JP2004266972A - 交流−交流電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流波形、出力電圧波形に歪みのない正弦波を得て、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えず、しかも検出遅れなしに出力電流の検出を可能として電動機等の高性能な制御を実現する。
【解決手段】電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置に関する。ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段３５と、前記オンオフ期間の比に基づき、整流器１０のキャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、整流器１０のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、ＰＷＭインバータ２０のキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段４１とを備える。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを有することなく、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧から多相の交流電圧を出力する半導体電力変換装置に関し、特に、入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減するようにした交流−交流電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本出願人は、特願２００３−２９０３号として、この種の交流−交流電力変換装置を既に出願した。
この先願に係る交流−交流電力変換装置は、電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、ＰＷＭ整流器のキャリアに対するＰＷＭインバータのキャリアの位置を、ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形がほぼ正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、を備えたものである。
【０００３】
要約すれば、上記電力変換装置においては、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ比に合わせてＰＷＭインバータのキャリア（三角波）のピーク位置を移動することによりキャリアの傾きをＰＷＭ整流器側とは異ならせ、このキャリアを電圧指令と比較してインバータ側のＰＷＭパルスを得るものである。
ここで、直流リンク部にエネルギーバッファとしての平滑用のフィルタがない場合、インバータの出力電圧がゼロのときはインバータの入力電流（直流リンク部の電流）がゼロとなる。このため、ＰＷＭ整流器側では、直流リンク部の電流をゼロにするために各相の入力電流波形が一部削られることになり、その結果、各相の入力電流波形に不平衡が生じる。
従って、インバータ側の制御ではゼロ電圧発生のタイミングが重要となり、入力電流波形の不平衡を防止するためには、ゼロ電圧の発生によって直流リンク部の電流がゼロとなる期間を、ＰＷＭ整流器側の各相導通期間（ＰＷＭパルス）に対してほぼ同一の比率にする（直流リンク部の電流がゼロとなる期間をＰＷＭ整流器側のＰＷＭパルスに対して均等に配置する）必要がある。
【０００４】
ここで、図６は、上記先願におけるインバータ側のキャリアの発生原理を示している。
ＰＷＭ整流器側の制御により、入力電流はＲ相とＳ相とに分配され、その合成電流がＴ相に流れている。このとき、インバータのゼロ電圧ベクトルによる直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０によって各相入力電流が削除される期間（図６の網掛け部分）は、Ｒ相の電流ｉ_ｒについてもＳ相の電流ｉ_ｓについても、それぞれが流れる期間に対してほぼ同一の比率になることが望ましい。
同時に、キャリア１周期中の直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値を、Ｒ相の導通期間及びＳ相の導通期間で等しくする必要がある。
【０００５】
そこで、図６の如く、インバータ側のキャリアのピーク位置を、ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相（Ｒ相）のオンオフ期間の比（Ｒ相とＳ相のオン期間の比）、つまり図６のＴ_１，Ｔ_２の比に応じて移動させることにより変形三角波とし、Ｒ相のオン期間Ｔ_１及びオフ期間Ｔ_２において、直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値が一致するようにゼロ電圧期間Ｔ_０の発生タイミングを制御する。
このとき、期間Ｔ_１，Ｔ_２の比は、ゼロ電流期間Ｔ_０内の期間ｔ_１，ｔ_２の比と等しくなり、本来のＲ相導通期間Ｔ_２に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｒ相入力電流波形の削除期間ｔ_２の比と、本来のＳ相導通期間Ｔ_１に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｓ相入力電流波形の削除期間ｔ_１の比とが等しくなる。
つまり、直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０を、Ｒ相とＳ相の導通期間の比（Ｔ_２，Ｔ_１の比、すなわちｔ_２，ｔ_１の比）に従って分割するピーク位置を持った変形三角波を発生させ、これをインバータ側のキャリアとして使用することにより、キャリア１周期内の各相の平均電流を一致させ、均等化することができる。
【０００６】
変形三角波の具体的な作成方法としては、ＰＷＭ整流器のスイッチング相であるＲ相のオンオフ比を抽出し、キャリアの正の傾きをＴ_１に比例させ、キャリアの負の傾きをＴ_２に比例させる。
他のＳ相，Ｔ相動作モードでも同様に、ＰＷＭ整流器のスイッチング相のオンオフ期間に比例させて傾きを制御した変形三角波を発生させることで、各相電流が削除される期間をＰＷＭ整流器側の各相の導通期間に対してほぼ同一の比率にすることができ、各相入力電流波形のアンバランスを是正して入力電流波形をほぼ正弦波にすることができる。
【０００７】
この結果、変形三角波ではキャリアの傾きが正負で異なってくるが、キャリア１周期内のＰＷＭパルスはインバータ側の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に応じたオンオフ比となり、キャリア１周期内の平均電圧は電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と一致するので、インバータ側でも所望の出力電圧を得ることができる。
【０００８】
なお、先願である特願２００３−２９０３号は本出願時点において未だ出願公開されていないが、この先願の新規性喪失の例外適用の対象となった文献として、下記の非特許文献１がある。
【０００９】
【非特許文献１】
伊東淳一ほか２名，「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」，社団法人電気学会研究会資料（半導体電力変換・産業電力電気応用合同研究会），ＳＰＣ−０２−７７〜９６，ＩＥＡ−０２−１８〜３７，平成１４年１１月１４日，ｐ．７５−８０
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
前記先願に記載された電力変換装置では、インバータ側で正負の傾きが異なる変形三角波を使用してＰＷＭパルスを発生させるため、図６に示すように、インバータ側のＰＷＭパルスは、インバータ側のキャリアのピークに対しても整流器側のキャリアのピークに対しても、対称に分布しない。
この結果、例えば電力変換装置の出力電流（負荷電流）を指令値に一致させるように出力電圧指令を生成し、この出力電圧指令をキャリアと比較してインバータのＰＷＭパルスを発生させるシステムでは、インバータ側のキャリアのピークまたは整流器側のキャリアのピークのタイミングで出力電流をサンプリングしても電流の平均値を検出することができず、検出電流値はリプルを含んだ値となる。そこで、電流検出器の出力側にフィルタを挿入してリプルを除去しようとすると、フィルタにより発生する検出遅れ時間のため、出力電流の制御性能が悪化するという問題があった。
【００１１】
そこで本発明は、大形のエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えず、しかも検出遅れなしに出力電流の検出を可能として電動機等の負荷の高性能な制御を実現する交流−交流電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、前記直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、を備えたものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換する仮想的なＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から仮想的な直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換する仮想的なＰＷＭインバータとを有するマトリクスコンバータからなる交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、を備えたものである。
【００１４】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器（マトリクスコンバータにおける仮想のＰＷＭ整流器も含む）のキャリアのピークのタイミングで負荷電流をサンプリングする手段を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図である。図１に示す主回路において、１０は半導体交流スイッチ１１〜１６からなる電流形の三相ＰＷＭ整流器（以下、単に整流器ともいう）、２０は環流ダイオードを備えたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子２１〜２６からなる三相電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう）、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。
【００１６】
一方、ＰＷＭ整流器１０及びＰＷＭインバータ２０を制御する制御装置において、３１は整流器１０側の入力電流指令に基づいて台形波指令を発生する台形波指令発生手段、３２は整流器１０側のキャリア（三角波）を発生するキャリア発生手段、３３は台形波指令とキャリアとを比較してＰＷＭパルスを発生する比較手段、３４は比較手段３３からのＰＷＭパルスに基づいて交流スイッチ１１〜１６を駆動するためのゲートパルスを発生するゲートパルス発生手段、３５は上記ＰＷＭパルスから整流器１０のスイッチングしている相のオンオフ比を抽出するオンオフ比抽出手段、４１は前記オンオフ比と、整流器１０側のキャリアとに基づいて、インバータ２０側のキャリアのピークを移動させ、かつ、整流器１０側のキャリアのピーク位置に対して対称なキャリアとしての対称変形三角波を発生する対称変形三角波発生手段、４２は対称変形三角波とインバータ２０側の出力電圧指令とを比較してＰＷＭパルスを発生する比較手段、４３は比較手段４２からのＰＷＭパルスに基づいてスイッチング素子２１〜２６を駆動するためのゲートパルスを発生するゲートパルス発生手段である。
なお、図１において、ｉ_ｄｃ，ｅ_ｄｃは直流リンク部の電流、電圧を示す。
【００１７】
図２は、インバータ２０側のキャリアとして、前記発生手段４１により出力される対称変形三角波を用いた場合の、整流器側ＰＷＭパルス（Ｒ相パルスのみを示す）及びインバータ側の各相ＰＷＭパルスの発生の様子を示している。
本実施形態では、整流器側キャリアのアップ／ダウン（大きさの増加／減少）とスイッチングしている相のオンオフ比に応じて、インバータ側キャリアのアップ／ダウンのパターンを切り替える。詳しくは、インバータ側キャリアのアップ／ダウンの期間の比は、整流器側のスイッチングしている相のＰＷＭパルスのデューティ比に基づいて決定する。すなわち、表１に示す論理により、インバータ側キャリアのアップ／ダウンを決定する。
【００１８】
【表１】

【００１９】
表１に基づいてインバータ側キャリアを生成すると、図２に示すように、インバータ側キャリアは整流器側キャリアのピーク（山，谷）の位置を中心として対称な変形三角波になる。この結果、インバータ２０側のＰＷＭパルスは、整流器側キャリアのピーク位置を中心として対称になる。
従って、整流器側キャリアのピークのタイミングで電力変換装置の出力電流（負荷電流）をサンプリングすれば、電流検出部にリプルを除去するフィルタを設ける等の手段を講じなくても、負荷電流として平均値を時間遅れなく検出することができ、出力電流の制御を高精度に行うことができる。
【００２０】
図１の実施形態において、オンオフ比抽出手段３５は整流器１０のスイッチングしている相（図２の例ではＲ相）のオンオフ比（図２におけるＴ_１，Ｔ_２の比）を検出し、このオンオフ比は対称変形三角波発生手段４１に入力される。また、キャリア発生手段３２から出力される整流器側キャリアも対称変形三角波発生手段４１に入力される。
対称変形三角波発生手段４１では、上記オンオフ比と整流器側キャリアのピークのタイミングとを用い、前記表１の論理に従って増減する図２のインバータ側キャリア（対称変形三角波）を作成し、出力する。
比較手段４２では、このインバータ側キャリアと各相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とを比較し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のインバータ側ＰＷＭパルスを出力する。
【００２１】
図３は、図１における対称変形三角波発生手段４１の具体例をその周辺の構成要素と共に示したブロック図であり、図４は対称変形三角波発生手段４１の動作説明図である。
ここでは、対称変形三角波発生手段４１をディジタルハードウェアにより構成した例を示しているが、アナログ回路により構成することも可能であり、対称変形三角波をソフトウェアにより作成しても良い。
【００２２】
図３において、４１１は排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路であり、整流器側キャリアのアップ／ダウン信号と整流器側のＰＷＭパルスとに基づき、前述した表１の論理に従ってインバータ側キャリアのアップ／ダウン指令を出力する。ここで、整流器側キャリアのアップ信号は論理“１”、ダウン信号は論理“０”、整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈは論理“１”、Ｌｏｗは論理“０”、インバータ側キャリアのアップ指令は論理“１”、ダウン指令は論理“０”に、それぞれ対応する。
【００２３】
排他的論理和回路４１１から出力されるインバータ側キャリアのアップ／ダウン指令は、アップダウンカウンタ４１２に加えられている。このアップダウンカウンタ４１２は、整流器側キャリアのピーク（山，谷）のタイミングで発生するカウンタロード信号により、上記アップ／ダウン指令に従ってインバータ側キャリアのピーク値をアップカウントまたはダウンカウントし、そのカウント値をインバータ側キャリア（対称変形三角波）として出力する。
【００２４】
アップダウンカウンタ４１２４１２のクロックは一定であり、アップカウントまたはダウンカウントする期間は、整流器側ＰＷＭパルスのデューティ比に依存する。従って、図４に示すように、整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈ，Ｌｏｗに応じて、インバータ側キャリアのピーク値は異なってくる。
【００２５】
そこで、あらかじめソフトウェアにより、元のインバータ出力電圧指令からインバータ側キャリアのピーク値に合わせて補正した電圧指令ｖａ_ｎと電圧指令ｖｂ_ｎとを演算し、それぞれ、電圧指令レジスタ４２２，４２３に書き込んでおく。そして、インバータ側キャリアのピーク値が整流器側ＰＷＭパルスのＨｉｇｈ，Ｌｏｗに応じて変化するのに対応させて、比較器４２１により比較する電圧指令をセレクタ４２４により切り替えることとする。ここで、セレクタ４２４は、図３に示したように、整流器側ＰＷＭパルスに基づいて、インバータ側キャリアのピーク値が変化することを認識可能である。
従って、セレクタ４２４から出力される電圧指令は、図４に示す如く、整流器側ＰＷＭパルスがＬｏｗ→Ｈｉｇｈ→Ｌｏｗ→……と変化するにつれて電圧指令レジスタ４２２または４２３の出力を選択し、ｖａ_ｎ−１→ｖａ_ｎ→ｖｂ_ｎ→ｖｂ_ｎ＋１→ｖａ_ｎ＋１→……と変化していく。
【００２６】
このようにしてセレクタ４２４により選択された出力電圧指令とインバータ側キャリアとを比較器４２１にて比較することにより、インバータ２０側のＰＷＭパルスを得るものである。
なお、インバータ側キャリアのピーク値はソフトウェアにより演算し、求めたピーク値をカウンタロード信号により整流器側キャリアの山，谷のタイミングでアップダウンカウンタ４１２へロードする。
【００２７】
次に、図５は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では主回路の電力変換器としてマトリクスコンバータ５０を用いている。このマトリクスコンバータ５０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ５１〜５９を接続して構成されており、各スイッチ５１〜５９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
また、制御装置の構成は図１と実質的に同様であり、図１におけるゲートパルス発生手段３４，４３に代えてＰＷＭパルス合成手段６０が設けられ、その出力パルスが双方向スイッチ５１〜５９に与えられている。
【００２８】
マトリクスコンバータ５０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器１０、ＰＷＭインバータ２０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータをマトリクスコンバータ５０内に仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を合成手段６０により合成してマトリクスコンバータ５０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４を参照）。
【００２９】
すなわち、マトリクスコンバータ５０の電力変換動作は、以下の数式１によって表される。なお、数式１において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_５１〜Ｓ_５９は双方向スイッチ５１〜５９のスイッチング関数である。
【００３０】
【数１】

【００３１】
また、上記スイッチング関数Ｓ_５１〜Ｓ_５９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式２のように表すことができる。
【００３２】
【数２】

【００３３】
従って、本実施形態では、図５における比較手段３３からのＰＷＭパルスに基づく仮想整流器側のスイッチング関数と、対称変形三角波を用いた比較手段４２からのＰＷＭパルスに基づく仮想インバータ側のスイッチング関数とを用いてＰＷＭパルス合成手段６０が数式２によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従って双方向スイッチ５１〜５９をオンオフ制御すればよい。
この場合、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００３４】
この実施形態では、マトリクスコンバータ５０内の仮想整流器のスイッチングしている相のオンオフ比に基づき、対称変形三角波発生手段４１が、仮想整流器キャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、仮想整流器側キャリアのピーク位置に対して対称である対称変形三角波を発生させ、比較手段４２が、この変形三角波と各相の出力電圧指令とを比較することにより、仮想直流リンク部電流がゼロである期間を各相電流に対して均等に配置するようなインバータ側のＰＷＭパルスを発生させる。
仮想整流器側のＰＷＭパルスの発生動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００３５】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、大形のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換装置において、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えず、小形かつ長寿命の電力変換装置を提供することができる。
特に、整流器キャリアのピークのタイミングで負荷電流を検出すれば、検出遅れなしに負荷流の平均値を検出可能であり、高精度な電流制御が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態の動作説明図である。
【図３】図１における対称変形三角波発生手段の具体例を示すブロック図である。
【図４】図３の動作説明図である。
【図５】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図６】先願のＰＷＭパルス発生方法の説明図である。
【符号の説明】
１０：ＰＷＭ整流器
１１〜１６：半導体交流スイッチ
２０：ＰＷＭインバータ
２１〜２６：半導体スイッチング素子
３１：台形波指令発生手段
３２：キャリア発生手段
３３，４２：比較手段
３４，４３：ゲートパルス発生手段
３５：オンオフ比抽出手段
４１：対称変形三角波発生手段
４１１：排他的論理和回路
４１２：アップダウンカウンタ
４２１：比較器
４２２，４２３：電圧指令レジスタ
４２４：セレクタ
５０：マトリクスコンバータ
５１〜５９：双方向スイッチ
６０：ＰＷＭパルス合成手段
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子

Claims (3)

1. 電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、前記直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
   前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、
   を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
2. 電源の多相交流電力を直流電力に変換する仮想的なＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から仮想的な直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換する仮想的なＰＷＭインバータとを有するマトリクスコンバータからなる交流−交流電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
   前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対してピーク位置を変化させ、かつ、前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピーク位置に対して対称である三角波を、前記ＰＷＭインバータのキャリアとして発生する対称変形三角波発生手段と、
   を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載した交流−交流電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ整流器のキャリアのピークのタイミングで負荷電流をサンプリングする手段を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。

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