DE102011086202A1

DE102011086202A1 - Radarvorrichtung mit Mehrkanalempfänger

Info

Publication number: DE102011086202A1
Application number: DE102011086202A
Authority: DE
Inventors: Akiyoshi Mizutani; Yutaka Ninoyu
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-11-12
Filing date: 2011-11-11
Publication date: 2012-05-16
Also published as: CN102565788A; CN102565788B; US20120119940A1; JP5653726B2; JP2012103202A

Abstract

r nacheinander in Zeitintervallen Ausgänge von mehreren Empfangskanälen und wiederholt eine Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in einer Abtastperiode, um so Werte eines Schwebungssignals abzutasten. Der Signalprozessor ändert einen Wert des Zeitintervalls für eine momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle derart, dass sich der Wert des Zeitintervalls für die momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung basiert auf und beansprucht die Priorität der am 12. November 2010 eingereichten japanischen Patentanmeldung Nr. 2010-253929 , auf deren Offenbarung hiermit vollinhaltlich Bezug genommen wird.
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Radarvorrichtung, die dazu ausgelegt ist, eine Radarwelle mit einer über die Zeit modulierten Frequenz auszusenden, und ein Echo der Radarwelle von einem Ziel über mehrere Kanäle zu empfangen, um wenigstens den Azimut oder die Winkelrichtung des Ziels zu bestimmen.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Seit kurzem wird versucht, ein Radar in einer Kollisionsverhinderungsvorrichtung von Kraftfahrzeugen zu verwenden. FMCW-Radarvorrichtungen (frequenzmodulierte Dauerstrichradarvorrichtungen), die dazu ausgelegt sind, sowohl den Abstand zu einem Ziel als auch die relative Geschwindigkeit eines Ziels zu erfassen, werden vorgeschlagen, um auf einfache Weise die Größe und die Fertigungskosten für solch eine Kollisionsverhinderungsvorrichtung zu verringern.
Herkömmliche FMCW-Radarvorrichtungen senden, als Sendewelle, ein Signal Ss aus, das durch eine Dreieckwelle frequenzmoduliert ist, um eine Frequenz aufzuweisen, die periodisch in linearer Weise auf- und absteigt, und empfangen ein Radarecho der Sendewelle von einem Ziel als Empfangssignal Sr.
Das Empfangssignal Sr wird die Zeit Td vom Sendesignal Ss verzögert; die Zeit Td benötigt die Sendewelle, um vom Radar zum Ziel und als Echo vom Ziel wieder zurück zum Radar zu laufen. D. h., die Verzögerungszeit Td hängt vom Abstand zwischen dem Radar und dem Ziel ab. Dies führt dazu, dass das Empfangssignal Sr eine Doppler-Verschiebung in Form der Dopplerfrequenz Fd bezüglich des Sendesignals Ss erfährt; die Frequenz Fd hängt von der relativen Geschwindigkeit zwischen dem Ziel und dem Radar ab.
Durch Mischen des Empfangssignals Sr und des Sendesignals Ss über einen Mischer wird ein Schwebungssignal B erzeugt, das eine Frequenz gleich einer Differenz in der Frequenz zwischen dem Empfangssignal Sr und dem Sendesignal Ss aufweist. Das Schwebungssignal B wird aus einem Aufwärtsschwebungssignal Bu, bei welchem die Frequenz des Sendesignals Ss zunimmt, und einem Abwärtsschwebungssignal Bd, bei welchem die Frequenz des Sendesignals Ss abnimmt, gebildet. Wenn die Frequenz des Aufwärtsschwebungssignals Bu, die nachstehend als Schwebungsfrequenz in einem Modulationsfrequenzzunahmebereich bezeichnet wird, durch fu beschrieben wird, und die Frequenz des Abwärtsschwebungssignals Bd, die nachstehend als Schwebungsfrequenz in einem Modulationsfrequenzabnahmebereich bezeichnet wird, durch fd beschrieben wird, werden der Abstand R und die relative Geschwindigkeit V zwischen dem Radar und dem Ziel durch die folgenden Gleichungen [1] und [2] beschrieben: R = c·T / 8·ΔF·(fu + fd) (1) V = c / 4·Fo·(fu – fd) (2) wobei c die Ausbreitungsgeschwindigkeit einer Funkwelle, T eine Periode (Zyklus) der Dreieckwelle, ΔF eine Änderung in der Frequenz des Sendesignals Ss, und F0 eine Mittenfrequenz des Sendesignals Ss beschreibt.
Bei der Verwendung einer solchen FMCW-Radarvorrichtung in Kraftfahrzeugen ist es von Bedeutung, den Azimut oder die Winkelgeschwindigkeit eines Ziels sowie den Abstand R und die relative Geschwindigkeit V zwischen dem Radar und dem Ziel zu erfassen.
Die US 6,292,129 , welche der JP 3622565 entspricht, offenbart eine Radarvorrichtung, die dazu ausgelegt ist, den Azimut eines Ziels zu messen.
Die in der US-Schrift offenbarte Radarvorrichtung weist einen Sender, mehrere Empfangsantennen, einen Empfangsschalter, eine Steuerschaltung, eine Empfangsschaltung und einen Signalprozessor auf. Der Sender erzeugt ein Signal, das derart frequenzmoduliert ist, dass es sich über die Zeit periodisch ändert, und strahlt das Signal als Radarwelle ab.
Jeder der mehreren Empfangskanäle empfängt ein Echo der Radarwelle von einem Ziel als ein Empfangssignal. Die Steuerschaltung ist dazu ausgelegt, den Empfangsschalter zu steuern, um nacheinander einen beliebigen der elektrischen Pfade zwischen der Empfangsschaltung und den jeweiligen Empfangskanälen zu wählen, um so die Empfangssignale von den jeweiligen Empfangskanäle an die Empfangsschaltung zu geben; ein Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen ist kürzer als ein Zyklus der Änderung in der Frequenz des Sendesignals.
Die Empfangsschaltung mischt die Empfangssignale von den jeweiligen Empfangsantennen mit einem lokalen Signal der gleichen Frequenz wie das Sendesignal, um so Aufwärttsschwebungssignale Bu und Abwärtsschwebungssignale Bd der jeweiligen Kanäle zu erzeugen. Da die Steuerschaltung den Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen wiederholt, tastet die Empfangsschaltung Werte eines Paares der Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignale Bu und Bd von jedem Empfangskanal ab.
Der Signalprozessor führt, unter Verwendung der abgetasteten Werte des Paares der Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignale Bu und Bd von jedem Empfangskanal, ein Paarabgleichsverfahren aus, das nachstehend noch beschrieben wird.
ZUSAMMENFASSUNG
Insbesondere führt der Signalprozessor eine digitale Signalverarbeitung, wie beispielsweise eine FFT (schnelle Fouriertransformation), aus, um eines oder mehrere Paare von Peaks (Spitzenwerten) in der Stärke der Frequenzkomponenten in den Aufwärtsschwebungssignalen Bu und Peaks in der Stärke der Frequenzkomponenten in den Abwärtsschwebungssignalen Bd abzutasten. Anschließend extrahiert der Signalprozessor ein Paar aus einem Peak (Aufwärtsschwebungssignal-Peak) in der Stärke einer Frequenzkomponente in den Aufwärtsschwebungssignalen Bu und einem Peak (Abwärtsschwebungssignal-Peak) in der Stärke einer Frequenzkomponente in den Abwärtsschwebungssignalen Bd; der Aufwärtsschwebungssignal-Peak und der Abwärtsschwebungssignal-Peak des extrahierten Paares werden miteinander abgeglichen. Auf diese Weise gewinnt der Signalprozessor, zusätzlich zu dem Abstand und der relativen Geschwindigkeit zwischen der Radarvorrichtung und dem Ziel, Information, die mit dem Azimut des Ziels verknüpft ist, auf der Grundlage der Anordnung der gewählten Empfangsantennen in dem Moment, in dem bestimmt wird, dass der Aufwärtsschwebungssignal-Peak und der Abwärtsschwebungssignal-Peak des extrahierten Paares miteinander abgeglichen bzw. paarig sind.
Solch eine FMCW-Radarvorrichtung, welche das Paarabgleichsverfahren zur Gewinnung von Positionsinformation eines Ziel anwendet, tastet Werte eines Paares der Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignale Bu und Bd ab und führt eine digitale Signalverarbeitung, wie beispielsweise eine FFT, auf der Grundlage der abgetasteten Werte des Paares der Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignale Bu und Bd aus. Folglich werden dann, wenn ein Ziel in einem Abstand entsprechend einer Frequenz über der Nyquist-Frequenz (halbe Abtastfrequenz) von der Radarvorrichtung vorhanden ist, die Frequenzkomponenten eines Schwebungssignals entsprechend dem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten unter der Nyquist-Frequenz verschoben; diese in der Frequenz verschobenen Komponenten werden „Aliases” (Alias-Effekt) genannt, und die verschobenen Frequenzen werden „gefaltete” Frequenzen genannt.
Folglich erfasst die FMCW-Radarvorrichtung die Positionsinformation des Ziels auf der Grundlage der falschen Frequenzkomponenten (Aliases) des Schwebungssignals gegebenenfalls nicht richtig.
Angesichts der vorstehend beschriebenen Umstände soll gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung Radarvorrichtungen bereitgestellt werden, die dazu ausgelegt sind, wenigstens eines der vorstehend beschriebenen Probleme anzusprechen.
Insbesondere zielt ein alternativer Aspekt der vorliegenden Offenbarung darauf ab, Radarvorrichtungen bereitzustellen, die dazu ausgelegt sind, ein Ziel selbst dann richtig zu erfassen, wenn das Ziel in einem Abstand entsprechend einer Frequenz über der Nyquist-Frequenz als die halbe Abtastfrequenz der Schwebungssignale von der Radarvorrichtung vorhanden ist.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird eine Radarvorrichtung bereitgestellt. Die Radarvorrichtung weist einen Sender auf, der dazu ausgelegt ist, ein Sendesignal zu erzeugen, das derart moduliert ist, dass sich seine Frequenz über die Zeit periodisch ändert, und der dazu ausgelegt ist, das Sendesignal als Radarwelle abzustrahlen. Die Radarvorrichtung weist einen Empfänger auf, der mehrere Empfangskanäle aufweist. Jeder der mehreren Empfangskanäle ist dazu ausgelegt, ein Echo der Radarwelle von einem Ziel als Empfangssignal zu empfangen. Der Empfänger ist dazu ausgelegt, auf der Grundlage der Empfangssignale der mehreren Empfangskanäle und eines lokalen Signals einer Frequenz gleich der Frequenz des Sendesignals ein Schwebungssignal auszugeben. Das Schwebungssignal ist aus Ausgängen der mehreren Empfangskanäle gebildet. Die Radarvorrichtung weist einen Signalprozessor auf, der dazu ausgelegt ist, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in Zeitintervallen zu wählen und in einer Abtastperiode eine Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle zu wiederholen, um so Werte des Schwebungssignals abzutasten; wenigstens ein Paar aus einer ersten Frequenzkomponente von einem der Abtastwerte des Schwebungssignals in einem Modulationsfrequenzzunahmebereich des Schwebungssignals und einer zweiten Frequenzkomponente von einem der Abtastwerte des Schwebungssignals in einem Modulationsfrequenzabnahmebereich des Schwebungssignals zu extrahieren, wobei sowohl die erste Frequenzkomponente als auch die zweite Frequenzkomponente des Schwebungssignals eine lokale Peakstärke des Schwebungssignals aufweisen; und Positionsinformation des Ziels auf der Grundlage des wenigstens einen Paares aus der ersten und der zweiten Frequenzkomponente des Schwebungssignals zu gewinnen. Der Signalprozessor ist dazu ausgelegt, einen Wert des Zeitintervalls für eine momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle derart zu ändern, dass sich der Wert des Zeitintervalls für eine momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet.
Die Radarvorrichtung gemäß dem einen Aspekt der vorliegenden Offenbarung erzielt dahingehend einen technischen Effekt, dass ein Ziel selbst dann richtig erfasst wird, wenn das Ziel in einem Abstand, der einer Frequenz von größer oder gleich der Nyquist-Frequenz als die halbe Abtastfrequenz der Schwebungssignale entspricht, von der Radarvorrichtung entfernt vorhanden ist. Die Gründe hierfür werden nachstehend beschrieben.
Für gewöhnlich werden, wie in 9 gezeigt, wenn ein Schwebungssignal mit einer Abtastfrequenz fs abgetastet wird, Frequenzkomponenten Q des Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz als die halbe Abtastfrequenz fs liegen, als Aliases zu Frequenzkomponenten verschoben (gefaltet), die unter der Nyquist-Frequenz und symmetrisch zu den Frequenzkomponenten Q liegen (siehe gestrichelte Linie Q' und schraffierter Pfeil in der 9).
Folglich erscheinen die Frequenzkomponenten des Schwebungssignals entsprechend dem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, als falsche Frequenzkomponenten (Aliases) eines falschen Ziels näher als das eigentliche Ziel.
Zu dieser Zeit werden, für das Schwebungssignal, dessen Frequenz unter der Nyquist-Frequenz fn liegt, Frequenzkomponenten P des Schwebungssignals entsprechend dem eigentlichen Ziel auf der Grundlage eines Ergebnisses der Abtastung erhalten, und erscheinen folglich keine Aliases im Frequenzspektrum (siehe 9).
Folglich sind die erste Phasendifferenz (X Grad) zwischen einem Paar von Aufwärtsschwebungssignalen Bu eines Paares von Empfangskanälen (Kanal ch1 und ch2) und die zweite Phasendifferenz (–X Grad) zwischen einem Paar von Abwärtsschwebungssignalen Bd des Paares von Empfangskanälen (Kanal ch1 und ch2) identisch zueinander, mit entgegengesetzten Vorzeichen (siehe 10). Dementsprechend kann, wie nachstehend noch beschrieben wird, ein Phasenpaarabgleichsverfahren auf der Grundlage der Aufwärtsschwebungssignale Bu und der Abwärtsschwebungssignale Bd des Paares von Empfangskanälen ch1 und ch2 ausgeführt werden. Hierdurch kann der Azimut eines Ziels genau erhalten werden.
Demgegenüber erscheinen, wie vorstehend beschrieben, wenn das Schwebungssignal, dessen Frequenz über der Nyquist-Frequenz fn liegt, Frequenzkomponenten Q des Schwebungssignals entsprechend dem Ziel als falsche Frequenzkomponenten (Aliases) Q' eines falschen Ziels im Frequenzspektrum (siehe 9).
D. h., für das Schwebungssignal, dessen Frequenz über der Nyquist-Frequenz fn liegt (siehe gestrichelte Linien in der 11), werden Frequenzkomponenten (Aliases) eines Schwebungssignals (siehe durchgezogene Linien in der 11) entsprechend einem falschen Ziel (siehe Q' in der 9), das näher als das eigentliche Ziel vorhanden ist, auf der Grundlage eines Ergebnisses der Abtastung erhalten.
Folglich sind die erste Phasendifferenz +(X + β) Grad zwischen einem Paar von Aufwärtsschwebungssignalen Bu eines Paares von Empfangskanälen (Kanal ch1 und ch2) und die zweite Phasendifferenz –(X + β) Grad zwischen einem Paar von Abwärtsschwebungssignalen Bd des Paares von Empfangskanälen (Kanal ch1 und ch2), wie in 11 gezeigt, nicht identisch zueinander, mit zueinander entgegengesetzten Vorzeichen (siehe 11). Dementsprechend ist es, wie nachstehend noch beschrieben wird, schwierig, das Phasenpaarabgleichsverfahren auf der Grundlage der Aufwärtsschwebungssignale Bu und der Abwärtsschwebungssignale Bd des Paares von Empfangskanälen ch1 und ch2 mit hoher Genauigkeit auszuführen. Hierdurch wird es schwierig, den Azimut eines Ziels mit hoher Genauigkeit zu gewinnen. Es sollte beachtet werden, dass das Bezugszeichen β einen korrigierten Wert einer Phasendifferenz zwischen den Kanälen ch1 und ch2 beschreibt.
Um solch ein Problem anzusprechen, ist der Signalprozessor der Radarvorrichtung gemäß dem einen Aspekt der vorliegenden Offenbarung dazu ausgelegt, einen Wert des Zeitintervalls der momentanen Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle derart zu ändern, dass sich der Wert des Zeitintervalls für die momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet (siehe 3, die nachstehend noch beschrieben wird). Der Signalprozessor ist beispielsweise, wie in 3 gezeigt, dazu ausgelegt, das Zeitintervall (tc) für die erste Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle auf einen Wert tc1 zu setzen, und das Zeitintervall (tc) für die zweite Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle auf einen Wert ungleich dem Wert tc1 zu setzen.
Diese Konfiguration ermöglicht es, dass ein Wert der Abtastperiode eines Aufwärtsschwebungssignals und eines Abwärtsschwebungssignals und ein Wert des Zeitintervalls für jede Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle nicht mit Werten der Abtastperiode des Aufwärtsschwebungssignals und des Abwärtsschwebungssignals und Werten des Zeitintervalls für die anderen Sequenzen der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle korreliert. Dies verringert die Verschiebung (Faltung) von Frequenzkomponenten des Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten (Aliases) unter der Nyquist-Frequenz.
Insbesondere können, wie vorstehend beschrieben, auch dann, wenn die Phasenunterschiede der Empfangskanäle kompensiert werden, Wiederholungen einer konstanten Phasendifferenz zwischen jedem Paar von benachbarten Empfangskanälen Aliases verursachen.
Folglich ändert die Radarvorrichtung gemäß dem einen Aspekt der vorliegenden Offenbarung einen Wert des Zeitintervalls für die aktuelle Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle derart, dass sich der Wert des Zeitintervalls für die aktuelle Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet. Dies ermöglicht es, dass sich eine Phasendifferenz (ein korrigierter Wert hiervon) zwischen jedem Paar von benachbarten Empfangskanälen für eine aktuelle Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einer Phasendifferenz (einem korrigierten Wert hiervon) zwischen einem entsprechenden Paar von benachbarten Empfangskanälen für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet. Hierdurch werden Aliases aufgrund von Wiederholungen einer Phasendifferenz zwischen jedem Paar von benachbarten Empfangskanälen verringert.
Hierdurch kann das Paarabgleichsverfahren unter Verwendung von Abtastwerten des Aufwärtsschwebungssignals Bu und Abtastwerten des Abwärtsschwebungssignals Bd des Schwebungssignals B mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden.
Genauer gesagt, die Radarvorrichtung gemäß dem einen Aspekt der vorliegenden Offenbarung verringert die Verschiebung (Faltung) von Frequenzkomponenten eines Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten unter der Nyquist-Frequenz, um so wenigstens ein Zielrichtig richtig zu erfassen, ohne ein falsches Ziel, das sich näher zur Radarvorrichtung als das wahre Ziel befindet, als das Ziel (wahre Ziel) zu erfassen.
Folglich erfasst die Radarvorrichtung gemäß dem einen Aspekt der vorliegenden Offenbarung den Azimut von wenigstens einem Ziel genau, ohne durch Aliases nachteilig beeinflusst zu werden. Hierdurch werden Anti-Aliasing-Filter unnötig, die für gewöhnlich für solche Radarvorrichtungen verwendet werden, so dass die Radarvorrichtung in ihrer Größe verringert werden kann.
Gemäß einer ersten beispielhaften Ausführungsform des einen Aspekts der vorliegenden Offenbarung weisen die mehreren Empfangskanäle mehrere Empfangsantennen auf, die jeweils dazu ausgelegt sind, das Echo der Radarwelle von dem Ziel als das Empfangssignal zu empfangen, eine Empfangseinheit und einen Schalter, der dazu ausgelegt ist, nacheinander die Empfangssignale von den mehreren Empfangsantennen zu wählen, um sie an die Empfangseinheit zu geben. Die Empfangseinheit ist dazu ausgelegt, die nacheinander gewählten Empfangssignale mit dem lokalen Signal zu mischen, um das Schwebungssignal auszugeben, auf der Grundlage der aufeinander folgenden Ausgänge der Empfangseinheit. Der Signalprozessor ist dazu ausgelegt, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle auf der Grundlage der aufeinander folgenden Wahlen der Empfangssignale von den mehreren Empfangsantennen mittels des Schalters zu wählen.
Bei der Radarvorrichtung gemäß der ersten beispielhaften Ausführungsform nutzen die Empfangskanäle (Antennen) die Empfangseinheit zeitgeteilt. Diese Konfiguration erzielt dahingehend einen technischen Effekt, dass das Erfordernis zum Vorsehen mehrerer kostspieliger Empfangseinheiten wegfällt, wodurch die Größe und die Kosten der Radarvorrichtung verringert werden können.
In einer zweiten beispielsweise Ausführungsform des einen Aspekts der vorliegenden Offenbarung weisen die mehreren Empfangskanäle eine vorbestimmte Anordnung auf und ist der Signalprozessor dazu ausgelegt, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in Reihenfolge der vorbestimmten Anordnung der mehreren Empfangskanäle zu wählen.
Diese Konfiguration vereinfacht den Aufbau des Empfängers.
Es sollte beachtet werden, dass die Ausführung „ist der Signalprozessor dazu ausgelegt, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in Reihenfolge der vorbestimmten Anordnung der mehreren Empfangskanäle zu wählen”, bedeutet, dass der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle amen nach dem anderen in einer Richtung der vorbestimmten Anordnung der mehreren Empfangskanäle zu wählen.
Wenn die mehreren Empfangsantennen beispielsweise in einer Linie angeordnet sind, wählt der Signalprozessor nacheinander die mehreren Empfangskanäle einen nach dem anderen von einem Kanal an dem einen Ende zu dem Kanal an dem anderen Ende. Wenn die mehreren Empfangsantennen in einer Matrix angeordnet sind, wählt der Signalprozessor nacheinander die mehreren Empfangskanäle einen nach dem anderen von der ersten Reihe (ersten Spalte) bis zur letzten Reihe (letzten Spalte).
In einer dritten beispielhaften Ausführungsform des einen Aspekts der vorliegenden Offenbarung sind die mehreren Empfangsantennen in einer Linie angeordnet.
Gemäß dieser Konfiguration ermöglicht ein Vergleich zwischen Stärkekomponenten und Phasen von Schwebungssignalkomponenten des Schwebungssignals von den jeweiligen Empfangskanälen miteinander den Azimut von wenigstens einem Ziel innerhalb einer Ebene einschließlich einer normalen Richtung (Vorausrichtung) einer Radarwellensendeoberfläche der Empfangsantennen und der linearen Anordnungsrichtung der Empfangsantennen, d. h. eines horizontalen Winkels bezüglich der normalen Richtung, wenn der Winkel der normalen Richtung auf 0 Grad gesetzt ist. Folglich kann die Radarvorrichtung dann, wenn sie derart in einem Kraftfahrzeug installiert ist, dass die lineare Anordnungsrichtung der Empfangsantennen parallel zur Breitenrichtung des Kraftfahrzeugs verläuft, in geeigneter Weise als vorausschauende Radarvorrichtung verwendet werden.
Die obigen und/oder weitere Eigenschaften und/oder Vorteile verschiedener Aspekte der vorliegenden Offenbarung werden anhand der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher ersichtlich sein. Verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenbarung können, wenn anwendbar, verschiedene Eigenschaften und/oder Vorteil umfassen und/oder nicht umfassen. Ferner können verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenbarung, wenn anwendbar, eine oder mehrere Eigenschaften von anderen Ausführungsformen kombinieren. Die Beschreibungen von Eigenschaften und/oder Vorteilen bestimmter Ausführungsformen sollten nicht so ausgelegt werden, dass sie andere Ausführungsformen oder die Ansprüche beschränken.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung werden aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher ersichtlich sein. In den Zeichnungen zeigt:
1 ein schematischen Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer Radarvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
2 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung, wie eine Strahlbreite zwischen einer Sendeantenne und Empfangsantennen, die in der 1 gezeigt sind, einzustellen ist;
3 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung, dass das Zeitintervall (Wahlperiode) tc jede aufeinander folgende Wahl eines Mischers (eines Empfangskanals), der in der 1 gezeigt ist, für jede Abtastperiode Ts geändert wird;
4A eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung eines Beispiels der Wellenform eines Schwebungssignals, das an einen in der 1 gezeigten Signalprozessor gegeben wird;
4B eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung eines Beispiels der Wellenform einer Schwebungssignalkomponente des in der 4A gezeigten Schwebungssignals;
5 ein schematisches Ablaufdiagramm zur Veranschaulichung einer Zielinformationserfassungsroutine, die von dem in der 1 gezeigten Signalprozessor auszuführen ist;
6 ein schematisches Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer Radarvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
7 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung von Schaltzeiten eines in der 6 gezeigten Empfängerschalters;
8 ein schematisches Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer Radarvorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
9 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung eines Frequenzspektrums, in dem Frequenzkomponenten Q eines Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz fn liegen, zu Frequenzkomponenten Q' verschoben (gefaltet) werden, die unter der Nyquist-Frequenz fn und symmetrisch zu den Frequenzkomponenten Q liegen;
10 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung von Abtastwerten von Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignalen von Schwebungssignalkomponenten, deren Frequenz niedriger als die Nyquist-Frequenz ist;
11 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung von Abtastwerten von Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignalen von Schwebungssignalkomponenten, deren Frequenz höher als die Nyquist-Frequenz ist; und
12 eine schematische Abbildung zur Veranschaulichung des Prinzips einer Messung der Winkelrichtung eines Ziels unter Verwendung der Phasen von Signalen, die durch ein Array von Antennen erzeugt werden.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nachstehend werden die Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In den Ausführungsformen werden gleiche Teile der Ausführungsformen, die mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, nicht wiederholt oder im Falle einer Wiederholung vereinfacht beschrieben.
Erste Ausführungsform
1 zeigt ein Beispiel des Gesamtaufbaus einer Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform. Die Radarvorrichtung 1 weist, wie in 1 gezeigt, einer Sender 10, einen Empfänger 20 und einen Signalprozessor 30 auf.
Der Sender 10 ist dazu ausgelegt, ein Sendesignal mit einer Frequenz zu erzeugen, die sich über die Zeit periodisch ändert, und das Sendesignal als Funkwelle abzustrahlen. Der Sender 10 weist beispielsweise einen Oszillator 12, einen Verteiler 14 und eine Sendeantenne 16 auf. Der Oszillator 12 ist dazu ausgelegt, ein Hochfrequenzsignal in einem Millimeterwellenband zu erzeugen; das Hochfrequenzsignal ist derart moduliert wird, dass seine Frequenz periodisch ansteigt und abfällt. Der Verteiler 14 ist dazu ausgelegt, das Hochfrequenzsignal in seiner Leistung in ein Sendesignal Ss und ein lokales Signal L zu teilen. Die Sendeantenne 16 ist dazu ausgelegt, das Sendesignal Ss als Radarwelle abzustrahlen.
Die Frequenz des Sendesignals Ss ändert sich in Form einer Dreieckwelle. In dieser Ausführungsform wird die Mittenfrequenz Fo des Sendesignals Ss auf 76,5 GHz gesetzt, die Frequenzänderung ΔF des Sendesignals Ss auf 100 MHz gesetzt und die Änderungsperiode Td auf 1,024 ms gesetzt. Die Strahlbreite einer von der Sendeantenne 16 abzustrahlenden Radarwelle wird derart eingestellt, dass sie den gesamten Beriech abdeckt, der von der Radarvorrichtung 1 erfassbar ist.
Der Empfänger 20 ist dazu ausgelegt, Echos der Radarwelle, die vom Sender 10 abgestrahlt und von wenigstens einem Ziel reflektiert wird, zu empfangen und Schwebungssignale auf der Grundlage der Echos der gesendeten Radarwelle und des lokalen Signals mit der gleichen Frequenz wie die gesendete Radarwelle zu erzeugen. Der Empfänger 20 weist beispielsweise eine Anzahl von Empfangsantennen 22 und eine entsprechende Anzahl von Empfangseinheiten 24 auf. Was die Anzahl von Empfangsantennen 22 betrifft, so sind in dieser Ausführungsform acht Empfangsantennen 22 vorgesehen, so dass, was die Anzahl von Empfangseinheiten 24 betrifft, acht Empfangseinheiten 24 vorgesehen sind.
Die acht Empfangsantennen 22 sind beispielsweise in einer Linie angeordnet und dazu ausgelegt, Echos der vom Sender 10 gesendeten Radarwelle zu empfangen. Jede der Empfangsantennen 22 ist beispielsweise aus einer Hornantenne aufgebaut. Jede der Empfangsantennen 22 ist ferner dazu ausgelegt, ein Empfangssignal Sr auf der Grundlage eines entsprechenden Echos der Radarwelle zu erzeugen.
Jede der acht Empfangseinheiten 24 weist einen Hochfrequenzmischer auf, der mit einer entsprechenden der Empfangsantennen 22 verbunden ist. Jede der Empfangseinheiten 24 ist dazu ausgelegt, ein entsprechendes Empfangssignal Sr mit dem vom Verteiler 14 zugeführten lokalen Signal L zu mischen, um eine Schwebungssignalkomponente zu erzeugen, die aus einer Frequenzkomponente gleich einer Differenz in der Frequenz zwischen dem Empfangssignal Sr und dem lokalen Signal L gebildet ist.
D. h., der Empfänger 20 weist acht Empfangskanäle ch1 bis ch8 auf, die jeweils eine entsprechende der Empfangsantennen 22 und eine entsprechende der Empfangseinheiten 24 aufweisen, und die Empfangskanäle ch1 bis ch8 erzeugen ein Schwebungssignal B, das aus den Schwebungssignalkomponenten gebildet ist.
Wenn ein Winkelbereich, in dem eine Abnahme in der Verstärkung eines von einer Antenne gebildeten Strahls von der Mittenrichtung der Frontoberfläche der Antenne innerhalb 3 dB liegt, als Strahlbreite definiert ist, ist die Empfangsantenne 22 jedes Empfangskanals beispielsweise derart ausgelegt, dass die Strahlbreite hiervon die gesamte Strahlbreite der Sendeantenne 16 abdeckt (siehe 2); die Strahlbreite der Sendeantenne 16 ist auf 20 Grad gesetzt. Insbesondere weist jede der Empfangsantennen eine Richtcharakteristik auf, die bewirkt, dass ein Echo der Radarwelle, die aus einer beliebigen Winkelrichtung über einen Strahlenbereich der Radarwelle gesendet wird, empfangen wird. Hierdurch kann ein digitales Strahlformungsverfahren (DBF) bei einem Phasenvergleich angewandt werden, wie nachstehend noch beschrieben wird, wenn Information über den Azimut eines Ziels gewonnen wird.
Das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw zwischen benachbarten zwei der Empfangsantennen 22 wird so bestimmt, dass die nachstehend aufgeführte Gleichung (3) erfüllt wird, um den Azimut beliebiger Ziele, die über einen Bereich eines vom Sender 10 ausgesendeten Strahls vorhanden sind, richtig zu messen. dw ≤ λ / 2sin(ϕ/2) (3) wobei ϕ die Strahlbreite einer vom Sender 10 abgestrahlten Radarwelle beschreibt und λ die mittlere Wellenlänge des Sendesignals Ss beschreibt. Nachstehend wird noch beschrieben, wie die Gleichung (3) hergeleitet wird.
In dieser Ausführungsform wird die mittlere Wellenlänge λ des Sendesignals Ss auf 1/Fo = 3,92 mm gesetzt. Folglich wird das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw auf 8 mm kleiner als 11,3 mm gesetzt, so dass die Gleichung (3) erfüllt wird.
Der Signalprozessor 30 weist folgende Funktionen auf: Abtasten von Werten eines Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle jede Abtastperiode Ts, und Ausführen des Paarabgleichsverfahrens unter Verwendung der Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle, um so wenigstens Positionsinformation eines Ziels zu gewinnen.
Insbesondere wählt der Signalprozessor 30 nacheinander Ausgänge der jeweiligen Empfangseinheiten 24, um Werte des Schwebungssignals B abzutasten. Der Signalprozessor 30 wiederholt periodisch einen Zyklus (Sequenz) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 (Empfangskanäle); eine Periode Ts der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 ist beispielsweise kürzer als die Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss. Die Periode Ts der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 wird nachstehend auch als „Abtastperiode (Wahlperiode) Ts” bezeichnet.
In dieser Ausführungsform wird das Zeitintervall (Wahlperiode) tc zwischen jeder aufeinander folgenden Wahl von Empfangseinheiten (Empfangskanälen) für jede Abtastperiode Ts geändert. Genauer gesagt, die Abtastperiode Ts wird für jede Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 geändert. Vorzugsweise wird das Zeitintervall tc zwischen jeder aufeinander folgenden Wahl von Empfangseinheiten (Empfangskanälen) in Anbetracht des Abtasttheorems derart eingestellt, dass es unter der halben Abtastperiode Ts liegt.
Der Signalprozessor 30 setzt das Zeitintervall tc für die erste Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 beispielsweise, wie in 3 gezeigt, auf einen Wert tc1 [ns], und der Signalprozessor 30 setzt das Zeitintervall tc für die zweite Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 auf einen Wert tc2 [ns] ungleich dem Wert tc1. In dieser Ausführungsform kann ein Wert des Zeitintervalls tc so eingestellt werden, dass er kleiner oder gleich beispielsweise 0,25 μs ist.
D. h., in dieser Ausführungsform ändert der Signalprozessor 30 wenigstens einen Wert des Zeitintervalls tc für eine n-te Sequenz (aktuelle Sequenz) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 derart, dass sich der Wert des Zeitintervalls tc für die n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 von einem Wert des Zeitintervalls tc für eine (n – 1)-te Sequenz (vorherige Sequenz) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 unterscheidet (n ist eine ganze Zahl von größer oder gleich 2). D. h., der Signalprozessor 30 ändert wenigstens einen Wert der Abtastperiode Ts für eine n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 derart, dass sich die Abtastperiode Ts für die n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 von einem Wert der Abtastperiode Ts für die (n – 1)-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 unterscheidet. In der 3 beispielsweise wird ein Wert Ts2 der Abtastperiode Ts für die zweite Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 so eingestellt, dass sie sich von einem Wert Ts1 der Abtastperiode Ts für die erste Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 unterscheidet.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass der Signalprozessor 30 nacheinander die Empfangskanäle ch1 bis ch8 des Empfängers 20 wählt, um so nacheinander in den Zeitintervallen tc Ausgänge der jeweiligen Empfangseinheiten 24 zu wählen.
Genauer gesagt, der Signalprozessor 30 weist einen Mikrocomputer gewöhnlicher Bauart mit einer CPU, einer Speichereinheit (ROM und/oder RAM) und einer E/A (I/O) auf. Der Signalprozessor 30 weist ferner einen A/D-Wandler auf, der dazu ausgelegt ist, die Abtastwerte des Schwebungssignals B in digitale Werte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle des Empfängers 20 zu wandeln, so dass die digitalen Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle in der Speichereinheit gespeichert werden. Der Signalprozessor 30 weist ferner eine Rechenverarbeitungseinheit auf, die dazu ausgelegt ist, die digitalen Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle einer schnellen Fouriertransformation (FFT) zu unterziehen. Es sollte beachtet werden, dass die Abtastperiode Ts so eingestellt werden kann, dass sie gleich der Wahlperiode Tx oder von dieser verschieden ist.
Bei der Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform, die gemäß obiger Beschreibung aufgebaut ist, wird ein Hochfrequenzsignal, das so moduliert wird, dass seine Frequenz periodisch ansteigt und abfällt, vom Oszillator 12 erzeugt und in der Leistung in ein Sendesignal Ss und ein lokales Signal L geteilt. Das Sendesignal Ss wird als Radarwelle von der Sendeantenne 16 abgestrahlt.
Echos der Radarwelle, die vom Sender 10 ausgesendet und von Objekten, einschließlich eines Ziels, reflektiert wird, werden von allen der Empfangsantennen 22 empfangen, so dass Empfangssignale Sr jeweils an die Empfangseinheiten 24 gegeben werden. Jedes der Empfangssignal Sr wird von einer entsprechenden der Empfangseinheiten 24 mit dem lokalen Signal L gemischt. In dieser Ausführungsform werden die Empfangseinheiten 24 nacheinander vom Signalprozessor 30 gewählt, so dass die Ausgänge der Empfangseinheiten 24 nacheinander gewählt werden. Eine Sequenz (Zyklus) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangseinheiten 24 (allen der Empfangskanäle chi) wird periodisch wiederholt, wobei ein Zyklus (Abtastperiode Ts) hiervon kürzer als die Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss ist, so dass Werte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle abgetastet werden. Die Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle werden an den Signalprozessor 30 gegeben, um in digitale Abtastwerte des Schwebungssignals B gewandelt zu werden.
In dieser Ausführungsform werden, da Ausgänge der Empfangseinheiten 24 (Empfangskanäle chi) nacheinander jede Abtastperiode Ts gewählt werden, Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 als Ausgänge der Empfangseinheiten 24 (der jeweiligen Empfangskanäle ch1 bis ch8) jede Abtastperiode Ts einem Zeitmultiplexing unterzogen, so dass das Schwebungssignal B jede Abtastperiode Ts erzeugt wird; ein Beispiel für die Wellenform des Schwebungssignals B ist in der 4A gezeigt. Als ein Beispiel für die Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 ist die Schwebungssignalkomponente B2 in der 4B gezeigt.
Ferner wird in dieser Ausführungsform die Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 (Empfangseinheiten 24) jede Abtastperiode Ts innerhalb einer Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss wiederholt, so dass die Anzahl von Werten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 abgetastet wird; die Anzahl von Abtastwerten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 wird durch Td/Ts beschrieben. Die benachbarten Abtastzeitpunkte von benachbarten Empfangskanälen für jede Sequenz sind um das Zeitintervall tc voneinander verschoben.
5 zeigt ein schematisches Ablaufdiagramm zur Veranschaulichung einer Zielinformationserfassungsroutine, die vom Signalprozessor 30 auszuführen ist. Insbesondere liest die CPU des Signalprozessors 30 die in der Speichereinheit gespeicherte Zielinformationserfassungsroutine und führt die CPU die Zielinformationserfassungsroutine aus. Genauer gesagt, die Zielinformationserfassungsroutine wird jedes Mal von der CPU des Signalprozessors 30 gestartet, wenn digitale Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle innerhalb einer Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss in der Speichereinheit gespeichert werden.
Wenn die Zielinformationserfassungsroutine gestartet wird, trennt die CPU des Signalprozessors 30 in Schritt S110 die digitalen Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle ch1 bis ch8 in digitale Abtastwerte von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 (jedem der Empfangskanäle ch1 bis ch8).
Anschließend führt die CPU eine komplexe FFT (schnelle Fouriertransformation), für die ein FFT-Algorithmus als ein Beispiel von Algorithmen der komplexen FFT angewandt wird, für die getrennten digitalen Abtastwerte von einer Schwebungssignalkomponente Bi (i = 1, 2, ..., 7 oder 8) der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 (i = 1, 2, ..., 7 oder 8) aus, um so Frequenzkomponenten der Schwebungssignalkomponente Bi zu analysieren.
Die CPU dieser Ausführungsform führt beispielsweise die komplexe FFT für eine Hälfte der digitalen Abtastwerte der Schwebungssignalkomponente Bi (d. h. die digitalen Abtastwerte in einem Modulationsfrequenzzunahmebereich) und für die andere Hälfte der digitalen Abtastwerte der Schwebungssignalkomponente Bi (d. h. die digitalen Abtastwerte in einem Modulationsfrequenzabnahmebereich) aus. Als Ergebnis der Operationen der komplexen FFT werden in Schritt S120 Frequenzkomponenten der Schwebungssignalkomponenten Bi (ein Aufwärtsschwebungssignal Bu und ein Abwärtsschwebungssignal Bd) erhalten; jede der Frequenzkomponenten weist eine Stärke und eine Phase auf.
Nach den Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 extrahiert die CPU in Schritt S130 wenigstens eine der Frequenzkomponenten, deren Stärke einen lokalen Peak zeigt, der Schwebungssignalkomponente Bi; die wenigstens eine der Frequenzkomponenten der Schwebungssignalkomponente Bi wird als „extrahierte Frequenzkomponente fb” bezeichnet.
In Schritt S130 korrigiert die CPU die Phase θi der extrahierten Frequenzkomponente fb der Schwebungssignalkomponente Bi.
Insbesondere berechnet die CPU eine korrigierte Phase θhi(fb) der Phase θi der extrahierten Frequenzkomponente fb der Schwebungssignalkomponente Bi in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung (4). θhi(fb) = θi(fb)·H1·H2 (4) wobei

H1: = exp{–j·2π·fb·(i – 1)·tc}
H2: = exp{–j·δi}

22

24

Insbesondere kann dann, wenn eine Phasenverschiebung σ zwischen den Schwebungssignalkomponenten von benachbarten zwei Empfangskanälen auftritt, die Phasenverschiebung σ durch die folgende Gleichung (5) beschrieben werden: σ = 2π·fi·(i – 1)tc (5)
Folglich ermöglicht es eine Multiplikation der Phase θi der wenigstens einen Frequenzkomponente der Schwebungssignalkomponente Bi mit ”exp{–j·σ}”, d. h. H1, dass eine Phasenverschiebung der Schwebungssignalkomponente Bi, die durch eine Wahl von wenigstens einem Empfangskanal verursacht wird, kompensiert werden kann.
Ferner tritt eine zusätzliche Phasenverschiebung (d. h. die Phasenverschiebung δi) zwischen der Schwebungssignalkomponente Bi und einer alternativen Schwebungssignalkomponente auf der Grundlage der Differenz zwischen einem Pfad von der Empfangsantenne 22 zur Empfangseinheit 24 des Empfangskanals chi entsprechend der Schwebungssignalkomponente Bi und einem Pfad von der Empfangsantenne 22 zur Empfangseinheit 24 eines entsprechenden Empfangskanals entsprechend der alternativen Schwebungssignalkomponente auf. Folglich ermöglicht es eine Multiplikation des Produkts der Phase θ1 und des Wertes H1 mit ”exp{–j·δi}”, d. h. H2, dass die Phasenverzögerung δi kompensiert werden kann.
Nach den Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 bestimmt die CPU in Schritt S140, ob die Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 und die Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 für jede der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 entsprechend den Empfangskanälen ch1 bis ch8 abgeschlossen worden sind. Wenn bestimmt wird, dass die Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 und die Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 nicht für jede der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 abgeschlossen worden sind (NEIN in Schritt S140), kehrt die CPU zu Schritt S120 zurück und führt die CPU wiederholt die Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 und die Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 für eine andere Schwebungssignalkomponente in den Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 aus, bis die Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 und die Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 für jede der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 abgeschlossen worden sind (JA in Schritt S140).
Folglich schreitet die CPU dann, wenn bestimmt wird, dass die Operationen der komplexen FFT in Schritt S120 und die Phasenkompensationsoperationen in Schritt S130 für jede der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 abgeschlossen worden sind (JA in Schritt S140), zu Schritt S150 voran.
Die Frequenzkomponenten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 sind, wie vorstehend beschrieben, in Schritt S120 erhalten worden; jede der Frequenzkomponenten weist eine Stärke und eine Phase auf.
In Schritt S150 wird angenommen, dass die Frequenzkomponenten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 erste bis n-te Frequenzkomponenten sind.
In Schritt S150 berechnet die CPU beispielsweise einen ersten Mittelwert der Stärkewerte der ersten Frequenzkomponenten der jeweiligen Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8, einen zweiten Mittelwert der Stärkewerte der zweiten Frequenzkomponenten der jeweiligen Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8, ..., und einen n-ten Mittelwert der Stärkewerte der n-ten Frequenzkomponenten der jeweiligen Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8.
In Schritt S150 extrahiert die CPU Frequenzkomponenten in den ersten bis n-ten Frequenzkomponenten innerhalb des Modulationsfrequenzzunahmebereichs und extrahiert die CPU Frequenzkomponenten in den ersten bis n-ten Frequenzkomponenten innerhalb des Modulationsfrequenzabnahmebereichs; jeder der entsprechenden Mittelwerte der extrahierten Frequenzkomponenten weist einen lokalen Peak auf. Die extrahierten Frequenzkomponenten innerhalb des Modulationsfrequenzzunahmebereichs werden nachstehend als Aufwärtsschwebungs-Peaks bezeichnet, und die extrahierten Frequenzkomponenten innerhalb des Modulationsfrequenzabnahmebereichs werden nachstehend als Abwärtsschwebungs-Peaks bezeichnet.
In Schritt S150 extrahiert die CPU ein Paar aus einem der Aufwärtsschwebungs-Peaks und einem der Abwärtsschwebungs-Peaks; der Stärkewert des einen der Aufwärtsschwebungs-Peaks und derjenige des einen der Abwärtsschwebungs-Peaks sind im Wesentlichen zueinander identisch.
In Schritt S150 berechnet die CPU auf der Grundlage des extrahierten Paares des Aufwärtsschwebungs-Peaks als eine Frequenz fu und des Abwärtsschwebungs-Peaks als eine Frequenz fd den Abstand R und die relative Geschwindigkeit V zwischen der Radarvorrichtung 1 und einem Ziel in Übereinstimmung mit den vorstehend beschriebenen Gleichungen (1) und (2).
Es sollte beachtet werden, dass in Schritt S150, wenn die CPU mehrere Paare von jeweiligen der Aufwärtsschwebungs-Peaks und entsprechenden jeweiligen der Abwärtsschwebungs-Peaks extrahiert, wobei die jeweiligen der Aufwärtsschwebungs-Peaks im Wesentlichen den gleichen Stärkewert wie diejenigen der Abwärtsschwebungs-Peaks aufweisen, die CPU auf der Grundlage von jedem der extrahierten Paare der Aufwärtsschwebungs-Peaks als Frequenzen fu und der Abwärtsschwebungs-Peaks als Frequenzen fd den Abstand R und die relative Geschwindigkeit V zwischen der Radarvorrichtung 1 und einem entsprechenden Ziel in Übereinstimmung mit den vorstehend beschriebenen Gleichungen (1) und (2) berechnet. Dieses Paarbildungsverfahren ist beispielsweise in der US 6,317,073 offenbart, die von der gleichen Anmelderin wie diese Anmeldung stammt. Folglich wird auf die Offenbarung der US-Schrift vollinhaltlich Bezug genommen.
Anschließend führt die CPU in Schritt S160 ein Phasenpaarabgleichsverfahren auf der Grundlage der korrigierten Phasen θh1(fb), ..., θh8(fb) der Aufwärts- und Abwärtsschwebungssignale der Schwebungssignalkomponenten B1, ..., B8 aus.
Insbesondere vergleicht die CPU die Paare der korrigierten Phasen θh1(fb), ..., θh8(fb) miteinander. In Schritt S160 extrahiert die CPU, als Ergebnis des Vergleichs, ein Aufwärtsschwebungspaar von korrigierten Phasen eines Paares von Empfangskanälen in dem Modulationsfrequenzzunahmebereich und ein Abwärtsschwebungspaar von korrigierten Phasen des Paares von Empfangskanälen in dem Modulationsfrequenzabnahmebereich; ein Absolutwert der ersten Phasendifferenz zwischen dem Paar der korrigierten Phasen im Modulationsfrequenzzunahmebereich und derjenigen der zweiten Phasendifferenz zwischen dem Paar der korrigierten Phasen im Modulationsfrequenzabnahmebereich sind identisch, wobei die erste Phasendifferenz und die zweite Phasendifferenz entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen.
Anschließend bestimmt die CPU in Schritt S160 auf der Grundlage des extrahierten Aufwärtsschwebungspaars von korrigierten Phasen des Paares von Empfangskanälen und des extrahierten Abwärtsschwebungspaars von korrigierten Phasen des Paares von Empfangskanälen den Azimut von wenigstens einem Ziel in folgender Weise:
12 zeigt das Prinzip zur Bestimmung des Azimuts eines Ziels unter Verwendung der Phasen von Signalen, die von einem Array von Antennen erzeugt werden. Es wird angenommen, dass das Mitte-zu-Mitte-Intervall zwischen benachbarten zwei der Antennen durch dw beschrieben wird und ein Echo einer Radarwelle in jede der Antennen in einem Winkel von α zu einer Linie einfällt, die sich senkrecht zur Ebene der Antennen erstreckt. Im Allgemeinen kann angenommen werden, dass Echos einer Radarwelle von einem Objekt, das wenigstens einige Meter entfernt vorhanden ist, parallel zueinander in die Antennen eintreten. Folglich tritt eine Strahlengangdifferenz dl gleich dw·sinα zwischen den Radarechos auf, die in benachbarte zwei der Antennen eintreten, und zwar in den Empfangskanälen ch1 und ch2 oder ch2 und ch3. Die Strahlengangdifferenz dl bewirkt, dass Signale, die in den Empfangskanälen ch1 und ch2 oder ch2 und ch3 erzeugt werden, eine Phasendifferenz aufweisen werden, die wiederum als eine Phasendifferenz zwischen Schwebungssignalen auftritt, die in den Empfangskanälen ch1 und ch2 oder ch2 und ch3 erzeugt werden. In einer FMCW-Radarvorrichtung kann eine Phasendifferenz ξ zwischen Schwebungssignalen, die durch die Strahlengangdifferenz dl verursacht wird, durch die folgende Gleichung (6) beschrieben werden. ζ = 2π·dl / λ (6)
Wenn die Strahlengangdifferenz dl durch das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw zwischen den Antennen und den Einfallswinkel α des Radarechos in der obigen Gleichung beschrieben wird, wird der Azimut des Ziels (d. h. der Einfallswinkel α) durch die folgende Gleichung (7) beschrieben: α = sin^–1( ζ·λ / 2π·dw) (7)
Folglich berechnet die CPU in Schritt S160 den Azimut von wenigstens einem Ziel auf der Grundlage der Gleichungen (6) und (7).
Es sollte beachtet werden, dass die obige Gleichung (3) in folgender Weise bestimmt werden kann. Aus der obigen Gleichung wird das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw durch die folgende Gleichung (8) gegeben: dw = ζ·λ / 2πsinα (8)
Die Phasendifferenz ξ, die durch den Phasenvergleich bestimmt werden kann, liegt innerhalb eines Bereichs von –π < ξ < π. Der Winkelbereich α, in welchem die Radarwelle mit der Strahlbreiten ϕ ein Objekt erfassen kann, wird durch die folgende Gleichung (9) beschrieben: –ϕ/2 < α < ϕ/2 (9)
Folglich kann durch eine Substitution von ξ = π und α = ϕ/2 in der Gleichung (8) die vorstehend beschriebene Gleichung (3) erhalten werden.
In der Praxis ist es ratsam, das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw so zu bestimmen, dass ein Ziel innerhalb eines Bereichs erfasst werden kann, der breiter als die Strahlbreite ist. Auf diese Weise ermöglicht es das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw, welches die Gleichung (3) erfüllt, dass gewünschte Information über den Azimut eines Ziels erhalten werden kann.
Die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform ist, wie vorstehend beschrieben, dazu ausgelegt, nacheinander jeden der Empfangskanäle ch1 bis ch8 zu variablen Zeitintervallen tc von kleiner oder gleich 0,25 μs zu wählen. Diese Konfiguration ermöglicht es, dass eine Reihe von acht Schwebungssignalkomponenten so betrachtet werden können, dass sie im Wesentlichen gleichzeitig in den Signalprozessor 30 eingegeben werden. Hierdurch kann der Azimut von wenigstens einem Ziel auf der Grundlage der Phasen der Schwebungssignalkomponenten bestimmt werden, die durch die jeweiligen Empfangskanäle ch1 bis ch8 erhalten werden, wodurch die Genauigkeit bei einer Messung des Azimuts verglichen mit derjenigen, die unter Verwendung von einzig den Stärkewerten von Schwebungssignalkomponenten erhalten wird, verbessert werden kann.
Die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform ist ferner dazu ausgelegt, Verschiebungen und/oder Verzögerungen in der Phase der Schwebungssignalkomponenten zu kompensieren, die durch die jeweiligen Empfangskanäle ch1 bis ch8 erhalten werden; diese Verschiebungen und/oder Verzögerungen werden durch Abtastzeitpunktdifferenzen von Werten der Schwebungssignalkomponenten und Differenzen in der Länge von Signalpfaden der Empfangskanäle ch1 bis ch8 zwischen den entsprechenden Empfangsantennen 22 und den entsprechenden Empfangseinheiten 24 verursacht. Dies ermöglicht die Bestimmung von Information, die mit dem Azimut eines Ziels verknüpft ist, mit hoher Genauigkeit auf der Grundlage der korrigierten Phasen der Schwebungssignalkomponenten.
In der ersten Ausführungsform wird die Strahlbreite einer von der Sendeantenne 16 abgestrahlten Radarwelle, wie vorstehend beschrieben, auf 20 Grad gesetzt, ist jedoch nicht auf solch einen Winkel beschränkt. Wenn das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw von benachbarten zwei der Empfangsantennen 22 auf 8 mm gesetzt wird, ermöglicht dies, wie aus der Gleichung (7) ersichtlich wird, dass die Empfangsantennen 22 Signale innerhalb eines maximalen Winkelbereichs von 28,4 Grad (±14,2 Grad) empfangen können. Folglich ermöglicht es eine Erhöhung der Strahlbreite von Radarwellen, die von der Sendeantenne 16 abzustrahlen sind, in der ersten Ausführungsform, dass der vom Radar erfassbare Bereich bis auf 28,4 Grad verbreitert werden kann.
Ferner ist die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform dazu ausgelegt, einen Wert des Zeitintervalls tc zwischen jeder aufeinander folgenden Wahl der Empfangskanäle für jede Abtastperiode zu ändern, um eine Verschiebung (Faltung) von Frequenzkomponenten eines Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten, die unter der Nyquist-Frequenz liegen, zu verringern (siehe 3). Diese Konfiguration ermöglicht es, dass ein Wert der Abtastperiode Ts jedes Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 von Werten der Abtastperiode Ts der anderen Perioden geändert werden kann.
D. h., die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform ist derart ausgelegt, dass ein Wert der Abtastperiode Ts eines Schwebungssignals (eines Aufwärtsschwebungssignals und eines Abwärtsschwebungssignals) B und ein Wert des Zeitintervalls tc für jede Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 von Werten der Abtastperiode Ts des Schwebungssignals B und Werten des Zeitintervalls tc für die anderen Sequenzen der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 verschieden sind.
Diese Konfiguration ermöglicht es, dass ein Wert der Abtastperiode Ts eines Aufwärtsschwebungssignals Bu und eines Abwärtsschwebungssignals Bd und ein Wert des Zeitintervalls tc für jeden Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 nicht mit Werten der Abtastperiode Ts des Aufwärtsschwebungssignals Bu und des Abwärtsschwebungssignals Bd und Werten des Zeitintervalls tc für die anderen Sequenzen der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 korreliert. Dies verringert eine Verschiebung (Faltung) von Frequenzkomponenten des Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten (Aliases), die unter der Nyquist-Frequenz liegen (siehe 3).
Dies ermöglicht es, dass das Paarabgleichsverfahren unter Verwendung von Abtastwerten des Aufwärtsschwebungssignals Bu und Abtastwerten des Abwärtsschwebungssignals Bd des Schwebungssignals B mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden kann.
D. h., die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform verringert eine Verschiebung (Faltung) von Frequenzkomponenten eines Schwebungssignals entsprechend einem Ziel, die über der Nyquist-Frequenz liegen, zu Frequenzkomponenten, die unter der Nyquist-Frequenz liegen, so dass das Ziel richtig erfasst werden kann, ohne dass ein falsches Ziel, dass sich näher zur Radarvorrichtung 1 als das wahre Ziel befindet, als das Ziel (wahre Ziel) erfasst wird.
Die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform erfasst den Azimut von wenigstens einem Ziel genau, ohne nachteilig durch Aliases beeinflusst zu werden. Dies eliminiert den Bedarf an Anti-Aliasing-Filtern, die für gewöhnlich für solche Radarvorrichtungen verwendet werden, so dass die Größe der Radarvorrichtung 1 verringert werden kann.
Zweite Ausführungsform
Nachstehend wird eine Radarvorrichtung 2 der zweiten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 6 und 7 beschrieben.
Die Radarvorrichtung 2 weist, wie in 6 gezeigt, einen Sender 10 gleich demjenigen der ersten Ausführungsform, einen Empfänger 200 und einen Signalprozessor 300 auf.
Der Empfänger 200 ist dazu ausgelegt, Echos der Radarwelle, die vom Sender 10 ausgesendet und von wenigstens einem Ziel reflektiert wird, zu empfangen und Schwebungssignale auf der Grundlage der Echos der gesendeten Radarwelle und des lokalen Signals mit der gleichen Frequenz wie die gesendete Radarwelle zu erzeugen. Der Empfänger 200 weist beispielsweise eine Anzahl von Empfangsantennen 22, eine Empfangseinheit 24a, einen Schalter 26 und einen Wahlsignalerzeuger 28 auf.
Die Empfangsantennen 22 sind zu denjenigen der ersten Ausführungsform identisch.
Die Empfangseinheit 24a weist einen Hochfrequenzmischer auf, der wahlweise mit einem beliebigen der Ausgänge der Empfangsantennen 22 verbindbar ist.
Der Schalter 26 spricht auf ein Wahlsignal Xr an, das vom Wahlsignalerzeuger 28 eingegeben wird, um eine Kommunikation zwischen einer beliebigen der Empfangsantennen 22 und der Empfangseinheit 24 herzustellen, um so ein beliebiges der Empfangssignale Sr zu wählen. Als den Schalter 26 kann ein PIN-Dioden-Schalter, ein MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-FET), ein Hochfrequenzschalter, wie beispielsweise ein HF-MEMS-Schalter, oder dergleichen verwendet werden.
Die Empfangseinheit 24a ist dazu ausgelegt, ein gewähltes Empfangssignal Sr mit dem lokalen Signal L zu mischen, das vom Verteiler 14 zugeführt wird, um ein Schwebungssignal B zu erzeugen, das aus einer Frequenzkomponente gleich einer Differenz in der Frequenz zwischen dem Empfangssignal Sr und dem lokalen Signal L gebildet wird.
Der Empfänger 200 weist, wie in der ersten Ausführungsform, acht Empfangskanäle ch1 bis ch8 auf, die jeweils eine entsprechende der Empfangsantennen 22 und die Empfangseinheit 24a über den Schalter 26 aufweisen, wobei die Empfangskanäle ch1 bis ch8 ein Schwebungssignal B erzeugen.
Der Wahlsignalerzeuger 28 dient als Vorrichtung (Wahlsteuermittel) zur Erzeugung des Wahlsignals Xr, um den Schalter 26 zu steuern. Insbesondere ist der Wahlsignalerzeuger 28, wie in 7 gezeigt, dazu ausgelegt, das Wahlsignal Xr zu erzeugen, das nacheinander die Wahl der Empfangsantennen 22 (Empfangskanäle ch1 bis ch8) in Reihenfolge der Empfangskanäle ch1, ch2, ch3, ..., und ch8 ändert. Es sollte beachtet werden, dass das Wahlsignal Xr eine Reihe von Impulsen mit Zeitintervallen tc ist und ferner an den Signalprozessor 300 gegeben wird. Der Schalter 26 ist dazu ausgelegt, einen Empfangskanal zu verschieben, so dass jedes Mal ein Empfangskanal gewählt wird, wenn ein Impuls des Wahlsignals Xr an diesen gegeben wird.
D. h., das Wahlsignal Xr ist ein Steuersignal zur Steuerung des Schalter 26, um nacheinander eine Wahl der Empfangsantennen 22 (Empfangskanäle ch1 bis ch8) in Reihenfolge der Empfangskanäle ch1, ch2, ch3, ..., und ch8 zu ändern.
Der Wahlsignalerzeuger 28 unter der Steuerung von beispielsweise dem Signalprozessor 300 erzeugt periodisch das Wahlsignal Xr, um so einen Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 zu wiederholen; eine Periode (Abtastperiode) Ts der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 ist kürzer als die Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss.
In der zweiten Ausführungsform wird das Zeitintervall tc zwischen jeder aufeinanderfolgenden Wahl von Empfangskanälen für jede Abtastperiode Ts geändert. D. h., die Abtastperiode Ts wird für jede Sequenz (Zyklus) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle geändert.
Der Wahlsignalerzeuger 28 setzt das Zeitintervall tc beispielsweise, wie in 3 gezeigt, für die erste Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle auf einen Wert tc1 [ns], und der Wahlsignalerzeuger 28 setzt das Zeitintervall tc auf einen Wert tc2 [ns] ungleich dem Wert tc1. In dieser Ausführungsform kann ein Wert des Zeitintervalls tc beispielsweise auf einen Wert von kleiner oder gleich 0,25 μs gesetzt werden.
D. h., in dieser Ausführungsform ändert der Wahlsignalerzeuger 28 wenigstens einen Wert des Zeitintervalls tc für eine n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle derart, dass sich der Wert des Zeitintervalls tc für die n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls tc für eine (n – 1)-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle unterscheidet (n ist eine ganze Zahl von größer oder gleich 2). Genauer gesagt, der Wahlsignalerzeuger 28 ändert wenigstens die Abtastperiode Ts für eine n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle derart, dass sich die Abtastperiode Ts für die n-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle von der Abtastperiode Ts für die (n – 1)-te Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle unterscheidet.
D. h., der Empfänger 200 weist acht Empfangskanäle ch1 bis ch8 entsprechend den jeweiligen Empfangsantennen 22 auf, und alle der Empfangskanäle ch1 bis ch8 verwenden die eine Empfangseinheit 24a über eine Zeitteilung gemeinsam.
Die Strahlbreite einer Radarwelle, die von der Sendeantenne 16 auszusenden ist, wird, wie in der ersten Ausführungsform, derart eingestellt, dass sie den gesamten Bereich abdeckt, der von der Radarvorrichtung 2 erfassbar ist, und das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw wird auf 8 mm gesetzt.
Der Signalprozessor 300 weist die folgenden Funktionen auf: Abtasten von Werten eines Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle jede Abtastperiode Ts, und Ausführen des Paarabgleichsverfahrens unter Verwendung der Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle, um so wenigstens Positionsinformation eines Ziels zu gewinnen.
Insbesondere weist der Signalprozessor 300 einen Mikrocomputer gewöhnlicher Bauart mit einer CPU, einer Speichereinheit (ROM und/oder RAM) und einer E/A (I/O) auf. Der Signalprozessor 300 weist ferner einen A/D-Wandler auf, der synchron zur Eingabe eines Impulses des Wahlsignals Xr arbeitet, um die Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle des Empfängers 200 in digitale Werte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle des Empfängers 200 zu wandeln, so dass die digitalen Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle in der Speichereinheit gespeichert werden. Der Signalprozessor 300 weist ferner eine Rechenverarbeitungseinheit auf, die dazu ausgelegt ist, die digitalen Abtastwerte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle Operationen der schnellen Fouriertransformation zu unterziehen.
Bei der Radarvorrichtung 2 der zweiten Ausführungsform, die gemäß obiger Beschreibung aufgebaut ist, wird ein Hochfrequenzsignal, das derart moduliert wird, dass seine Frequenz periodisch ansteigt und abfällt, vom Oszillator 12 erzeugt und in der Leistung in ein Sendesignal Ss und ein lokales Signal L geteilt. Das Sendesignal Ss wird von der Sendeantenne 16 als Radarwelle abgestrahlt.
Echos der Radarwelle, die vom Sender 10 abgestrahlt und von Objekte einschließlich eines Ziels reflektiert wird, werden von allen der Empfangsantennen 22 empfangen, so dass ein Empfangssignal Sr entsprechend einem Empfangskanal chi (i einer von 1 bis 8), der vom Empfangsschalter 26 gewählt wird, an die Empfangseinheit 24a gegeben wird.
D. h., nacheinander wird ein beliebiges der Empfangsignale Sr von den Empfangskanälen ch1 bis ch8 gewählt. Ein Zyklus der aufeinander folgenden Wahlen der Empfangssignale Sr von den Empfangskanälen ch1 bis ch8 wird periodisch wiederholt, wobei ein Zyklus (Abtastperiode Ts) hiervon kürzer als die Änderungsperiode Td der Frequenz des Sendesignals Ss ist, so dass Werte eines Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle abgetastet werden. Die abgetasteten Werte des Schwebungssignals B der jeweiligen Empfangskanäle werden an den Signalprozessor 300 gegeben, um in digitale Abtastwerte des Schwebungssignals B gewandelt zu werden.
In dieser Ausführungsform werden, da die Empfangssignale Sr der Empfangskanäle chi nacheinander jede Sequenz gewählt werden, die Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 als Ausgänge der jeweiligen Empfangskanäle ch1 bis ch8 jede Sequenz einem Zeitmultiplexverfahren unterzogen, so dass das Schwebungssignal B jede Sequenz erzeugt wird; ein Beispiel für die Wellenform des Schwebungssignals B ist in der 4A gezeigt. Als Beispiel für die Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 ist die Schwebungssignalkomponente B2 in der 4B gezeigt.
Ferner wird in dieser Ausführungsform die Sequenz (Zyklus) der aufeinander folgenden Wahlen von allen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 jede Abtastperiode Ts innerhalb einer Änderungsperiode Td in der Frequenz des Sendesignals Ss wiederholt, was dazu führt, dass die Anzahl von Werten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 abgetastet wird; die Anzahl von abgetasteten Werten von jeder der Schwebungssignalkomponenten B1 bis B8 wird durch Td/Ts beschrieben. Die benachbarten Abtastzeitpunkte von benachbarten Empfangskanälen für jede Sequenz sind das Zeitintervall tc voneinander verschoben.
Eine Zielinformationserfassungsroutine, die vom Signalprozessor 300 dieser Ausführungsform auszuführen ist, entspricht mit Ausnahme der folgenden Punkte im Wesentlichen derjenigen der ersten Ausführungsform. Aus diesem Grund wird nachstehend unter Bezugnahme auf die 5 im Wesentlichen auf die folgenden Punkte eingegangen.
Wenn die Zielinformationserfassungsroutine gestartet wird, führt die CPU des Signalprozessors 30 die Operationen in den Schritten S110 bis S130 aus. In Schritt S130 berechnet die CPU eine korrigierte Phase θhi(fb) der Phase θi der extrahierten Frequenzkomponente fb der Schwebungssignalkomponente Bi in Übereinstimmung mit der vorstehend beschriebenen Gleichung (4) auf der Grundlage von: der verstrichenen Zeit (ti – t1), d. h. (i – 1)·tc, zwischen dem Zeitpunkt t1, an welchem der erste Empfangskanal ch1 gewählt wird, und dem Zeitpunkt ti, an dem ein Empfangskanal chi zum Zeitpunkt ti gewählt wird, wobei δi eine Phasenverzögerung des Empfangssignals Sr beschreibt, die zuvor zwischen der Empfangsantenne 22 eines entsprechenden Empfangskanals chi und der Empfangseinheit 24a gemessen wurde.
Anschließend führt die CPU die Operationen in den Schritten S140 bis S160 aus, um so den Azimut eines Ziels zu berechnen.
Die Radarvorrichtung 2 der zweiten Ausführungsform ist, wie vorstehend beschrieben, derart konfiguriert, dass die Empfangskanäle ch1 bis ch8 die Empfangseinheit 24 über eine Zeitteilung gemeinsam nutzen. Diese Konfiguration erzielt zusätzlich zu den technischen Effekten, die durch die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform erzielt werden, dahingehend einen technischen Effekt, dass das Erfordernis zum Vorsehen mehrerer kostspieliger Empfangseinheiten wegfällt, wodurch die Größe und die Kosten der Radarvorrichtung 2 reduziert werden können.
Dritte Ausführungsform
Nachstehend wird eine Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 8 beschrieben. Da die Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform und die Radarvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform gleichen Aufbaus sind, wird der Aufbau der Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform nachstehend nicht näher beschrieben. Ein unterschiedlicher Punkt zwischen der Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform und der Radarvorrichtung 1 ist die Reihenfolge der Empfangskanäle ch1, ch2, ch3, ..., und ch8, die nacheinander zu wählen sind.
Insbesondere wählt die Radarvorrichtung 1 die Empfangskanäle ch1 bis ch8 nacheinander in der gleichen Reihenfolge der Empfangskanäle ch1, ch2, ch3, ..., und ch8 für jede Abtastperiode Ts.
Die Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform ist jedoch dazu ausgelegt, die Empfangskanäle ch1 bis ch8 nacheinander in zufälligen Reihenfolgen für jeweilige Sequenzen zu wählen.
Die Radarvorrichtung der dritten Ausführungsform ist beispielsweise, wie in 8 gezeigt, dazu ausgelegt, die Empfangskanäle ch1 bis ch8 nacheinander in der Reihenfolge ch1 → ch4 → ch6 → ch3 → ch2 → ch7 → ch8 → ch5 für einen Zyklus zu wählen (ein Wert der Abtastperiode Ts) und die Empfangskanäle ch1 bis ch8 nacheinander in der Reihenfolge ch5 → ch1 → ch3 → ch4 → ch2 → ch7 → ch6 → ch8 für einen anderen Zyklus zu wählen (anderer Wert der Abtastperiode Ts).
Diese Konfiguration verhindert konstante Unterschiede in der Phase der Empfangssignale Sr, die durch die Reihenfolge der aufeinander folgende Wahlen der Empfangskanäle ch1 bis ch8 verursacht werden, wodurch Fehler im gemessenen Azimut eines Ziels verringert werden; diese Fehler resultieren aus der Reihenfolge der aufeinander folgenden Wahlen der Empfangskanäle ch1 bis ch8. Dies eliminiert folglich eine Kompensation für die Phase θi der extrahierten Frequenzkomponente fb der Schwebungssignalkomponente Bi auf der Grundlage des Koeffizienten H1 in Schritt S130.
Die vorliegende Offenbarung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern kann modifiziert oder umgestaltet werden.
Beispielsweise weist jede der ersten bis dritten Ausführungsform Hornantennen als die Empfangsantennen 22 auf, ist es jedoch denkbar, dass eine andere Art von Antenne, wie beispielsweise eine Patch-Antenne, verwendet wird, die sich von der Hornantenne in Form und Charakteristik unterscheidet, in Abhängigkeit eines Frequenzbandes, das von einer entsprechenden Radarvorrichtung zu verwenden ist, und/oder einem Raum, in dem eine entsprechende Radarvorrichtung zu installieren ist.
In jeder der ersten bis dritten Ausführungsform ist die Strahlbreite der Sendeantenne 16 auf 20 Grad gesetzt, ist die vorliegende Offenbarung jedoch nicht hierauf beschränkt. Wenn das Mitte-zu-Mitte-Intervall dw auf 8 mm gesetzt ist, können die Empfangsantennen 22 Signale innerhalb des maximalen Winkelbereichs von 28,4 Grad (±14,2 Grad) empfangen, wie aus der Gleichung (7) ersichtlich wird. Aus diesem Grund kann durch eine Erhöhung der Strahlbreite von Radarwellen, die von der Sendeantenne 16 abzustrahlen sind, der vom Radar erfassbare Bereich auf einfache Weise bis auf 28,4 Grad erweitert werden.
Obgleich vorstehend veranschaulichende Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben worden sind, ist die vorliegende Offenbarung nicht auf die hierin beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern umfasst einzelne oder alle Ausführungsformen mit Modifikation, Weglassungen, Kombinationen (wie beispielsweise verschiedene Ausführungsformen übergreifende Aspekte), Anpassungen und/oder Wechsel, so wie es Fachleuten ersichtlich sein wird. Die Beschränkungen in den Ansprüchen sind breit zu interpretieren, auf der Grundlage des in den Ansprüchen verwendeten Wortlauts, und nicht auf die in der vorliegenden Anmeldung beschriebenen Beispiele beschränkt, deren Aufbau nicht ausschließlich auszulegen ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2010-253929 [0001]
US 6292129 [0008]
JP 3622565 [0008]
US 6317073 [0097]

Claims

Radarvorrichtung mit: – einem Sender, der dazu ausgelegt ist, ein Sendesignal zu erzeugen, das derart moduliert ist, dass sich seine Frequenz über die Zeit periodisch ändert, und der dazu ausgelegt ist, das Sendesignal als Radarwelle abzustrahlen; – einem Empfänger, der mehrere Empfangskanäle aufweist, wobei jeder der mehreren Empfangskanäle dazu ausgelegt ist, ein Echo der Radarwelle von einem Ziel als Empfangssignal zu empfangen, wobei – der Empfänger dazu ausgelegt ist, auf der Grundlage der Empfangssignale der mehreren Empfangskanäle und eines lokalen Signals einer Frequenz gleich der Frequenz des Sendesignals ein Schwebungssignal auszugeben, wobei das Schwebungssignal aus Ausgängen der mehreren Empfangskanäle gebildet ist; und – einem Signalprozessor, der dazu ausgelegt ist: – nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in Zeitintervallen zu wählen und in einer Abtastperiode eine Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle zu wiederholen, um so Werte des Schwebungssignals abzutasten; – wenigstens ein Paar aus einer ersten Frequenzkomponente von einem der Abtastwerte des Schwebungssignals in einem Modulationsfrequenzzunahmebereich des Schwebungssignals und einer zweiten Frequenzkomponente von einem der Abtastwerte des Schwebungssignals in einem Modulationsfrequenzabnahmebereich des Schwebungssignals zu extrahieren, wobei sowohl die erste Frequenzkomponente als auch die zweite Frequenzkomponente des Schwebungssignals eine lokale Peakstärke des Schwebungssignals aufweisen; und – Positionsinformation des Ziels auf der Grundlage des wenigstens einen Paares aus der ersten und der zweiten Frequenzkomponente des Schwebungssignals zu gewinnen, wobei – der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, einen Wert des Zeitintervalls für eine momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle derart zu ändern, dass sich der Wert des Zeitintervalls für die momentane Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle von einem Wert des Zeitintervalls für eine vorherige Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle unterscheidet.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die mehreren Empfangskanäle aufweisen: – mehrere Empfangsantennen, die jeweils dazu ausgelegt sind, das Echo der Radarwelle von dem Ziel als das Empfangssignal zu empfangen; und – mehrere Empfangseinheiten, die jeweils mit den mehreren Empfangskanälen verbunden sind, wobei jede der Empfangseinheiten dazu ausgelegt ist, ein entsprechendes der Empfangssignale mit dem lokalen Signal zu mischen, und wobei der Empfänger dazu ausgelegt ist, das Schwebungssignal auf der Grundlage von Ausgängen der mehreren Empfangseinheiten als die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle auszugeben, wobei – der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, die Ausgänge der mehreren Empfangseinheiten nacheinander in Zeitintervallen zu wählen und die Sequenz der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangseinheiten in der Abtastperiode zu wiederholen, um so die Werte des Schwebungssignals abzutasten.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die mehreren Empfangskanäle aufweisen: – mehrere Empfangsantennen, die jeweils dazu ausgelegt sind, das Echo der Radarwelle von dem Ziel als das Empfangssignal zu empfangen; – eine Empfangseinheit; und – einen Schalter, der dazu ausgelegt ist, nacheinander die Empfangssignale von den mehreren Empfangsantennen zu wählen, um diese an die Empfangseinheit zu geben, wobei die Empfangseinheit dazu ausgelegt ist, die nacheinander gewählten Empfangssignale mit dem lokalen Signal zu mischen, um das Schwebungssignal auf der Grundlage von aufeinander folgenden Ausgänge der Empfangseinheit auszugeben, wobei – der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle auf der Grundlage der aufeinander folgenden Wahlen der Empfangssignale von den mehreren Empfangsantennen durch den Schalter zu wählen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die mehreren Empfangskanäle eine vorbestimmte Anordnung aufweisen und der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in Reihenfolge der vorbestimmten Anordnung der mehreren Empfangskanäle zu wählen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die mehreren Empfangsantennen in einer Linie angeordnet sind.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, eine Phase der ersten Frequenzkomponente des Schwebungssignals im Modulationsfrequenzzunahmebereich des Schwebungssignals und eine Phase der zweiten Frequenzkomponente des Schwebungssignals im Modulationsfrequenzabnahmebereich des Schwebungssignals zu korrigieren.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor dazu ausgelegt ist, nacheinander die Ausgänge der mehreren Empfangskanäle in zufälligen Reihenfolgen für jeweilige Sequenzen der aufeinander folgenden Wahlen der Ausgänge der mehreren Empfangskanäle zu wählen.