JP4602267B2 - 電子走査式レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子走査式レーダ装置に係わり、特に、車載用のFM-CW方式またはＣＷ方式の電子走査式レーダ装置において、受信信号に含まれる干渉信号の方位を検出し、当該干渉信号を抑圧することのできる電子走査式レーダ装置に関する。

図１は、FM-CWレーダ方式における送受信信号と、ミキシング処理の原理を示すタイムチャート、図２は、対向車線を有する道路環境の一例を示す平面図、図３は、従来のレーダ装置において、他車からの干渉信号か受信された場合の、自車での信号処理状態示す図、図４は、全チャンネル同時受信の場合と、時分割（切替え）受信の場合の、各チャンネルのサンプリング値と、その際の想定される干渉成分信号の状態（折り返し前信号と折り返し後信号）を示す図である。

自動車の衝突事故防止や車間制御のために、先行する車両などの前方物標に対する距離・速度・方位を計測する車載レーダが開発されている。

前方物標に対する距離と相対速度を計測する手法としては、信号処理回路構成が簡易であるなどの理由からFM-CWレーダ方式が採用される。FM-CW方式では、図１（ａ）に示すように、送信アンテナより直線的に周波数が変化する信号Ｓ１を送信する。これが物標に反射してきた信号Ｓ２を受信し、受信信号Ｓ２と送信信号Ｓ１のミキシングを、図１（ｂ）に示すように、行う。これにより、送受信信号の周波数差（ビート周波数ｆｂ）を成分とするビート信号Ｓ３が生成される。このビート周波数は物標から往復伝播遅延時間Δｔに比例しており、ここから距離を換算することができる。

方位を計測する手法としては、短時間で全方位の走査処理が可能ものとして電子走査方式がある。電子走査方式では、対象からの反射波をある規則により配置された複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）で受信する。この受信データのチャンネル間には、各アンテナに対する物標の方位、各アンテナの配置位置及び受信信号周波数によって決定される時間差が生じている。この時間差（または位相差）から物標の方位検出ができる。たとえばそのような手法としてディジタルビームフォーミング（DBF）が知られている。DBFでは受信データをＡＤ変換器でディジタル化した後、各チャネルとベクトルデータ（モードベクトル）との相関をとることで方位検出をおこなうことができる（例えば、非特許文献１参照）。

以上のように、電子走査方式では、複数のアンテナ素子での同時受信データが必要となる。しかしながら、アンテナ素子ごとにＡＤ変換器を用意する構成では、装置が複雑・高価になるため、例えば図５に示すように、各アンテナ素子６とＡＤ変換器１３の間に設けられた切替え器７により、時分割受信する構成のものが提案されている。（たとえば、特許文献１参照）。

このような時分割受信方式では、切替えによる遅延時間τ[k]が各チャンネルに生じる。ここでkはチャンネル番号をあらわす。もし、この切替えによる遅延時間τ[k]がビート周波数ｆｂの周期1/ｆｂに対して無視できるほど小さければ(τ[k]<<1／ｆｂ)、すべてのチャンネルを同時に受信したとみなして処理可能である。しかしながら、コスト面の都合などの理由から、比較的低速な切替え器（VCO2の駆動周波数が比較的低い形態）を採用することがある。この場合、遅延時間が無視できなくなる。各チャンネルにおける受信信号の位相の誤差が大きくなると、対象物（物標）方位の検出が不正確となるため、（１）式によって表される位相Δφ［κ］を各チャンネルで補正することが好ましい。

この位相補正処理により、時分割受信の場合でも正確な方位検出が可能となる。ところで、車載レーダ装置搭載車両が多数往来するような、例えば図２に示すような道路環境では、対向車線を走行する車両に搭載されたレーダからの電波Ｒｘ２が自車に搭載したレーダへ混入することで、自車において放射した電波Ｔｘの物標での反射波Ｒｘ１と対向車からの電波Ｒｘ２との干渉が生じる。特に他車送信アンテナからの直接波は電力レベルが比較的大きく、計測精度に及ぼす影響が大きい。

このような状況では、受信信号中に含まれる干渉成分を抑圧することが有効である。たとえば、特定方位からの成分を抑圧するフィルタを利用して干渉成分を抑圧する方法が提案されている。（例えば、非特許文献２参照）

菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」，科学技術出版，1998 年）。

論文：Adaptive Mainbeam Jamming Suppression for Multi-Function Radars,T.J. Nohara 他著」） 特開平１１−２３１０４０号公報

しかしながら、前述の時分割切替え型のレーダでは、他車からの干渉信号Ｒｘ２成分の方位が適切に求められない場合がある。以下この理由を説明する。

図３（ａ）に示すように、他車からの干渉信号Ｒｘ２成分の変調方式がFM-CW方式やCW方式の場合、ミキシング後の信号Ｒｘ２の干渉成分は、図３（ｂ）に示すように、周波数が変動する連続信号となる。さらにＡＤ変換器によるサンプリングを実施すると、サンプリング周波数Fの1/2倍（いわゆるナイキスト周波数）以上のビート周波数は、図３（ｃ）に示すように、折り返す成分となって現れる。

このように周波数が時間変動しているものに対しては、複数のアンテナ素子を切替え器により切替えるチャンネル切替え方式における、各チャンネルおける受信信号の位相補正量の決定および位相補正処理が困難となる。もしFM−CW変調の傾きが平行に近い条件であれば、干渉成分の周波数変動が比較的緩やかとなるが、その周波数は折り返している可能性があり、位相補量を一意に決定することが困難である。図４に、サンプリング後のデータが同一であっても折返し前周波数によって位相のズレ量が異なる例を示す。図４（ｂ）の切替え受信の場合（切替え遅延時間τ）、点線で示すラインが折り返し前の信号ＢＳであり、実線で示すラインが折り返し後の信号ＡＳとなる。各信号ＢＳ、ＡＳの周期が異なるために、サンプリングの値に対する必要な位相補正量が、各信号ＢＳ、ＡＳで大きく異なることが分かる。

以上のような理由により、FM−CW方式又はＣＷ方式の時分割受信型電子走査型レーダでは、干渉成分の方位を適切に求めることが難しい。そのため、方向性を利用した干渉抑圧処理の適用は困難であるという問題があった。

そこで、本発明は、前述の問題点を解決するため、FM−CW方式又はＣＷ方式の時分割受信型電子走査型レーダにおいても、方向性を利用した干渉抑圧が可能な、電子走査式レーダ装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、連続波からなる送信信号（Ｔｘ）を、放射自在な送信アンテナ（５）、複数のアンテナ素子（６）からなる受信アンテナ、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号（Ｒｘ）と前記送信信号をミキシングして前記複数のアンテナ素子（６）に対応した複数チャンネル分（例えば、Ｋチャンネル分）のビート信号（Ｓ３）を得るミキサ（１０）、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子（６）間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ（７）、前記ミキサで得られたビート信号（Ｓ３）を所定のサンプリング周波数（ｆ_Ｓ）でサンプリングして前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分の受信データ（ＤＴ１）を得る、Ａ／Ｄ変換器（１３）、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データ（ＤＴ１）に基づいて物標の距離、相対速度などを検出する、物標検出部（１７）、を有する、電子走査式レーダ装置（１）において、
前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データ（ＤＴ１）を、各チャンネルについて時間方向に複数の短時間データ（ＳＤ）に切り出す、短時間データ切出し部（１９）、
前記各チャンネルについて、前記複数の短時間データ（ＳＤ）の周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部（２０）、
前記周波数スペクトルから、干渉波の干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部（１８）、
前記干渉波の干渉成分周波数から、前記干渉波の折り返し前周波数の候補（ｆ_ＢＢ）を複数生成し、各候補についての位相補正量を演算生成して、該位相補正量に基づいて前記干渉成分周波数について位相補正を行う、複数の位相補正部（２１）、
前記各位相補正後の前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って、前記各周波数候補について方位方向の電力の最大ピーク（図１０のＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）をそれぞれ抽出する、複数の最大ピーク方向抽出部（２３）、
前記各周波数候補の最大ピークの中で、最大のピーク電力（図１０のＰ２など）を示す前記周波数候補を選択して、当該選択された周波数候補の前記最大ピーク電力の方位（θ）から、前記干渉成分の到来方位を推定する、干渉方向選択部（２５）、
前記推定された干渉成分の到来方位から、当該干渉成分を抑圧するフィルタを前記短時間データ切出し部で切り出された短時間データに作用させ、前記干渉成分を抑圧する、干渉方向成分除去部（２６）、
前記干渉成分が抑圧された前記短時間データを、マージして切り出し前の長さのデータに復元する、バッファ部（２７）、
を有し、
前記復元されたデータに基づいて、前記物標の距離、相対速度などを検出することを特徴として構成される。

請求項２の発明は、連続波からなる送信信号を、放射自在な送信アンテナ、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして、前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分のビート信号を得るミキサ、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分の受信データを得る、Ａ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに基づいて物標の距離、相対速度などを検出する、物標検出部、を有する、電子走査式レーダ装置において、
前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データを、各チャンネルについて時間方向に複数の短時間データに切り出す、短時間データ切出し部、
前記各チャンネルについて、前記複数の短時間データの周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部、
前記周波数スペクトルから、干渉波の干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部、
前記干渉波の干渉成分周波数から、前記干渉波の折り返し前周波数の候補を複数生成し、各候補についての位相補正量を演算生成して、該位相補正量に基づいて前記干渉成分周波数について位相補正を行う、複数の位相補正部、
前記各位相補正後の前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って、前記各周波数候補について方位方向の電力の最大ピークをそれぞれ抽出する、複数の最大ピーク方向抽出部、
前記各周波数候補の最大ピークの中で、最大のピーク電力を示す前記周波数候補を選択して、当該選択された周波数候補の前記最大ピーク電力の方位から、前記干渉成分の到来方位を推定する、干渉方向選択部、
前記ミキサで前記干渉波とのミキシング時に生じる可能性の有る干渉成分のビート周波数の遷移パターン（図１２（ｄ）のＰＡＴ１，ＰＡＴ２，ＰＡＴ３）を、複数個、予め記録したメモリ、
前記干渉方向選択部（２５）で推定された前記干渉波の折り返し前周波数（図１２（ｂ）参照）と、前記メモリ内の複数の遷移パターンを比較して、推定された前記干渉波の折り返し前周波数がそれら遷移パターンの何れに当てはまるかを判定して選択し、当該選択された遷移パターンに基づいて、前記干渉波の折り返し前周波数の推定結果を訂正し、その結果を出力する、折り返し前周波数遷移訂正フィルタ部（３６）、
前記推定された干渉成分の到来方位、及び前記折り返し前周波数遷移訂正フィルタ部から出力された訂正された前記干渉波の折り返し前周波数の推定結果に基づいて、干渉成分を抑圧するフィルタを前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに作用させ、該受信データの前記干渉成分を抑圧する、干渉方向成分除去部、
を有して、構成される。

請求項３の発明は、前記干渉方向成分除去部（２６）で前記フィルタにより抑圧される前記干渉成分以外のビート信号の低下量を、前記干渉方向選択部（２５）で推定された前記干渉成分の到来方位に基づいて、信号抑圧特性マップ（ＭＡＰ）として算出し出力する信号抑圧量マップ生成部（３７）を設け、
て構成される。

請求項１の発明によれば、対向車などからのＦＭ−ＣＷ、ＣＷレーダ波などを干渉波として受信したような場合などにおいて、干渉成分周波数の時間変動があっても、当該干渉波の短時間データを切り出して処理する構成としたため、切り出した時間範囲では周波数がほとんど変わらず、周波数スペクトル算出部（２０）と干渉周波数検出部（１８）によって、その時間区間での干渉成分周波数を検出することができる。これにより、FM−CW方式又はＣＷ方式の時分割受信型電子走査型レーダにおいても、方向性を利用した干渉抑圧が可能となる。

また、折り返し後の周波数からすべての可能性のある折り返し前周波数を考慮し、「位相補正」「ＤＢＦ処理」を行い、さらにその最大ピーク（Ｐ１〜Ｐ４）を抽出し、複数の可能性のある候補のなかから、尤もらしい方位を選択して干渉方向とする構成としたため、折り返しのある周波数に対しても適切な干渉方位が検出できる。

請求項２の発明によれば、雑音などの揺らぎにより折返し前ビート周波数を誤った場合でも、複数の遷移パターンを折り返し前周波数の候補として当てはめることにより、推定された折り返し前周波数から当該折り返し前周波数に対応する遷移パターンを選択し、当該選択された遷移パターンに当てはまらない部分を訂正するようにしたので、雑音の揺らぎの影響を受けやすい弱い干渉成分でも方位検出精度を向上させ、除去が可能となる。

請求項３の発明によれば、干渉信号成分の抑圧処理に伴って生じる、本来の受信信号Ｒｘに対する信号抑圧の量を把握するため、信号抑圧量マップＭＡＰを生成し出力するようにしたので、これを後段の追従処理において利用（補正）することが可能となる。即ち、干渉成分除去に際した処理に伴う信号低下の度合いを後段の物標追従部３５などで把握補正することができるので、干渉成分に妨害されても、物標をロストしにくい追従を行うことができる。

なお、括弧内の番号等は、図面における対応する要素を示す便宜的なものであり、従って、本記述は図面上の記載に限定拘束されるものではない。

以下、図面に基づき、本発明の実施例を説明する。

図５は、本発明による電子走査式レーダ装置の１実施例を示すブロック図、図６は、短時間データ切り出し処理の内容を示す模式図、図７は、周波数スペクトル算出処理の内容を示す模式図、図８は、各時刻における干渉信号の瞬時ビート周波数を示す模式図、図９は、瞬時ビート周波数から生成された折り返し前の周波数候補を示す模式図、図１０は、折り返し前の周波数候補について、各方位のピークを表した図、図１１は、電子走査式レーダ装置の別の実施例を示す図、図１２は、推定された折り返し前の周波数候補から、遷移パターンを当てはめて干渉信号を推定する説明図、図１３は、電子走査式レーダ装置の更に別の実施例を示す図、図１４は、信号抑圧量マップの一例を示す図である。

図５は、本発明の一実施形態である電子走査式レーダ装置１を示す構成図である。このレーダ装置１は、連続波（ＣＷ）に周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号Ｔｘを用いるＦＭ−ＣＷレーダ装置である。また、受信用アレーアンテナ８においてデジタルビームフォーミング処理を行うＤＢＦレーダ装置である。このレーダ装置１は、自動車に搭載されるいわゆる車載用レーダ装置であり、前方を走行する車輌（物標）までの距離やその相対速度などを検知するものである。このレーダ装置１の検知結果は、車輌走行の制御情報等に利用される。送信電波にはマイクロ波が用いられている。

このレーダ装置１では、切換スイッチ７利用することにより、ＲＦアンプ９やミキサ１０などのアナログデバイスを全体で一組だけ備えた構成となっている。レーダ装置１は、送受信部４を有しており、送受信部４は、中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）の発振器２と、アンプ３と、送信アンテナ５とを備えている。発振器２は、図示しない変調用の直流電源から出力される制御電圧によって、周波数ｆ０の搬送波に対して周波数変調幅ΔＦの三角波変調を掛けた信号、すなわち周波数ｆ０±ΔＦ／２の被変調波（送信信号Ｔｘ）を出力する。被変調波はアンプ３で増幅され、送信アンテナ５から電磁波として放射される。なお、送信信号Ｔｘの一部は受信検波用のローカル信号としてミキサ１０に出力される。送信用アンテナ５は水平方向に所望の指向性を持たせるために、例えば図示しない４つの要素アンテナから構成されている。

送受信部４に設けられた受信用アレーアンテナ８は、第１チャネル（♯１）から第Ｋチャネル（♯Ｋ）までの各チャネルに対応するＫ個の直線等間隔アレーアンテナ素子６備えている。各アンテナ素子６はそれぞれ２つの要素アンテナで構成され、送信アンテナ１３と同様に水平方向に固定の指向性を持たせている。切換スイッチ７は、Ｋ個の入力端子と１個の出力端子とを有し、各入力端子にはアレーアンテナ８の各アレーアンテナ素子６が１個づつ接続されている。出力端子は入力端子のいずれか一つと接続されるものであり、切換信号（クロック信号）により、その接続は周期的に切替えられる。接続切替えは、回路上で電気的に行われる。

受信信号Ｒｘは切替えスイッチ７で周期１／ｆｓｗで時分割多重化される。ここで、切替えの順番はランダムに行うものとする。たとえば、受信アンテナが、5チャンネル（個）の等間隔アレイアンテナ素子６から構成される場合であれば、切替え順番を端から順番ではなく、 1ch → 5ch → 4ch → 2ch → 3chのように切替える。時分割多重化された信号は、ＲＦアンプ９で増幅され、ミキサ１０により分配された送信信号Ｔｘとミキシングされる。このミキシングにより受信信号Ｒｘはダウンコンバートされ、図１（ｂ）に示すように、送信信号Ｔｘと受信信号Ｒｘとの差信号であるビート信号Ｓ３が生成される。受信信号Ｒ_Ｘ及び送信信号Ｔ_Ｘに基づいてビート信号Ｓ３を得る処理の詳細は、例えば特開平１１−１３３１４２号公報などで述べられている公知技術なので、本明細書ではその詳細な説明は省略する。

ところで、三角波変調ＦＭ−ＣＷ方式では、相対速度が零のときのビート周波数をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、周波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数をｆｂ１、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（２）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ
…（３）
が成り立つ。

従って、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（４）及び（５）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（４）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（５）
ｆｒおよびｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと速度Ｖを次の（６）（７）式により求めることができる。
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（６）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（７）
ここに、Ｃは光の速度、ｆｍはＦＭ変調周波数である。

生成されたビート信号Ｓ３は、アンプ１１、ローパスフィルタ１３を経由して、A／D変換器１３にてサンプリング周波数ｆｓでN個のデータとしてサンプリング量子化される。そして次式のようなK（チャンネル）×N個の受信データＤＴ１としてバッファ部１４へ蓄積され、物標検出部１７に出力される。

物標検出部１７は、図５に示すように、干渉抑圧部３０，ビート周波数検出部３１，位相補正部３２及び方位検出部３３を有しており、干渉抑圧部３０は、短時間データ切り出し部１９，周波数スペクトル算出部２０，干渉周波数検出部１８，位相補正部２１，ＤＢＦ（デジタルビームフォーミング）処理部２２、最大ピーク方向抽出部２３及び干渉方向選択部２５，干渉方向成分除去部２６及びバッファ部２７を有している。

短時間データ切り出し部１９では、図６に示すように、各アレーアンテナ素子６に対応する各チャンネルについて、それぞれ時間方向にN個蓄積された受信データＲＤを、次式のようなM個づつの短いデータＳＤに切り出す。

次に、周波数スペクトル算出部２０では、短時間に切り出したデータに対し、図７及び式（１０）に示すように、離散フーリエ変換を行い周波数領域へのデータに変換して、周波数スペクトルを演算算出する。

干渉周波数検出部１８では、Kチャンネル分の離散フーリエ変換後電力の平均を求め、図８に示すように、さらにその周波数方向のピークを検出しそのピークの平均電力レベルが最大となる周波数をもって、各時刻tでの干渉成分の瞬時ビート周波数（干渉成分周波数）として求める。これを

と表記する。

位相補正部２１では、干渉成分の瞬時ビート周波数ｆ_BA[t]から、図９に示すように、干渉成分の折返し前瞬時ビート周波数ｆ_ＢＢの候補を複数生成する。

p_MAXについては、折返し前として想定される最高のビート周波数から決定する。
さらに、この折返し前瞬時ビート周波数ｆ_ＢＢの複数候補から、各折り返し前瞬時ビート周波数に対応した位相補正量Δφをそれぞれ演算生成する。

この複数の位相補正量Δφを使って、短時間フーリエ変換後データの該当する干渉成分ビート周波数ｆ_ＢＡの位相補正を行う。位相補正後の短時間フーリエ変換データをYｃで表現する。

次に、ＤＢＦ処理部２２では、位相補正後の短時間フーリエ変換データYcに対して公知のDBF（デジタルビームフォーミング）処理を行う。DBF処理詳細については、非特許文献１に詳しい説明がある。ここでθはDBF走査する方位を表す。

ここで、前述のようなランダムなチャネル切替え方法が行われている状況では、補正が適切に行われない候補では、ステアリングベクトルとの相関が低くなる。補正が適切に行われた候補では、ステアリングベクトルとの相関が高くなり、干渉方向でのエネルギーが最大となると期待出来る。そこで、DBF後のピークが最大を示す候補をもって、干渉のビート周波数と方向を決定することができる。

そこで、最大ピーク方向抽出部２３では、図１０に示すように、折返し前周波数の複数候補ごとに方位方向のピークの最大値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を検出する。

次に、干渉方向選択部２５では、図１０に示す、折返し前周波数の複数候補の中から、そのピークレベルがもっとも高くなる候補番号（図１０の場合、Ｐ２）を選択する。この候補番号から、干渉成分の到来方位θT[t]および干渉成分の折返し前ビート周波数ｆ_BT[t]を推定する。

干渉方向成分除去部２６では、検出された干渉成分の到来方位から、次のような干渉成分を抑圧する射影行列を時刻ごとに生成する。

ここで

これを、短時間データ切り出し部１９から出力される、短時間データに切り出された状態の、元の受信データＳＤ（図６参照）に施すことにより干渉成分が抑圧できる。

バッファ部２７では、干渉信号成分が抑圧された短時間データＳＤ、即ちｘ_C[t]を元のデータ数分蓄積して、短時間データ切り出し部１９で切り出され、更に干渉方向成分除去部２６で干渉方向成分が抑圧除去された短時間データＳＤを、切り出し以前の受信データＲＤ、ＤＴ１（図６参照）に復元し、後段のビート周波数検出部１７へ送る。この状態で、後段のビート周波数検出部３１へは、図５の送受信部５のバッファ部１４に蓄積されたビート信号から、干渉波成分が除去（抑圧）された形の信号が適切に出力される。

物標検出部１７の干渉抑圧部３０で干渉成分が抑圧されたビート信号は、ビート周波数検出部３１、位相補正部３２及び方位検出部３３で公知の処理が施され、自車と先行車両などの物標との距離、相対速度、方位などが演算され、更に、図５に示す、物標追従処理部３５において、時間的な追跡処理を行って前方の車両を検出するなどの演算処理を行う。なお、物標追従処理部３５における詳しい処理内容については、特開２００３−２７０３４１号公報などにその詳細が述べられている公知技術なので、本明細書でははその説明を省略する。また、ビート周波数検出部３１、位相補正部３２及び方位検出部３３での処理は、非特許文献１等に詳細に述べられており、公知の手法となっているので、ここでは、その詳細な説明は省略する。

なお、本実施例では、これらの処理部とその動作内容をマイクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサー等で動作する信号処理ソフトウエアとしての実現を想定して説明を行うが、FPGAやLSI等の半導体デバイス上の集積回路としての実現も可能である。

以上の実施例において、干渉抑圧部３０を構成する各処理部は、以下のような機能を有する。即ち、
Ａ）前段のバッファ部からの受信した多チャンネルデータを複数チャネ短時間データに切り出す、短時間データ切り出し部１９、
Ｂ）短時間データから短時間周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部２０、
Ｃ）短時間周波数スペクトルから干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部１８、
Ｄ）検出した干渉成分周波数から複数の折返前周波数を想定し、各折り返し前周波数について位相補正を行う、位相補正部２１、
Ｅ）各位相補正後のデータに対しDBF（デジタルビームフォーミング）処理を行う、複数のＤＢＦ処理部２２
Ｆ）ＤＢＦ処理結果から、方位方向のピークを抽出しその電力レベルが最大となる方位とそのピークレベルを抽出する、複数の最大ピーク方向抽出部２３、
Ｇ）複数のピーク方位・ピーク電力の中からピーク電力が最大となるもの選択し、その選択されたピークに対応する方位をもって、干渉方位を検出する、干渉方向選択部２５、
Ｈ）選択された干渉方向に基づき、短時間複数チャネルデータからその方位方向の成分を抑圧するフィルタを作用させる、干渉方向成分抑圧部２６、
Ｉ）干渉成分抑圧後の短時間複数チャネルデータをマージしてもとの長さのデータ長を復元する、バッファ部２７。

このように、対向車などからのＦＭ−ＣＷ、ＣＷレーダ波などを干渉波として受信したような場合などにおいて、干渉成分周波数の時間変動があっても、当該干渉波の短時間データを切り出して処理する構成としたため、切り出した時間範囲では周波数がほとんど変わらず、周波数スペクトル算出部２０と干渉周波数検出部１８によって、その時間区間での干渉成分周波数を検出することができる。

さらに、折り返し後の周波数からすべての可能性のある折り返し前周波数を考慮し、「位相補正」「ＤＢＦ処理」を行い、さらにその最大ピークを抽出し、複数の可能性のある候補のなかから、尤もらしい方位を選択して干渉方向とする構成としたため、折り返しのある周波数に対しても適切な干渉方位が検出できる。

そして、干渉方位から干渉方向成分を除去し、短時間データをマージする機構を備えた構成により、時分割受信型のレーダにおいても、干渉方位を利用した干渉抑圧処理を実現することができる。

図１１に、レーダ装置における干渉抑圧部３０の別の例を示すが、図５の干渉抑圧部３０と同じ部分は、同じ符号を付して、当該部分の説明を省略する。また、レーダ装置の干渉抑圧部３０以外の構成は、図５の場合と同様である。

図１１のレーダ装置１は、図５のレーダ装置１と比較して折返前周波数遷移訂正フィルタ部３６を追加した構成である。折返前遷移訂正フィルタ部３６では、図１２（ｄ）に示すように、ミキサ１０での干渉波とのミキシング処理時に生じる可能性のある、干渉波成分のビート周波数の遷移パターンＰＡＴ１，ＰＡＴ２，ＰＡＴ３を予め複数記録しておき、この遷移パターンＰＡＴ１，ＰＡＴ２，ＰＡＴ３と干渉方向選択部２５で推定された干渉成分の折返し前ビート周波数を比較して、干渉方向選択部２５で推定された折返し前ビート周波数を適切に訂正する。

例えば、この図の例であれば、干渉方向選択２５部より検出された折返し前周波数推定結果は、図１２（ｂ）に示すように、雑音等の揺らぎにより誤差を含むものとなっている。この選択部の出力に対し、事前に演算して適宜なメモリに格納された、ありうる遷移パターンＰＡＴ１，ＰＡＴ２，ＰＡＴ３を当てはめ、もっとも合致する候補が多いものを、すなわち多数決にてどの遷移パターンに当てはまるかを判定し、当てはまる遷移パターンを選択する。そして、選択されたパターンに当てはまらない結果を、該選択された遷移パターンに従って訂正する。図１２の例では、パターンＰＴ２に合致する推定結果が多いため、本来のパターンはパターンＰＴ２で示される周波数パターンだったと判断する。さらにパターンＰＴ２の線に合致しない推定結果を、当該パターンＰＴ２に合致させる形で訂正して、図１２（ｃ）に示すように、干渉波の最も正しいと思われるビート周波数を決定する。図１２（ｃ）に示す、折返し前ビート周波数推定結果と干渉方位推定結果を利用して、前述のとおり干渉抑圧を行う。

なお、図１１の場合、バッファ部２７が、図５の場合と異なり、干渉方向成分除去部２６の手前に設けられている。これは、図５の場合には、干渉方向成分除去部２６による干渉方向成分の除去は、図６の短時間データに切り出された状態の受信データＳＤの複数（Ｋ）チャンネル分に対して行われるが、図１１の実施例の場合には、後述するように、一旦、バッファ部２７で、短時間データＳＤを元のデータ数分蓄積して、切り出し以前の複数（Ｋ）チャンネル分の受信データＤＴ１（図６参照）に復元した状態の信号に対して行うからである。

このように、雑音などの揺らぎにより折返し前ビート周波数を誤った場合でも、複数の遷移パターンを折り返し前周波数の候補として当てはめることにより、該当する遷移パターンを選択し、当該選択された遷移パターンに当てはまらない部分を訂正するようにしたので、雑音の揺らぎの影響を受けやすい弱い干渉成分でも方位検出精度を向上させ、除去が可能となる。

図１３に、レーダ装置の更に別の例を示すが、図５と同じ部分は、同じ符号を付して、当該部分の説明を省略する。図５の装置と比較して、信号抑圧量マップ生成部３７が追加されている。信号抑圧量マップ生成部３７で生成された信号抑圧量マップを物標追従部３５へ出力する構成としている。

信号抑圧量マップ生成部３７以外の動作は図５の装置に準ずる。よって、信号抑圧量マップ生成部３７の動作を中心に説明する。干渉方向選択部２５にて求められた干渉方向から次の方位ビート周波数に依存した信号抑圧量マップＭＡＰを算出する。

図１４に、fb=100kHzの場合の信号抑圧量マップＭＡＰ、即ち、Loss(θ,100kHz)を示す。この信号抑圧量マップは、後段の物標追従部３５へ入力される。後段の追従処理では、物標検出の信頼度算出に物標検出時のパワーを利用するが、干渉抑圧部の干渉方向成分の除去処理により、干渉成分だけでなく、ビート信号の干渉成分以下の所望信号成分も低下している。その低下量をここで計算する抑圧量マップＭＡＰで演算把握して、補正を行うことができ、より正確な追従処理が可能となる。

干渉信号成分の抑圧処理に伴って生じる、本来の受信信号Ｒｘに対する信号抑圧の量を把握するため、信号抑圧量マップＭＡＰを生成し、これを追従処理へ入力し利用（補正）する構成としたため、信号低下の度合いを物標追従部３５で把握補正することができる。そのため、干渉成分に妨害されても、物標をロストしにくい追従を行うことができる。
なお、本発明は、FM-CW方式の電子走査式レーダ装置に限らず、ＣＷ方式の電子走査式レーダ装置にも適用が可能である。

本発明は、車載用のFM-CW方式またはＣＷ方式の電子走査式レーダ装置に利用することが出来る。

図１は、FM-CWレーダ方式における送受信信号と、ミキシング処理の原理を示すタイムチャート。 図２は、対向車線を有する道路環境の一例を示す平面図。 図３は、従来のレーダ装置において、他社からの干渉信号か受信された場合の、自車での信号処理状態示す図。 図４は、全チャンネル同時受信の場合と、時分割（切替え）受信の場合の、各チャンネルのサンプリング値と、その際の想定される干渉成分信号の状態（折り返し前信号と折り返し後信号）を示す図。 図５は、本発明による電子走査式レーダ装置の１実施例を示すブロック図。 図６は、短時間データ切り出し処理の内容を示す模式図。 図７は、周波数スペクトル算出処理の内容を示す模式図。 図８は、各時刻における干渉信号の瞬時ビート周波数を示す模式図。 図９は、瞬時ビート周波数から生成された折り返し前の周波数候補を示す模式図。 図１０は、折り返し前の周波数候補について、各方位のピークを表した図。 図１１は、電子走査式レーダ装置の別の実施例を示す図。 図１２は、推定された折り返し前の周波数候補から、遷移パターンを当てはめて干渉信号を推定する説明図。 図１３は、電子走査式レーダ装置の更に別の実施例を示す図。 図１４は、信号抑圧量マップの一例を示す図である。

符号の説明

１……電子走査式レーダ装置
５……送信アンテナ
６……アンテナ素子
７……切り替えスイッチ
１０……ミキサ
１３……Ａ／Ｄ変換器
１７……物標検出部
１８……干渉周波数検出部
１９……短時間データ切出し部
２０……周波数スペクトル算出部
２１……位相補正部
２５……干渉方向選択部
２６……干渉方向成分除去部
２７……バッファ部
３６……折り返し前周波数遷移訂正フィルタ部
３７……信号抑圧量マップ生成部
ＭＡＰ……信号抑圧量マップ
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４……ピーク
Ｓ３、ＲＤ……ビート信号
Ｒ_Ｘ……受信信号
Ｔ_Ｘ……送信信号
ｆｓ……サンプリング周波数
ｆ_ＢＢ……折り返し前周波数

Claims (3)

1. 連続波からなる送信信号を、放射自在な送信アンテナ、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして、前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分のビート信号を得るミキサ、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分の受信データを得る、Ａ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに基づいて物標の距離、相対速度などを検出する、物標検出部、を有する、電子走査式レーダ装置において、
   前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データを、各チャンネルについて時間方向に複数の短時間データに切り出す、短時間データ切出し部、
   前記各チャンネルについて、前記複数の短時間データの周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部、
   前記周波数スペクトルから、干渉波の干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部、
   前記干渉波の干渉成分周波数から、前記干渉波の折り返し前周波数の候補を複数生成し、各候補についての位相補正量を演算生成して、該位相補正量に基づいて前記干渉成分周波数について位相補正を行う、複数の位相補正部、
   前記各位相補正後の前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って、前記各周波数候補について方位方向の電力の最大ピークをそれぞれ抽出する、複数の最大ピーク方向抽出部、
   前記各周波数候補の最大ピークの中で、最大のピーク電力を示す前記周波数候補を選択して、当該選択された周波数候補の前記最大ピーク電力の方位から、前記干渉成分の到来方位を推定する、干渉方向選択部、
   前記推定された干渉成分の到来方位から、当該干渉成分を抑圧するフィルタを前記短時間データ切出し部で切り出された短時間データに作用させ、前記干渉成分を抑圧する、干渉方向成分除去部、
   前記干渉成分が抑圧された前記短時間データを、マージして切り出し前の長さのデータに復元する、バッファ部
   を有し、
   前記復元されたデータに基づいて、前記物標の距離、相対速度などを検出することを特徴とする、電子走査式レーダ装置。
2. 連続波からなる送信信号を、放射自在な送信アンテナ、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして、前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分のビート信号を得るミキサ、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分の受信データを得る、Ａ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに基づいて物標の距離、相対速度などを検出する、物標検出部、を有する、電子走査式レーダ装置において、
   前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データを、各チャンネルについて時間方向に複数の短時間データに切り出す、短時間データ切出し部、
   前記各チャンネルについて、前記複数の短時間データの周波数スペクトルを算出する、周波数スペクトル算出部、
   前記周波数スペクトルから、干渉波の干渉成分周波数を検出する、干渉周波数検出部、
   前記干渉波の干渉成分周波数から、前記干渉波の折り返し前周波数の候補を複数生成し、各候補についての位相補正量を演算生成して、該位相補正量に基づいて前記干渉成分周波数について位相補正を行う、複数の位相補正部、
   前記各位相補正後の前記干渉成分周波数に対してデジタルビームフォーミング処理を行って、前記各周波数候補について方位方向の電力の最大ピークをそれぞれ抽出する、複数の最大ピーク方向抽出部、
   前記各周波数候補の最大ピークの中で、最大のピーク電力を示す前記周波数候補を選択して、当該選択された周波数候補の前記最大ピーク電力の方位から、前記干渉成分の到来方位を推定する、干渉方向選択部、
   前記ミキサで前記干渉波とのミキシング時に生じる可能性の有る干渉成分のビート周波数の遷移パターンを、複数個、予め記録したメモリ、
   前記干渉方向選択部で推定された前記干渉波の折り返し前周波数と、前記メモリ内の複数の遷移パターンを比較して、推定された前記干渉波の折り返し前周波数がそそれら遷移パターンの何れに当てはまるかを判定して選択し、当該選択された遷移パターンに基づいて、前記干渉波の折り返し前周波数の推定結果を訂正し、その結果を出力する、折り返し前周波数遷移訂正フィルタ部、
   前記推定された干渉成分の到来方位、及び前記折り返し前周波数遷移訂正フィルタ部から出力された訂正された前記干渉波の折り返し前周波数の推定結果に基づいて、干渉成分を抑圧するフィルタを前記サンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに作用させ、該受信データの前記干渉成分を抑圧する、干渉方向成分除去部、
   を有する、電子走査式レーダ装置。
3. 前記干渉方向成分除去部で前記フィルタにより抑圧される前記干渉成分以外のビート信号の低下量を、前記干渉方向選択部で推定された前記干渉成分の到来方位に基づいて、信号抑圧量マップとして算出し出力する信号抑圧量マップ生成部を設け、
   て構成した、請求項１記載の電子走査式レーダ装置。
   

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