteten Daten (Anstiegsmodulationsdaten) und eine zweite (letztere) Hälfte der abgetasteten Daten (Abfallmodulationsdaten) getrennt durch. Die CPU erlangt als Ergebnis der komplexen FFT eine Signalstärke und eine Phase jeder Frequenzkomponente.
In Schritt S130 extrahiert die CPU eine Frequenzkomponente, die eine Spitze der Signalstärke zeigt, und kompensiert eine Phase θi(fb) der extrahierten Frequenzkomponente (Frequenz fb) für sämtliche Empfängerkanäle chi (i = 1 bis 8).
In dem Signalprozessor 30 wird, wenn ein Zeitpunkt, zu dem der Empfängerkanal chi ausgewählt wird, als ti ausgedrückt wird, eine kompensierte Phase θhi(fb) anhand der folgenden Gleichung (10) auf der Grundlage einer seit einem Zeitpunkt t1 verstrichenen Zeit, d. h. ti – t1 (= (i – 1)·tc), und einer Phasenverzögerung δi des Empfangssignals Sr auf einem Pfad von der Empfangsantenne 22 zu der Empfangsvorrichtung 24 jedes Empfängerkanals chi berechnet. θhi(fb) = θi(fb)·H1· H2 (10) mit H1 = exp{–j·2π·fb·(i – 1)·tc}
H2 = exp{–j·δi}
In Schritt S140 bestimmt die CPU, ob die Frequenzanalyse in Schritt S120 und die Phasenkompensation in Schritt S130 für sämtliche Empfängerkanäle ch1 bis ch8 beendet sind. Wenn nicht, führt die CPU wiederholt die Prozesse in Schritt S120 und Schritt S130 aus, bis die Frequenzanalyse und die Phasenkompensation für sämtliche Empfängerkanäle ch1 bis ch8 beendet sind.
Wenn die Frequenzanalyse und die Phasenkompensation für sämtliche Empfängerkanäle ch1 bis ch8 beendet sind, was „JA” in Schritt S140 entspricht, schreitet der Prozess zum Schritt S150. In Schritt S150 extrahiert die CPU Frequenzkomponenten (Frequenz fu, fd), die Spitzen der Signalstärken der Anstiegsmodulation und der Abfallmodulation zeigen, und berechnet einen Abstand R zu dem Ziel und eine Relativgeschwindigkeit V des Ziels aus den Gleichungen (1) und (2).
Wenn es mehrere Spitzen (Peaks) in jeder Modulation gibt, paart die CPU die Spitzen, die ähnliche Signalstärken aufweisen, und berechnet den Abstand R und die Relativgeschwindigkeit V für sämtliche Paare.
In Schritt S160 vergleicht die CPU die Phasen der Empfängerkanäle ch1 bis ch8, die in Schritt S130 kompensiert wurden, bestimmt eine Phasendifferenz entsprechend der Pfaddifferenz dl der reflektierten Welle, die durch Positionsbeziehungen des Ziels und der Empfangsantennen 22 verursacht wird, und berechnet den Azimut α des Ziels aus der Gleichung (5) und der Gleichung (7).
Wie es oben beschrieben ist, werden in der Radarvorrichtung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Schwebungssignale B der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 auf Zeitteilungsweise gemultiplext.
In der vorliegenden Ausführungsform wird jeder der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 in einer Reihenfolge mit einer kurzen Periode (beispielsweise 0,25 μm) ausgewählt, und es können aufeinanderfolgende acht Daten als nahezu gleichzeitig erfasst betrachtet werden. Somit kann die Radarvorrichtung 1 den Azimut auf der Grundlage der Phasen der Schwebungssignale der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 erfassen und die Genauigkeit der Azimuterfassung im Vergleich zu einem Fall, in dem nur die Signalstärken verwendet werden, verbessern.
Außerdem kompensiert die Radarvorrichtung 1 die Verschiebung oder die Verzögerung der Phasen, die in jedem Empfängerkanal ch1 bis ch8 verursacht wird, auf der Grundlage der Differenz der Abtastzeiten der Schwebungssignale und der Pfaddifferenz von der Empfangsantenne 22 und der Empfangsvorrichtung 24 und berechnet die Azimutinformationen auf der Grundlage der kompensierten Phasen. Somit kann die Radarvorrichtung 1 einen Azimut mit hoher Genauigkeit erfassen.
In dem oben beschriebenen Beispiel wird die Strahlbreite der Sendeantenne 16 beispielsweise auf 20 Grad eingestellt. Wenn der Mitten-zu-Mitten-Abstand der Empfangsantenne 22 gleich 8 mm ist, können, wie es aus der Gleichung (6) ersichtlich ist, die Empfangsantennen 22 Signale innerhalb eines Winkelbereichs von maximal 28,4 Grad (±14,2 Grad) empfangen. Somit kann durch Erhöhen der Strahlbreite der Sendeantenne 16 der erfassbare Winkelbereich auf maximal 28,4 Grad ausgedehnt werden.
Die Empfangsantennen 22 werden in der Array-Reihenfolge mit der Auswahlperiode tc, die gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts des Signalprozessors 30 ist, ausgewählt. Somit kann die Radarvorrichtung 1 eine fehlerhafte Erfassung des Ziels einschränken, wie es oben beschrieben ist.
Im Folgenden werden Beziehungen zwischen der Phasendifferenz zwischen Kanälen der Empfangsantennen 22 und der Frequenzen der Schwebungssignale B mit Bezug auf 5 beschrieben. In dem Beispiel, das in 5 gezeigt ist, ist die Auswahlperiode tc, mit der die Empfängerkanäle ch1 bis ch8 der Empfangsantennen 22 ausgewählt werden, auf ein Viertel der Abtastperiode Ts des Schwebungssignals B eingestellt.
Wie es in 5 gezeigt ist, vergrößert sich mit der Erhöhung einer Frequenz, die kleiner als oder gleich der Nyquist-Frequenz ist, die gleich der Hälfte der Abtastperiode Ts (1/fs) ist, eine Phasenverschiebung eines Aufwärts-Schwebungssignals Bu1 von 0 Grad auf 90 Grad. Mit einer Frequenz, die höher als die Nyquist-Frequenz ist, wird das Aufwärts-Schwebungssignal Bu1 in Richtung einer Niederfrequenzseite in Bezug auf die Nyquist-Frequenz gefaltet und wird zu einem gefalteten Aufwärts-Schwebungssignal Bu2. Eine Phasenverschiebung des gefalteten Aufwärts-Schwebungssignals Bu2 erhöht sich scheinbar von 45 Grad auf 90 Grad mit einer Verringerung der Frequenz.
Auf ähnliche Weise erhöht sich eine Phasenverschiebung eines Abwärts-Schwebungssignals Bd1 mit einer Erhöhung einer Frequenz, die kleiner als oder gleich der Nyquist-Frequenz ist, von 0 Grad bis –45 Grad. Mit einer Verringerung einer Frequenz, die größer als die Nyquist-Frequenz ist, erhöht sich eine Phasenverschiebung eines gefalteten Abwärts-Schwebungssignals Bd2 scheinbar von –45 Grad auf –90 Grad.
Auf diese Weise kann die Phasenverschiebung zwischen den Kanälen der Empfangsantenne 22 durch Einstellen der Auswahlperiode tc auf ein Viertel der Abtastperiode Ts 90 Grad betragen.
Im Folgenden wird der erfasste Azimut des Ziels und der Frequenz des Schwebungssignals mit Bezug auf 6 beschrieben. 6 zeigt einen erfassten Azimut in der Anstiegsmodulation und den erfassten Azimut in der Abfallmodulation in einem Fall, in dem ein Ziel vor der Empfangsantenne 22 angeordnet ist, d. h. einen Azimut des Ziels von gleich 0, wobei der Abstand zwischen benachbarten zwei Kanälen der Empfangsantennen 3,92 mm beträgt und die Auswahlperiode tc gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts (1/fs) ist.
Wie es in 6 gezeigt ist, erhöht sich in der Anstiegsmodulation mit einer Erhöhung einer Frequenz, die kleiner als oder gleich der Nyquist-Frequenz (1/2 fs) ist, wie es durch die Linie Up1 gezeigt ist, der erfasste Azimut von 0 Grad auf 7. In der Anstiegsmodulation mit einer Frequenz, die größer als die Nyquist-Frequenz ist, was durch die Linie Up2 gezeigt ist, wird der erfasste Azimut in Richtung einer Niederfrequenzseite in Bezug auf die Nyquist-Frequenz gefaltet, und der Azimut erhöht sich scheinbar von 7 Grad auf 14 Grad mit einer Verringerung der Frequenz.
In der Abfallmodulation mit einer Erhöhung einer Frequenz, die niedriger als oder gleich der Nyquist-Frequenz ist, wie es durch die Linie Dn1 gezeigt ist, erhöht sich der erfasste Azimut von 0 Grad auf –7 Grad. In der Abfallmodulation mit einer Frequenz, die größer als die Nyquist-Frequenz ist, was durch die Linie Dn2 gezeigt ist, wird der erfasste Azimut in Richtung einer Niederfrequenzseite in Bezug auf die Nyquist-Frequenz gefaltet, und der Azimut erhöht sich scheinbar von –7 Grad auf –14 Grad mit einer Verringerung der Frequenz.
Wie es oben beschrieben ist, kann der erfasste Azimut des gefalteten Ziels (Aliasing), das durch Abtasten des Schwebungssignals B mit der Abtastfrequenz fs verursacht wird, wie angenommen getrennt werden. Sogar wenn ein Aliasing auftritt, kann somit, da der erfasste Azimut wie angenommen getrennt wird, der Azimut des Ziels mit hoher Genauigkeit durch die Signalverarbeitung erfasst werden.
Da der Azimut des Ziels mit hoher Genauigkeit durch die Signalverarbeitung erfasst werden kann, benötigt die Radarvorrichtung 1 außerdem kein Anti-Aliasing-Filter, und es kann die Abmessung der Radarvorrichtung 1 verringert werden.
(Zweite Ausführungsform)
Im Folgenden wird eine Radarvorrichtung 2 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf 7 und 8 beschrieben.
Wie es in 7 gezeigt ist, enthält die Radarvorrichtung 2 einen Sender 10, einen Empfänger 200 und einen Signalprozessor 300. Der Empfänger 200 enthält mehrere Empfangsantennen 22, eine Empfangsvorrichtung 24, einen Empfängerschalter 26 und einen Auswahlsignalgenerator 28.
Die Empfangsvorrichtung 24 enthält einen Hochfrequenzmischer, der ein Empfangssignal Sr von einer der Empfangsantennen 22 mit einem lokalen Signal L mischt und ein Schwebungssignal B erzeugt, das eine Frequenzkomponente einer Differenz zwischen den Signalen ist.
Der Empfängerschalter 26 wählt eines der Empfangssignale Sr von den Empfangsantennen 22 entsprechend einem Auswahlsignal Xr aus und führt das ausgewählte Empfangssignal der Empfangsvorrichtung 24 zu. Der Empfängerschalter 26 kann ein Hochfrequenzschalter wie beispielsweise eine p-intrinsisch-n-Diode (PIN-Diode), ein Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MESFET) oder ein mikroelektromechanischer Radiofrequenzsystemschalter (RF-MEMS-Schalter) sein.
Der Auswahlsignalgenerator 28 erzeugt das Auswahlsignal Xr zum Steuern des Empfängerschalters 26. Der Auswahlsignalgenerator 28 kann als ein Auswahlsteuerabschnitt betrieben werden. Wie es in 8 gezeigt ist, erzeugt der Auswahlsignalgenerator 28 das Auswahlsignal Xr derart, dass der Empfängerschalter 26 die Empfangssignale der Empfangsantennen 22 in einer Array-Reihenfolge, d. h. in einer Reihenfolge der Empfängerkanäle ch1 bis ch8, auswählt. Der Auswahlsignalgenerator 28 gibt das Auswahlsignal Xr ebenfalls an den Signalprozessor 300 aus.
Auf der Grundlage des Auswahlsignals Xr von dem Auswahlsignalgenerator 28 wählt der Empfängerschalter 26 eine der Empfangsantennen 22 in der Array-Reihenfolge mit einer Auswahlperiode, die gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts des Schwebungssignals B des Signalprozessors 300 ist, aus.
Mit anderen Worten enthält der Empfänger 200 acht Empfängerkanäle ch1 bis ch8, die den Empfangsantennen 22 entsprechen, und sämtliche Empfängerkanäle ch1 bis ch8 teilen die Empfangsvorrichtung 24 auf Zeitteilungsweise.
Ähnlich wie bei der Radarvorrichtung 1 gemäß der ersten Ausführungsform weist, wenn ein Winkelbereich, in dem eine Verringerung einer Verstärkung in einer Vorwärtsrichtung innerhalb von 3 dB liegt, als eine Strahlbreite ausgedrückt wird, jede der Empfangsantennen 22 der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 eine Strahlbreite auf, die die gesamte Strahlbreite (in der vorliegenden Ausführungsform beispielsweise φ = 20 Grad) der Sendeantenne 16 enthält.
Ein Mitten-zu-Mitten-Abstand dw zwischen zwei benachbarten Empfangsantennen 22 kann auf 8 mm eingestellt werden, um die Gleichung (7) ähnlich wie in der ersten Ausführungsform zu erfüllen. Der Signalprozessor 300 enthält einen Mikrocomputer mit einer CPU, einem ROM, einem RAM und einer I/O. Der Signalprozessor 300 weist einen A/D-Wandler und eine Verarbeitungseinheit, die nicht gezeigt sind, auf. Der A/D-Wandler wird synchron zu dem Auswahlsignal Xr betrieben. Der A/D-Wandler kann als ein Abtastabschnitt betrieben werden, der das Schwebungssignal, das von dem Empfänger 200 erzeugt wird, mit der Abtastperiode Ts in digitale Daten umwandelt. Die Verarbeitungseinheit führt eine FFT von Daten, die von dem A/D-Wandler ausgegeben werden, durch.
In der Radarvorrichtung 2 gemäß der vorliegenden Ausführungsform unterteilt der Verteiler 14 das Hochfrequenzsignal, das von dem Oszillator 12 erzeugt wird, hinsichtlich der Energie in das Sendesignal Ss und das lokale Signal L, und das Sendesignal Ss wird von der Sendeantenne 16 als die Radarwelle ausgegeben.
Die reflektierte Welle der Radarwelle, die von der Sendeantenne 16 ausgegeben wird, wird von sämtlichen Empfangsantennen 22 empfangen, und nur das Empfangssignal Sr einer der Empfängerkanäle chi (i = 1 bis 8), der von dem Empfängerschalter 26 ausgewählt wird, wird der Empfangsvorrichtung 24 zugeführt.
Die Empfangsvorrichtung 24 erzeugt das Schwebungssignal B durch Mischen des Empfangssignals Sr mit dem lokalen Signal L von dem Verteiler 14 und führt das Schwebungssignal B dem Signalprozessor 300 zu. Der Signalprozessor 300 tastet die Schwebungssignale B zu einem Zeitpunkt auf der Grundlage des Auswahlsignals Xr ab und führt einen Zielinformationserfassungsprozess aus.
Da der Empfängerschalter 26 den Empfängerkanal chi in einer Reihenfolge auf der Grundlage des Auswahlsignals Xr auswählt, werden die Empfangssignale Sr der Empfängerkanäle mittels Zeitmultiplex der Empfangsvorrichtung 24 zugeführt.
Als Ergebnis werden, wie es 3A gezeigt ist, die Schwebungssignale B1 bis B8 auf der Grundlage der Empfangssignale Sr der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 in Zeitteilung gemultiplext.
Der Empfängerschalter 26 wählt jeden Empfängerkanal ch1 bis ch8 für eine feste Auswahlperiode tc (in der vorliegenden Ausführungsform beispielsweise 1 μs) aus. Somit erfüllt ein Abtastzyklus Tx, für den sämtliche Empfangskanäle einmal durch den Empfängerschalter 26 ausgewählt werden, die Beziehung Tx = 8 × tc (= 8 μs).
Der Signalprozessor 300 tastet die Schwebungssignale B1 bis B8 der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 jede Schwankungsperiode Td mit einer Häufigkeit von T/Tx (= 512) ab. Die Abtastzeiten der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 werden mit der Periode Td verschoben.
In dem Signalprozessor 300 ist die Abtastperiode Ts gleich dem Vierfachen der Auswahlperiode tc, mit der jeder Kanal (ch1 bis ch8) der Empfangsantennen 22 von dem Empfängerschalter 26 ausgewählt wird. Mit anderen Worten ist die Auswahlperiode tc gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts.
In dem Zielinformationserfassungsprozess, der von dem Signalprozessor 300 ausgeführt wird, wird in Schritt S130 ein Zeitpunkt, zu dem der Empfängerkanal chi von dem Empfängerschalter 26 ausgewählt wird, auf ti eingestellt, und eine kompensierte Phase θhi(fb) wird anhand der Gleichung (10) auf der Grundlage einer seit dem Zeitpunkt t1 verstrichenen Zeit, d. h. ti – t1 (= (i – 1)·tc), und einer Phasenverzögerung δi des Empfangssignals Sr auf einem Pfad von der Empfangsantenne 22 zu der Empfangsvorrichtung 24 jedes Empfängerkanals chi berechnet.
Die anderen Prozesse in dem Zielinformationserfassungsprozess gemäß der vorliegenden Erfindung ähneln denjenigen des Zielinformationserfassungsprozesses der ersten Ausführungsform.
Wie es oben beschrieben wurde, werden in der Radarvorrichtung 2 gemäß der zweiten Ausführungsform die Empfangssignale Sr der Empfängerkanäle ch1 bis ch8 der Empfangsvorrichtung 24 durch den Empfängerschalter 26 mittels Zeitmultiplex zugeführt. Der Signalprozessor 300 tastet das mittels Zeitteilung gemultiplexte Schwebungssignal von der Empfangsvorrichtung 24 ab und verarbeitet das Schwebungssignal durch Aufteilen des Schwebungssignals (Splitten) in die Empfängerkanäle ch1 bis ch8.
In der Radarvorrichtung 2 gemäß der vorliegenden Ausführungsform teilen die Empfängerkanäle ch1 bis ch8 die Empfangsvorrichtung 24 auf Zeitteilungsweise. Somit benötigt die Radarvorrichtung 2 nur eine Empfangsvorrichtung 24, die teuer ist, und es können die Abmessung und die Herstellungskosten der Radarvorrichtung 2 verringert werden.
(Weitere Ausführungsformen)
Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit den obigen Ausführungsformen und mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben wurde, ist der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern kann weitere Ausführungsformen enthalten.
In jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen werden, wenn das Schwebungssignal abgetastet wird, die Empfangsvorrichtungen 24 oder die Empfangsantennen 22 in einer Reihenfolge mit der Auswahlperiode tc, die gleich einem Viertel der Abtastperiode Ts des Schwebungssignals ist, ausgewählt. Solange die Auswahlperiode tc kleiner als die Hälfte der Abtastperiode Ts ist, kann jedoch die Radarvorrichtung die Erzeugung von Aliasing und eine fehlerhafte Erfassung eines Ziels beschränken bzw. verringern.
In jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen sind die Empfangsantennen 22 Hornantennen. Die Empfangsantenne kann jedoch eine andere Antenne wie beispielsweise eine Patchantenne in Abhängigkeit von der zu verwendenden Frequenz oder dem zu verwendenden Raum sein.
Die Anzahl der Empfangsantennen 22 und die Anzahl der Empfangsvorrichtungen 24 kann optional geändert werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 3622565 [0007]
US 6292129 [0007]

Claims

Radarvorrichtung (1), die aufweist: einen Sender (10), der ein Sendesignal erzeugt, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und der das Sendesignal als eine Radarwelle ausgibt; einen Empfänger (20), der die Radarwelle, die von einem Ziel reflektiert wird, empfängt und ein Schwebungssignal (B) auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und eines lokalen Signals (L), das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist, erzeugt; und einen Signalprozessor (30), der das Schwebungssignal (B), das von dem Empfänger (20) erzeugt wird, mit einer Abtastperiode (Ts) abtastet und zumindest Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals (Bu) und eine Abfallmodulationssignals (Bd) des Schwebungssignals (B) herleitet, wobei der Empfänger (20) mehrere Empfangsantennen (22) und mehrere Empfangsvorrichtungen (24), die jeweils mit den Empfangsantennen (22) gekoppelt sind, enthält, jede der Empfangsvorrichtungen (24) das Empfangssignal von der entsprechenden Empfangsantenne (22) mit dem lokalen Signal (L) mischt und ein Mischsignal als das Schwebungssignal (B) ausgibt, und der Signalprozessor (30) das Schwebungssignal (B) abtastet, während er eine der Empfangsvorrichtungen (24) in einer Reihenfolge mit einer Auswahlperiode (tc), die kleiner als die Hälfte der Abtastperiode (Ts) ist, auswählt.
Radarvorrichtung (1) nach Anspruch 1, wobei die Auswahlperiode (tc) gleich einem Viertel der Abtastperiode (Ts) ist.
Radarvorrichtung (1) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Empfangsantennen (22) linear angeordnet sind.
Radarvorrichtung (2), die aufweist: einen Sender (10), der ein Sendesignal erzeugt, das eine Frequenz aufweist, die sich zeitlich periodisch ändert, und der das Sendesignal als eine Radarwelle ausgibt; einen Empfänger (200), der die Radarwelle, die von einem Ziel reflektiert wird, empfängt und ein Schwebungssignal (B) auf der Grundlage eines Empfangssignals der Radarwelle und eines lokalen Signals (L), das dieselbe Frequenz wie das Sendesignal aufweist, erzeugt; und einen Signalprozessor (300), der das Schwebungssignal (B), das von dem Empfänger (200) erzeugt wird, mit einer Abtastperiode (Ts) abtastet und zumindest Positionsinformationen des Ziels durch Paarabgleich von Spitzen eines Anstiegsmodulationssignals (Bu) und eines Abfallmodulationssignals (Bd) des Schwebungssignals (B) herleitet, wobei der Empfänger (20) mehrere Empfangsantennen (22), eine Empfangsvorrichtung (24), einen Empfängerschalter (26) und einen Auswahlsteuerabschnitt (28) enthält, der Empfängerschalter (26) der Empfangsvorrichtung (24) das Empfangssignal von einer der Empfangsantennen (22) zuführt, die Empfangsvorrichtung (24) das Empfangssignal von der einen Empfangsantenne (22) mit dem lokalen Signal (L) mischt, und der Auswahlsteuerabschnitt (28) den Empfängerschalter (26) anweist, eine der Empfangsantennen (22) in einer Reihenfolge mit einer Auswahlperiode (tc), die kleiner als die Hälfte der Abtastperiode (Ts) ist, auszuwählen.
Radarvorrichtung (2) nach Anspruch 4, wobei die Auswahlperiode (tc) gleich einem Viertel der Abtastperiode (Ts) ist.
Radarvorrichtung (2) nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Empfangsantennen (22) linear angeordnet sind.