WO2007123118A1 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

　三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部１と、コンバータ部１により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部２とを備える。上記コンバータ部１は、台形波状電圧指令生成部１１からの台形波状電圧指令信号Ｖr *,Ｖs *,Ｖt *およびキャリヤ信号生成部１５からのキャリヤ信号に基づいて、三相交流入力電圧を直流電圧に変換し、インバータ部は、指令信号補正部(１４,２２,２３)により補正されたインバータ部用指令信号に基づいて、コンバータ部１により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。上記台形波状電圧指令生成部１１は、台形波状電圧指令信号Ｖr *,Ｖs *,Ｖt *の傾斜領域を、所定のテーブルを用いて生成する。

Description

電力変換装置および電力変換装置の制御方法

技術分野

[0001] この発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

背景技術

[0002] インバータの代表的な回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流 を直流に変換し、電圧形変換器により所望の交流を出力する間接形交流電力変換 回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式として は、マトリックスコンバータを代表とする直接形電力変換装置が知られており、商用周 波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアタトルが不要となることから、 変換装置の小型化が期待でき、次世代の電力変換装置として近年注目されつつあ る。

[0003] 従来の直接形電力変換装置としては、三相交流電圧を直流電圧に変換する PWM 整流器と、上記 PWM整流器により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧 に変換する PWMインバータとを備えたものがある (例えば、特開 2004— 266972号 公報参照)。

[0004] この直接形電力変換装置は、入力電流指令に基づ 、て台形波指令信号を生成し 、台形波指令信号とキヤリャ信号とを比較して、 PWM整流器のスイッチング回路をォ ンオフする PWM変調信号を生成している。また、上記キヤリャ信号を変形した三角 波と出力電圧指令とを比較して、 PWMインバータのスイッチング回路をオンオフする PWM変調信号を生成して 、る。

[0005] し力しながら、上記直接形電力変換装置では、入力電流指令に基づいて演算によ り台形波指令信号を生成するので、制御部の演算負荷が増加するという問題がある

[0006] また、上記直接形電力変換装置では、 PWMインバータ側のキヤリャ波形を変形さ せる必要があるため、変調波形生成が複雑であり、制御回路が複雑になるという問題 がある。また、 PWM整流器と PWMインバータに対して、キヤリャ信号を供給するキヤ リャ生成回路を別々に用いた場合も、制御部の回路が複雑になるという問題がある。 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] そこで、この発明の課題は、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる電力変 換装置および電力変換装置の制御方法を提供することにある。

[0008] また、この発明のもう 1つの課題は、制御部の回路を簡略ィ匕できる電力変換装置お よび電力変換装置の制御方法を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0009] 上記課題を解決するため、第 1の発明の電力変換装置は、

台形波状の指令信号を基準信号の位相角に基づ 、て生成する指令信号生成部と キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部と、

上記指令信号生成部からの上記台形波状の指令信号および上記キヤリャ信号生 成部により生成された上記キヤリャ信号に基づいて、三相交流入力電圧を直流電圧 に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換する変換部と を備え、

上記指令信号生成部は、上記台形波状の指令信号の傾斜領域を、所定のテープ ルまたは所定の式を用いて生成することを特徴とする。

[0010] ここで、上記指令信号生成部により台形波状の指令信号を生成するときの上記基 準信号は、変換部が三相交流入力電圧を直流電圧に変換する場合は、三相交流入 力電圧のうちの基準となる信号を用い、変換部が直流電圧を三相交流出力電圧に 変換する場合は、例えば上記三相交流出力電圧を作るための基準となる信号を用 いる。

[0011] 上記構成によれば、上記指令信号生成部により、台形波状の指令信号の傾斜領 域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することによって、複雑な演算に より台形波状の指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御部の演算負荷を 低減できる。

[0012] また、第 2の発明の電力変換装置は、 三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しな 、電力変換装置であって、

上記三相交流入力電圧に同期した台形波状のコンバータ部用指令信号を生成す るコンバータ部用指令信号生成部と、

キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号を生成 するインバータ部用指令信号生成部と、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記台形波状のコンバータ部用指令 信号に基づいて、上記インバータ部用指令信号生成部により生成された上記インバ 一タ部用指令信号を補正する指令信号補正部と

を備え、

上記コンバータ部は、上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記台形波状の コンバータ部用指令信号および上記キヤリャ信号生成部力 の上記キヤリャ信号に 基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に変換し、

上記インバータ部は、上記指令信号補正部により補正された上記インバータ部用 指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を上記所定 の三相交流出力電圧に変換し、

上記コンバータ部用指令信号生成部は、上記台形波状のコンバータ部用指令信 号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することを特徴とす る。

上記構成によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流状の 電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令信号 補正部によりインバータ部用指令信号を補正することによって、補正されたインバー タ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所 定の三相交流出力電圧に変換することが可能となる。このとき、上記コンバータ部用 指令信号生成部は、台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領域を、所定のテ 一ブルまたは所定の式を用いて生成することによって、複雑な演算により台形波状の コンバータ部用指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御部の演算負荷を 低減できる。

[0014] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記所定の式は、

3 tan^ - / 6)

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Ζ3)

である。

[0015] 上記実施形態によれば、上記コンバータ部用指令信号生成部が、上記所定の式を 用いて台形波状のコンバータ部用指令信号を生成することによって、演算負荷を低 減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を確実に得ることができる。

[0016] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記コンバータ部用指令信号と上記キ ャリャ信号生成部力 の上記キヤリャ信号とを比較して、コンバータ部用 PWM変調 信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記インバータ部用指令信号生成部からの上記インバータ部用指令信号と上記コ ンバータ部に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号とを比較して、インバータ部 用 PWM変調信号を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部と

を備え、

上記コンバータ部は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された 上記コンバータ部 PWM変調信号に基づ 、て、上記三相交流入力電圧を上記直流 電圧に変換し、

上記インバータ部は、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された 上記インバータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された 上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する。

[0017] 上記実施形態によれば、上記コンバータ部とインバータ部に共通する 1つのキヤリ ャ信号で PWM変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕できる。

[0018] また、一実施形態の電力変換装置では、上記キヤリャ信号は三角波状の信号であ る。

[0019] 上記実施形態によれば、 PWM変調に適した三角波状の信号をキヤリャ信号に用 いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略ィ匕できる。

[0020] また、一実施形態の電力変換装置では、上記キヤリャ信号は鋸波状の信号である

[0021] 上記実施形態によれば、鋸波状の信号をキヤリャ信号に用いることによって、キヤリ ャ生成や変調処理が簡素化できる。

[0022] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記コンバータ部は、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 1直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 2直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と

を有し、

上記インバータ部は、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 1直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 2直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と

を有する。

[0023] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記コンバータ部に相当する仮想コンバータ部と、上記インバータ部に相当する仮 想インバータ部と、上記直流リンク部に相当する仮想直流リンク部とを有するマトリック スコンバータであって、

上記仮想コンバータ部および上記仮想インバータ部は、

上記三相交流入力電圧のうちの第 1相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、 上記三相交流入力電圧のうちの第 2相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、 上記三相交流入力電圧のうちの第 3相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路とを 有する。

[0024] また、一実施形態では、上記第 1の発明の電力変換装置において、

上記指令信号生成部は、上記台形波状の指令信号の傾斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/ら ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づ!/ヽて生成することを特徴とする。

[0025] ここで、上記指令信号生成部により台形波状の指令信号を生成するときの上記基 準信号は、変換部が三相交流入力電圧を直流電圧に変換する場合は、三相交流入 力電圧のうちの基準となる信号を用い、変換部が直流電圧を三相交流出力電圧に 変換する場合は、例えば上記三相交流出力電圧を作るための基準となる信号を用 いる。

[0026] 上記実施形態によれば、上記指令信号生成部により、台形波状の指令信号の傾 斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

I I = ( 1 + 3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づいて生成することによって、複雑な演算により台形波状の指令信号を形成す る必要がなぐ簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

[0027] また、一実施形態では、上記第 2の発明の電力変換装置において、

上記コンバータ部用指令信号生成部は、上記台形波状のコンバータ部用指令信 号の傾斜領域を、 \ d* \ = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

J d* J = ( 1 + 3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づ!/ヽて生成することを特徴とする。

[0028] 上記実施形態によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流 状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令 信号補正部によりインバータ部用指令信号を補正することによって、補正されたイン バータ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を所定の三相交流出力電圧に変換することが可能となる。このとき、上記コンバータ 部用指令信号生成部は、台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領域を、

\ d* \ = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

J ά* J = ( 1 + 3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づいて生成することによって、複雑な演算により台形波状のコンバータ部用指令 信号を形成する必要がなく、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

[0029] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記コンバータ部は、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 1直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 2直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と

を有し、

上記インバータ部は、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 1直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 2直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と を有する。

[0030] また、一実施形態の電力変換装置では、

上記コンバータ部に相当する仮想コンバータ部と、上記インバータ部に相当する仮 想インバータ部と、上記直流リンク部に相当する仮想直流リンク部とを有するマトリック スコンバータであって、

上記仮想コンバータ部および上記仮想インバータ部は、

上記三相交流入力電圧のうちの第 1相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、 上記三相交流入力電圧のうちの第 2相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路と、 上記三相交流入力電圧のうちの第 3相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路とを 有する。

[0031] また、第 3の発明の電力変換装置では、

三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用指令信号を生成するコンバータ部用 指令信号生成部と、

所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号を生成するィ ンバータ部用指令信号生成部と、

キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部と、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記コンバータ部用指令信号および上 記キヤリャ信号生成部により生成された上記キヤリャ信号に基づいて、上記三相交流 入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、

上記インバータ部用指令信号生成部からの上記インバータ部用指令信号および上 記コンバータ部に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号に基づいて、上記コンパ ータ部により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する インバータ部と

を有することを特徴とする。

[0032] 上記構成によれば、上記コンバータ部とインバータ部に共通する 1つのキヤリャ信 号で PWM変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕できる。

[0033] また、一実施形態の電力変換装置では、上記キヤリャ信号は三角波状の信号であ る。

[0034] 上記実施形態によれば、 PWM変調に適した三角波状の信号をキヤリャ信号に用 いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略ィ匕できる。

[0035] また、一実施形態の電力変換装置では、上記キヤリャ信号は鋸波状の信号である

[0036] 上記実施形態によれば、鋸波状の信号をキヤリャ信号に用いることによって、キヤリ ャ生成や変調処理が簡素化できる。

[0037] また、第 4の発明の電力変換装置の制御方法では、

台形波状の指令信号を指令信号生成部により生成するステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部により生成するステップと、

上記指令信号生成部からの上記台形波状の指令信号および上記キヤリャ信号生 成部により生成された上記キヤリャ信号に基づいて、変換部によって、三相交流入力 電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換する ステップと

を有し、

上記指令信号生成部により上記台形波状の指令信号を生成するステップにおいて 、上記台形波状の指令信号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用い て生成することを特徴とする。

[0038] 上記構成によれば、上記指令信号生成部により、台形波状のコンバータ部用指令 信号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することによって 、複雑な演算により台形波状の指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御 部の演算負荷を低減できる。

[0039] また、第 5の発明の電力変換装置の制御方法では、

三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しない電力変換装置の制御方法であって、

上記三相交流入力電圧に同期した台形波状のコンバータ部用指令信号をコンパ 一タ部用指令信号生成部により生成するステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部により生成するステップと、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号をインバ 一タ部用指令信号生成部により生成するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記台形波状のコンバータ部用指令 信号に基づいて、上記インバータ部用指令信号生成部により生成された上記インバ 一タ部用指令信号を指令信号補正部により補正するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記台形波状のコンバータ部用指令 信号および上記キヤリャ信号生成部からの上記キヤリャ信号に基づいて、上記コン バータ部により、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に変換するステップと、 上記指令信号補正部により補正された上記インバータ部用指令信号に基づいて、 上記インバータ部によって、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を上記 所定の三相交流出力電圧に変換するステップと

を有し、

上記コンバータ部用指令信号生成部により上記台形波状のコンバータ部用指令信 号を生成するステップにお 、て、上記台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領 域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することを特徴とする。

上記構成によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流状の 電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令信号 補正部によりインバータ部用指令信号を補正することによって、補正されたインバー タ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所 定の三相交流出力電圧に変換することが可能となる。このとき、上記コンバータ部用 指令信号生成部は、台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領域を、所定のテ 一ブルまたは所定の式を用いて生成することによって、複雑な演算により台形波状の コンバータ部用指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御部の演算負荷を 低減できる。 [0041] また、一実施形態の電力変換装置の制御方法では、

上記所定の式は、

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Ζ3)

である。

[0042] 上記実施形態によれば、上記コンバータ部用指令信号生成部が、上記所定の式を 用いて台形波状のコンバータ部用指令信号を生成することによって、演算負荷を低 減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を確実に得ることができる。

[0043] また、一実施形態では、上記第 5の発明の電力変換装置の制御方法において、 上記コンバータ部用指令信号生成部により上記台形波状のコンバータ部用指令信 号を生成するステップにお 、て、上記台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領 域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/ら ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づ!/ヽて生成することを特徴とする。

[0044] 上記実施形態によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流 状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令 信号補正部によりインバータ部用指令信号を補正することによって、補正されたイン バータ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を所定の三相交流出力電圧に変換することが可能となる。このとき、上記コンバータ 部用指令信号生成部は、台形波状のコンバータ部用指令信号の傾斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t に基づいて生成することによって、複雑な演算により台形波状のコンバータ部用指令 信号を形成する必要がなく、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

[0045] また、第 6の発明の電力変換装置の制御方法では、

三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用指令信号をコンバータ部用指令信 号生成部により生成するステップと、

所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号をインバータ 部用指令信号生成部により生成するステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部により生成するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部からの上記コンバータ部用指令信号および上 記キヤリャ信号生成部により生成された上記キヤリャ信号に基づいて、上記三相交流 入力電圧から直流電圧にコンバータ部により変換するステップと、

上記インバータ部用指令信号生成部からの上記インバータ部用指令信号および上 記コンバータ部に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号に基づいて、上記コンパ ータ部により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧にインバータ 部により変換するステップと

を有することを特徴とする。

[0046] 上記構成によれば、上記コンバータ部とインバータ部に共通する 1つのキヤリャ信 号で PWM変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕できる。

[0047] また、第 7の発明の電力変換装置では、

空間ベクトル変調方式により PWM変調信号を生成する PWM変調信号生成部と、 上記 PWM変調信号生成部からの上記 PWM変調信号に基づ!/、て、三相交流入 力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換す る変換部と

を備え、

上記 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ!/、て出力すべき 電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

て ₄ = Τ₀ (

- π/6 ))/2

て ₆ = Τ₀ ( 1 + ^ ίΆη( - π/6 ))/2 (ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、上記 PWM変調信号を生成

4 6

することを特徴とする。

[0048] 上記構成によれば、上記指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づ!/、て出 力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

て ₄ =

て ₆ =

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、 PWM変調信号を生成する

4 6

ことによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御 部の演算負荷を低減できる。

[0049] また、第 8の発明の電力変換装置では、

三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しな 、電力変換装置であって、

空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用 P WM変調信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用 PWM変調信号 を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コンバータ部用 PWM変調 信号に基づいて、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された上記 インバータ部用 PWM変調信号を補正する PWM変調信号補正部と

を備え、

上記コンバータ部は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コン バータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に 変換し、

上記インバータ部は、上記 PWM変調信号補正部により補正された上記インバータ 部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ く上記直流電圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとす

0

るとさ、

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、上記コンバータ部用 PWM

4 6

変調信号を生成することを特徴とする。

[0050] 上記構成によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流状の 電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令信号 補正部により補正されたインバータ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部に より変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、上 記コンバータ部用指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づく上記直流電圧 を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、コンバータ部用 PWM変調

4 6

信号を生成することによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなぐ簡 単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

[0051] また、第 9の発明の電力変換装置では、

空間ベクトル変調方式により PWM変調信号を生成する PWM変調信号生成部と、 上記 PWM変調信号生成部からの上記 PWM変調信号に基づ!/、て、三相交流入 力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換す る変換部と

を備え、 上記 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ!/、て出力すべき 電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、上記 PWM変調信号を生成 rs rt

することを特徴とする。

[0052] 上記構成によれば、上記指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づ!、て出 力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

r_rt = 7 ( 1 + 1 ( _ ^6》/2

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、 PWM変調信号を生成する rs rt

ことによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなぐ簡単な構成で制御 部の演算負荷を低減できる。

[0053] また、第 10の発明の電力変換装置では、

三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しな 、電力変換装置であって、

空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用 P WM変調信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用 PWM変調信号 を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コンバータ部用 PWM変調 信号に基づいて、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された上記 インバータ部用 PWM変調信号を補正する PWM変調信号補正部と

を備え、 上記コンバータ部は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コン バータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に 変換し、

上記インバータ部は、上記 PWM変調信号補正部により補正された上記インバータ 部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ く上記直流電圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとす

0

るとさ、

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、上記コンバータ部用 PWM rs rt

変調信号を生成することを特徴とする。

[0054] 上記構成によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流状の 電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じないように、指令信号 補正部により補正されたインバータ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部に より変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、上 記コンバータ部用指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づく上記直流電圧 を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、コンバータ部用 PWM変調

rs rt

信号を生成することによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなぐ簡 単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

発明の効果

[0055] 以上より明らかなように、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方 法によれば、コンバータ部またはインバータ部の PWM変調に用いる台形波状の指 令信号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することによつ て、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

[0056] また、この発明の電力変換装置によれば、コンバータ部とインバータ部に共通する 1つのキヤリャ信号で PWM変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕 することができる。

[0057] また、この発明の電力変換装置によれば、空間ベクトル変調方式に基づく直流電 圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、コンバータ部用 PWM変調

4 6

信号を生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができ る。

[0058] また、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法によれば、コンパ ータ部またはインバータ部の PWM変調に用いる台形波状の指令信号の傾斜領域を

| | = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

\ d* \ = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づいて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減すること ができる。

[0059] また、この発明の電力変換装置によれば、空間ベクトル変調方式に基づく直流電 圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3) で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、コンバータ部用 PWM変調 rs rt

信号を生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができ る。

図面の簡単な説明

圆 1]図 1はこの発明の第 1実施形態の直接形電力変換装置の構成図である。

圆 2]図 2はこの発明の第 2実施形態の直接形電力変換装置の構成図である。

圆 3]図 3は直流リンク付き直接変換回路の構成図である

圆 4]図 4は直流リンク付き直接変換回路の制御原理を説明するための各部の波形 を示す図である

[図 5A]図 5Aは線間電圧制御波形を示す図である。

[図 5B]図 5Bは台形波変調波形 (相電圧)を示す図である。

[図 5C]図 5Cは台形波変調波形 (線間電圧)を示す図である。

[図 6A]図 6Aは空間ベクトル変調について説明するための図である。

[図 6B]図 6Bは空間ベクトル変調における台形波変調波形 (相電圧)を示す図である。

[図 6C]図 6Cは空間ベクトル変調における台形波変調波形 (線間電圧)を示す図であ る。

[図 7]図 7は比較のための同期 PWM変調方式を示す図である。

圆 8]図 8はこの発明の直接形電力変換装置の三角波状のキヤリャ信号を用いた PW

M変調方式を示す図である。

圆 9]図 9はこの発明の直接形電力変換装置の鋸波状のキヤリャ信号を用いた PWM 変調方式を示す図である。

圆 10]図 10はこの発明の第 3実施形態の電力変換装置の構成図である。

圆 11]図 11はこの発明の第 4実施形態の電力変換装置の構成図である。

圆 12]図 12は上記電力変換装置の指令波形を示す図である。

[図 13]図 13はキヤリャ比較を用 、た場合の線電流通流比を示す図である。

[図 14]図 14は表 1の変調方式を説明するための図である。

[図 15]図 15は空間ベクトル変調を用 、た場合の線電流通流比を示す図である。

[図 16]図 16は空間ベクトル変調について説明するための図である。 [図 17]図 17はこの発明の第 5実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置の構 成図である。

[図 18]図 18はこの発明の第 6実施形態の直接形電力変換装置の一例としてのマトリ ックスコンバータの構成図である。 発明を実施するための最良の形態

[0061] この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法を図示の実施の形態を 説明する前に、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法の特徴に ついて説明する。

[0062] まず、直流 Z交流変換する電力変換装置において、一定の直流電圧に対して正 弦波状の線間電圧が得られる相電圧波形の生成法と同様に、脈流状の電圧波形に 対しても、正弦波出力が得られる相電圧信号波の導出について説明する。

[0063] 技術文献 1(リザイアング 'ウェイ (Lixiang.Wei)、トーマス 'エ^ ~·リポ (Thomas.A. Lipo) 著、「簡単な転流方式を用いた新しいマトリックスコンバータ 'トポロジー (A Novel Matr lx converter Topology with； simple Commutation) 、 イトリプルィ ~~ (IEEE IAS2001) 、 vol.3,pp.l749-1754.2001)に示された直流リンク付き直接変換回路では、電流形変 であるため、線電流の通流比を台形波状に制御している。この明細書では、電 圧形ベースで検討するものとし、電流形と電圧形の双対性 (線電流:線間電圧、相電 流:相電圧に対応)を考慮して、線間電圧を台形波状に制御するものとする。

[0064] この技術文献 1は、直流リンク部に平滑や整流回路を持たない直流リンク付き直接 変換回路の変調方式に関するものである。この技術文献 1の直流リンク付き直接変換 回路は、図 3に示すように、三相ブリッジ回路を構成する 6つのスイッチング回路 S ,S

ap

,S ,S ,S ,S 力 なるコンバータ部と、三相ブリッジ回路を構成する 6つのスィッチ bp cp an bn cn

ング回路 s ,s vp ,s wp ,s un ,s ンバータ部とを備えてい

vn ,s 力もなるイ る。上記コンパ up wn 一 タ部は、三相交流電源 V ,ν ,ν力 の三相交流入力電圧 V ,ν ,νを直流に変換

sa so sc a b c

する。また、上記インバータ部は、コンバータ部により変換された直流電圧 V を三相

dc 交流出力電圧 V ,ν ,ν に変換する。

[0065] 図 4(a)〜(d)は上記技術文献 1の直流リンク付き直接変換回路の制御原理に基づく 各部の波形を示したものである。図 4(a)に示すように、相電圧は、 [二相：正、一相：負 ]と [二相：負、一相：正]の 2つの状態の何れかに相当することから、 60度毎の 6つの 領域に分割することができる。ここでは、 c相を基準とする領域 1、領域 2について述 ベる。ここで、領域 1において、最小相である c相をスイッチング回路 S により導通さ

cn

せ、最大または中間相である a相, b相をスイッチング回路 S ,S を用いて以下の通流

ap bp

比 d ,d でスイッチングさせる。同様に領域 2においては、最大相である c相をスイツ ac be

チング回路 S により導通させ、中間または最小相である a相, b相をスイッチング回路

cp

S ,S を用いて以下の通流比 d ,d でスイッチングさせる。

an bn ac be

_ COS ― _ c s 9_b

|cos 0_C I |cos 0_C I

[0066] 以上の動作を 6つの領域に対して適用すると、各相の通流比は、図 4(b)に示す台 形波状の波形となる。なお、ここでは、コンバータ側の上アームと下アームのスィッチ ング状態を示すため、通流比が正の場合の上アームが導通し、通流比が負の場合の 下アームが導通するものとして 、る。

[0067] このとき、図 4(c)に示すように、 DCリンク電圧は、最大相と最小相との間の線間電圧 Emaxと、最小相 (領域 1)と最大相 (領域 2)との中間相で生成される線間電圧 Emidの 2 つの電位が得られることが分かる。また、各 DCリンク電圧に対して、各々通流比を乗 じることにより平均電圧 V は、

dc

V_dc = 3V_m / (2 cos Θ_ιη , cos Θ_ιη = max |cos Θ_α |， |cos 0_b | , |cos 0_C | ) で表され、 DCリンク電圧が脈流状の電圧波形となることが分かる。

[0068] 一方、インバータ側については、脈流電圧 V を用いて電圧制御を行うため、変調

dc

波は脈流分を補償するように通電時間は脈流分 cos θ

inを乗じて、

= ί₁₀ cos θ_ιη , t₂ = t₂₀ cos θ_ιη , t₀ = ~ t_x - t₂

に基づき制御される。また、インバータの負荷は誘導性であるため電流源として捉え ることができ、 DCリンク電流は通電時間が上式に示すように、脈流分 cos Θ で振幅

in 変調されているため、

—。 = kl₀ co& i cos 9_m で示されるように脈流状となる。ここで、上述のようにコンバータ側は一相が導通状態 にあり、二相が各々の通流比 d ,d でスイッチングするため、領域 1において入力電

ac be

流は、

の関係となる。

[0069] 以上により、図 4(b)に示した台形波状通流比と脈流電流を乗じた波形となるため、 入力電流は、図 4(d)に示す正弦波とすることができる。

[0070] また、一定の直流電圧に対する線間電圧制御法としては、技術文献 2(特公平 6— 0

81514号公報)に示す信号波が知られている (技術文献 2の第 3頁右欄第 10行目〜 第四頁左欄第 25行目の記載および第 1図,第 2図参照)。

[0071] ここで、相電圧指令信号 V *,V *,V *は、

V* = VQOS0, V* = νΰθ8(θ-2π/3), V_W* = V ΰοα{θ + 2π 13) (1) で表される。この (1)式の相電圧指令信号 V *,V *,V *に中間相電圧の 1/2を加算す ることで、 1相を π Ζ6遅れ、他の 2相を π Ζ3進みの極性が相互に異なる相電圧指 令信号 V **,V **,V **は、

V** =—νήη(θ + π/3), V** = -V ήη(θ - π / 6), V** =-—Vsm(0 + π/3) ■■■ (2) で表現される。上記技術文献 2では、 V線間電圧の位相を基準に示しているが、こ こでは、相電圧を基準とするため、相順を読み替えて表記している (Wは U Uは V V は w)。

[0072] また、脈流電圧 V は、電圧形ベースであるため、線間電圧の最大値で決定される

link

ので、

で表される。そして、位相角 0 π Ζ3の領域では、線間電圧 V が最大値となるため

V_lmk = V_uw = V(cos Θ - cos( θ + 2π/3)) = ^3V sin( θ+ π/3) (4) の関係式が成り立つ。ここで、（4)式を (2)式に代入することにより、相電圧指令信号 V_u

7

, V , V 【よ、 V** = ^ , V** = ^Unk ύη(θ - π/6)/ ύη(θ + π/3) , ν" = -^- ·■■ (5) で表される。

[0073] 振幅 1の三角波キヤリャ比較ベースの指令値に書き換えると、次の (6)式のキヤリャ 振幅と出力電圧の関係より、相電圧指令信号 V **,V **,V **は (7)式で示され、さらに（ 8)式に書き換えることができる。 … （

2

V*** = 1 , V*** = 3 sin( Θ - π/6)/ sin( Θ + π/3) , V*** = -1 … (7)

V*** = 1 , V*** = 3 tan(^ - π/6) , V*** = -1 … (8)

[0074] 以上の結果は、図 5Αに示す線間電圧制御波形において、最大相電圧で各相指 令値を割ったものと同様であり、位相角 0〜 π Ζ3の領域では r相が最大相電圧とな る。図 5Bは、位相角 π Ζ3毎の 6つの領域に対して同様の演算を行った結果であり、 120度通電の台形波変調波形湘電圧)となる。

[0075] したがって、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法において、 コンバータ部またはインバータ部の PWM変調に用いる台形波状の指令信号 (120度 通電の台形波変調波形)の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生 成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

[0076] 次に、以上により得られた台形波変調波形が技術文献 1で示される線電流指令と 等価であることを示す。電流形において線電流は電圧形では線間電圧に相当するこ とから、図 4(b)の線電流指令信号と図 5Cの台形波変調波形 (線間電圧)を比較する。

[0077] 図 4(b)において b相線電流指令信号 d は、

d,—_c = - cos 0_b / cos θ„ · · · (9)

で示されるが、領域 1における 0〜 π Ζ3の位相角で表記すると、

d_bc = sin θ/{ύη Θ + π/3) … (10) に書き換えられる。

[0078] また、図 5Cの線間電圧指令を図 4(b)の線電流指令信号と振幅を合わせると、 で表すことができ、（10)式と等しいものとすると、（11)式より、

2sin ^ = V3 sin( θ - π/β) + sin( θ + π/3) … (12)

が成り立てば良い。この (12)式の右辺を、加法定理を用いて変形すると、

I Λ

/3(— sin ^ - - cos Θ) + (-sin ^ +— cos θ) - (13)

2 2 2 2

= 2ύη θ が成立する。

[0079] 従って、この発明の電力変換装置の制御方法により生成される線間電圧指令信号 は、技術文献 1に示される線電流指令と等価であるため、例えば技術文献 3(竹下隆 晴、他 2名著、「電流形三相インバータ'コンバータの三角波比較方式 PWM制御」、 電学論 D、 Vol.l l6,No.l, 1996)に示される電圧形、電流形の双対性 (技術文献 3の表 1参照)に基づく論理演算を適用することにより、容易に電圧形より電流形 PWMバタ ーンの発生が可能である。

[0080] 以上、相電圧指令信号の生成法につ!、て説明した力 PWM変調方式としては、 三角波状のキヤリャ信号による方式の他に、電圧ベクトルを用いた空間ベクトル変調 方式の電力変換装置にも適用できる。

[0081] 図 6Aの上側の (a)は、空間ベクトル変調方式の PWM変調における空間ベクトルを 示すベクトル図と図 5Aにおける電圧ベクトルを説明する図である。このベクトル図に 示すように、電圧ベクトルは、 8つ状態のうちの 6状態（V〜V )は、 0でないベクトル

1 6

で残りの 2状態 (V ,V )は 0状態である。

0 7

[0082] この空間ベクトル変調方式では、位相角 φ力^〜 π Ζ3における電圧ベクトルの出 力時間 τ , τ , τ とし、電圧制御率を ksとするとき、電圧ベクトルの基本式は、

0 4 6

て。/ ί₀ = 1-

+ πΧ

τ₄/ Τ₀ = k_s sin( π/ - φ)

て ₆/Τ。 = k_s sin φ で表される。この位相角 0〜 π /3における電圧指令信号 V *,V *,V *は、 V* = 1-2(Γ₀/2Γ₀) = k_s ύη{φ + π/3)

V* = π/6)

V* =

で表される。図 6Αの下側の (b)は、図 5Aの線間電圧制御波形に位相角 0〜πΖ3に 対応する電圧ベクトルを示している。なお、図 6Αでは電圧制御率 ksを 0.5としている 。ここで、位相角 φが 0〜πΖ3において電圧指令信号 V*,V*の中間相電圧 V* は s t s —mid

K _ld = v v;

= sin(^ - π/ 6)/ k_s sin(^ + π/ 3)

で表される。図 6Βに示すように、図 5Βの台形波変調波形 (相電圧)に位相角 0〜πΖ 3に対応する電圧ベクトルを示している。そして、空間ベクトル変調方式の基本式の τ ΖΤと τ ΖΤは、

4 0 6 0

てノ Τ₀ = (l-V_r*)/2 =

てノ T₀ = 1_τ₄ΖΤ₀ = (

1 +

で表される。この基本式を、図 6Α中の表で位相角 πΖ3毎に読み替えて、電圧べク トルの出力時間を決定することによって、 PWM波形生成を行うことができる。

[0083] なお、図 6Cに示すように、線間電圧指令信号 V *は、

V* = 3 sin( θ-π/6)/ sin( Θ + π/3) + 1 で表される。

[0084] 図 7は上述の特開 2004— 266972号公報に示される同期 PWM変調方式につい て、技術文献 1の変調法と対比して示したものである。図 7において、 t

sはキヤリャ周 期、 I(rt)は電流指令、 I(st)は電流指令、 dは通流比、 dは通流比、 1 ,1 ,1は入力電流 rt st r s t

、 I は DCリンク電流、 V ,V ,Vは電圧指令、 dは電圧指令 Vに対応する通流比、 d dc 0 4 6 0 0 4 は電圧指令 Vに対応する通流比である。また、 V ,ν ,νはインバータのゲート信号 である。

[0085] 図 7では、コンバータ側のキヤリャ周期は、 st、 rtに通電する 2つのスイッチング状態 に分割され、さらに各々の通流比が異なるため、インバータ側は通電期間毎にキヤリ ャ振幅が異なる 2つのキヤリャ信号を用いている。また、キヤリャ信号と比較される信 号波は、コンバータの通流比と掛け合わせることにより、キヤリャ振幅にて補正される 。このため、変調回路構成としては特開 2004— 266972号公報に示すような複雑な 構成となる (特開 2004— 266972号公報の段落 [0021]〜[0026]の記載および図 4)

[0086] これに対して、図 8はこの発明の電力変換装置の三角波状のキヤリャ信号を用いた PWM変調方式を示す図である。図 8において、 tはキヤリャ周期、 I(rt)は電流指令、 s

I(st)は電流指令、 dは通流比、 dは通流比、 1 ,1 ,1は入力電流、 I は DCリンク電流 rt st r s t ac

、 V ,V ,Vは電圧指令、 dは電圧指令 Vに対応する通流比、 dは電圧指令 Vに対

0 4 6 0 0 4 4 応する通流比である。また、 V ,ν ,νは上アームのゲート信号、 Ζν ',/ν ',/ν 'は 下アームのゲート信号である。

[0087] 図 8では、コンバータ側とインバータ側のキヤリャ信号は同一の信号を用いており、 従来と同様に振幅補正された 2つの指令信号のうち、一方の指令信号にオフセットを 持たせてキヤリャ信号と比較し、他方につ!、ては指令信号の極性を反転させた上で キヤリャ信号と比較し、それにより得られたゲート信号を反転させている。また、各々 の期間のゲート信号は、論理和を取ることにより、同一相のゲート信号を得ることがで きる。

[0088] また、図 9はこの発明の電力変換装置の鋸波状のキヤリャ信号を用いた PWM変調 方式を示す図である。図 9において、 tはキヤリャ周期、 I(rt)は電流指令、 I(st)は電流 s

指令、 dは通流比、 dは通流比、 1 ,1 ,1は入力電流、 I は DCリンク電流、 V ,V ,V rt st r s t dc 0 4 6 は電圧指令、 dは電圧指令 Vに対応する通流比、 dは電圧指令 Vに対応する通流

0 0 4 4

比、 dは電圧指令 Vに対応する通流比である。また、 V ,ν ,νは上アームのゲート

6 6 w

信号、 Ζν ',/ν ',/ν 'は下アームのゲート信号である。

[0089] 図 9に示す電力変換装置は、キヤリャ生成や変調処理が簡素化でき、ソフトウェア 化により適した構成である。ただし、技術文献 1に示される直流リンク付き直接変換回 路では、コンバータ側を零ベクトル期間で転流させるために、 V ,ν双方の零ベクトル

0 7

を用いる必要があり、インバータ側は三相変調と損失面で不利となる。また、一般に 知られるように、キヤリャによる電圧スペクトルの主要成分の三角波の周波数 2fに対 して、鋸波の周波数は fとなり、騒音面についても劣るものとなる。

[0090] このように、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法によれば、 脈流状の電圧 (電流)波形に対して、線間電圧 (線電流)に歪を生じな 、キヤリャ比較 ベースの相電圧指令波形ほたは空間ベクトル変調方式)により、指令信号を生成す るときの演算負荷を軽減することができる。

[0091] また、コンバータ部とインバータ部に共通する一つのキヤリャ信号 (三角波や鋸波等 )で同期 PWM変調を可能とすることによって、変調回路の簡素化することができる。

[0092] 以下、この発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法を図示の実施の 形態により詳細に説明する。

[0093] 〔第 1実施形態〕

図 1はこの発明の第 1実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置の構成図で ある。この第 1実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置は、コンバータ部とィ ンバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しな 、。

[0094] この直接形電力変換装置は、図 1に示すように、スィッチ S ,S ,S ,S ,S ,Sから

rp rn sp sn tp tn なるコンバータ部 1と、スィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S 力 なるインバータ部 2と、上記

up un vp vn wp wn

コンバータ部 1のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S およびインバータ部 2のスィッチ S ,S

rp rn sp sn tp tn up un

,S ,S ,S ,S をオンオフするためのゲート信号を出力する制御部 3とを備えている vp vn wp wn

。上記スィッチ s ,s ,s ,s sn ,s tp ,s およびスィッチ

tn s up ,s un ,s vp ,s vn ,s wp ,s は、それぞ rp rn sp wn

れスイッチング素子を複数組み合わせて構成されているスイッチング回路である。

[0095] 上記コンバータ部 1は、三相交流電源 (図示せず)からの相電圧 Vをスィッチ S の一 r rp 端とスィッチ S の一端に入力し、相電圧 Vをスィッチ S の一端とスィッチ S の一端に

rn s sp sn

入力し、相電圧 vをスィッチ S の一端とスィッチ S の一端に入力している。上記スィ

t tp tn

ツチ S ,S ,S の他端を第 1直流リンク部 LIに夫々接続する一方、スィッチ S ,S ,S rp sp tp rn sn tn の他端を第 2直流リンク部 L2に夫々接続して!/、る。

[0096] また、上記インバータ部 2は、三相交流出力電圧の相電圧 Vの出力端子にスィッチ S の一端とスィッチ S の一端を接続し、相電圧 Vの出力端子にスィッチ S の一端と up un v vp スィッチ S の一端を接続し、相電圧 Vの出力端子にスィッチ S の一端とスィッチ S

vn w wp wn の一端を接続している。上記スィッチ S ,S ,S の他端を第 1直流リンク部 L1に夫々 接続する一方、スィッチ S ,S ,S の他端を第 2直流リンク部 L2に夫々接続している

un vn wn

[0097] また、上記制御部 3は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例とし ての電源同期信号 Vに基づいて、台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *を生成する指

r r s t

令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状電圧 指令生成部 11と、上記台形波状電圧指令生成部 11からの台形波状電圧指令信号 V *, V *, V *とキヤリャ信号とを比較するための比較部 12と、上記比較部 12からの比 r s t

較結果に基づいてゲート信号を出力する電流形ゲート論理変換部 13と、上記台形 波状電圧指令生成部 11からの台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *に基づ 、て、通流

r s t

比 d ,dを検出する中間相検出部 14と、上記キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生 rt st

成部 15と、上記インバータ部 2に対する出力電圧指令信号 V *,V *,V *を生成するィ ンバータ部用指令信号生成部の一例としての出力電圧指令信号生成部 21と、上記 出力電圧指令信号生成部 21からの出力電圧指令信号 V *,V *,V *と中間相検出部 1 4からの通流比 d ,dに基づいて、

rt st

d +d V* (V*:各相の電圧ベクトル）

rt st

を出力する演算部 22と、上記出力電圧指令信号生成部 21からの出力電圧指令信 号 V *,V *,V *と中間相検出部 14からの通流比 dに基づいて、

d (l -v*) (v*_:各相の電圧ベクトル）

rt

を出力する演算部 23と、上記演算部 22,23からの演算結果とキヤリャ信号とを比較 するための比較部 24と、上記比較部 24からの比較結果に基づいてゲート信号を出 力する論理和演算部 25とを有する。

[0098] 上記電流形ゲート論理変換部 13からのゲート信号によりコンバータ部 1のスィッチ S

,S ,S ,S ,S ,S をオンオフ制御すると共に、論理和演算部 25からのゲート信号に rp rn sp sn tp tn

よりインバータ部 2のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S をオンオフ制御する。

up un vp vn wp wn

[0099] 上記中間相検出部 14と演算部 22,23で指令信号補正部を構成している。また、上 記比較部 12と電流形ゲート論理変換部 13でコンバータ部用 PWM変調信号生成部 を構成し、比較部 24と論理和演算部 25でインバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成している。 [0100] 上記台形波状電圧指令生成部 11は、台形波状電圧指令信号 V *,V *, V *の傾斜領 r s t 域を所定のテーブルを用いて生成する。ここで、図 5 A〜図 5Cで説明した (8)式、す なわち、

で表される相電圧指令信号 V ***,v ***,v ***と同様に、台形波状電圧指令信号 v *,v

*,v *の傾斜領域における値を予めテーブルとして設定しておく。ここで、位相角 φは t

、三相交流入力電圧の相電圧 Vに同期している。

[0101] なお、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号 V *,V *, V *の傾斜領 r s t 域を求めてもよい。

[0102] すなわち、

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Z3)

の所定の式を用いて、台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *の傾斜領域を夫々求める。

r S t

これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を確実に得 ることがでさる。

[0103] 上記構成の直流リンク付き直接形電力変換装置によれば、コンバータ部 1により変 換された直流電圧の脈流状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流） に歪を生じないように、指令信号補正部 (14,22,23)により出力電圧指令信号を補正 して、その補正された出力電圧指令信号に基づいて、コンバータ部 1により変換され た直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、台形波状電圧指令 生成部 11は、台形波状電圧指令信号¥ *,¥ *,¥ *の傾斜領域を、所定のテーブル (ま r s t

たは所定の式)を用いて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低 減することができる。

[0104] 上記コンバータ部 1とインバータ部 2に共通する 1つのキヤリャ信号で PWM変調を 可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕することができる。 [0105] 〔第 2実施形態〕

図 2はこの発明の第 2実施形態の直接形電力変換装置の一例としてのマトリックス コンバータの構成図である。

[0106] このマトリックスコンバータは、図 2に示すように、スィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ur us ut vr vs vt wr

,S からなる変換部 4と、上記変換部 4のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S を ws wt ur us ut vr vs vt wr ws wt オンオフするためのゲート信号を出力する制御部 5とを備えている。この変換部 4が、 仮想コンバータ部と仮想インバータ部に相当し、この仮想コンバータ部と仮想インバ ータ部とを接続する仮想直流リンク部に平滑用のフィルタを有しな 、。上記スィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S は、それぞれスイッチング素子を複数組み合わせて構 r us ut vr vs vt wr ws wt

成されて!/ヽるスイッチング回路である。

[0107] 上記変換部 4は、三相交流電源 6からの三相交流入力電圧のうちの相電圧 Vをスィ ツチ S ,S ,S 夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧 vを S ,S , ur vr wr s us vs

S 夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧 vを S ,S ,S 夫々の ws t ut vt wt 一 端に入力している。上記スィッチ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接 ur us ut u

続する一方、スィッチ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接続し、スイツ vr vs vt r

チ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接続している。

wr ws wt w

[0108] また、上記制御部 5は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例とし ての電源同期信号 Vに基づいて、台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *を生成する指 r r s t

令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状電圧 指令生成部 31と、上記台形波状電圧指令生成部 31からの台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *とキヤリャ信号とを比較するための比較部 32と、上記比較部 32からの比 r s t

較結果に基づいてゲート信号を出力する電流形ゲート論理変換部 33と、上記台形 波状電圧指令生成部 31からの台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *に基づいて、通流 r s t

比 d ,dを検出する中間相検出部 34と、上記キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生 rt st

成部 35と、上記変換部 4に対する出力電圧指令信号 V *,V *,V *を生成するインバー タ部用指令信号生成部の一例としての出力電圧指令信号生成部 41と、上記出力電 圧指令信号生成部 41からの出力電圧指令信号 V *,V *,V *と中間相検出部 34から の通流比 d ,dに基づいて、 d + d V* (V* :各相の電圧ベクトル）

rt st

を出力する演算部 42と、上記出力電圧指令信号生成部 41からの出力電圧指令信 号 V *,V *,V *と中間相検出部 34からの通流比 dに基づいて、

d (l -v*) (v*_:各相の電圧ベクトル）

rt

を出力する演算部 43と、上記演算部 42,43からの演算結果とキヤリャ信号とを比較 するための比較部 44と、上記比較部 44からの比較結果に基づいてゲート信号を出 力する論理和演算部 45と、上記電流形ゲート論理変換部 33からの信号と論理和演 算部 45からの信号に基づ ヽて、ゲート信号を合成するゲート信号合成部 50とを有す る。

[0109] 上記ゲート信号合成部 50からのゲート信号により変換部 4のスィッチ S ,S ,S ,S , ur us ut vr

S ,S ,S ,S ,S をオンオフ制御する。

vs vt wr ws wt

[0110] 上記中間相検出部 34と演算部 42,43で指令信号補正部を構成している。また、上 記比較部 32と電流形ゲート論理変換部 33でコンバータ部用 PWM変調信号生成部 を構成し、比較部 44と論理和演算部 45でインバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成している。

[0111] 上記台形波状電圧指令生成部 31は、台形波状電圧指令信号 V *,V *, V *の傾斜領 r s t 域を所定のテーブルを用いて生成する。ここで、図 5 A〜図 5Cで説明した (8)式、す なわち、

* = 1 , ν = ^ϊ^ - η/6)· , ν * = -l

で表される相電圧指令信号 V ***,ν ***,ν ***と同様に、台形波状電圧指令信号 ν *,ν

*,ν *の傾斜領域における値を予めテーブルとして設定しておく。ここで、位相角 φは t

、三相交流入力電圧の相電圧 Vに同期している。

[0112] なお、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号 V *,V *, V *の傾斜領 r s t 域を求めてもよい。

[0113] すなわち、

3 tan^ - π / b ι

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Ζ3)

の所定の式を用いて、台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *の傾斜領域を夫々求める。

r S t

これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を確実に得 ることがでさる。

[0114] 上記構成のマトリックスコンバータによれば、仮想コンバータ部により変換された仮 想直流電圧の脈流状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を 生じな 、ように、指令信号補正部 (34,42,43)により出力電圧指令信号を補正して、 その補正された出力電圧指令信号に基づいて、仮想インバータ部は、仮想コンパ一 タ部により変換された仮想直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このと き、台形波状電圧指令生成部 31は、台形波状電圧指令信号 V *,V *,V *の傾斜領域 r s t

を、所定のテーブル (または所定の式)を用いて生成することによって、簡単な構成で 制御部の演算負荷を低減することができる。

[0115] 上記仮想コンバータ部と仮想インバータ部に共通する 1つのキヤリャ信号で PWM 変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略ィ匕することができる。

[0116] 上記第 1 ,第 2実施形態では、テーブルまたは式を用いて傾斜領域を求めた台形波 状電圧指令信号をコンバータ側に適用した直接形の電力変換装置について説明し たが、台形波状電圧指令信号をインバータ側に適用した電力変換装置にこの発明を 適用してもよい。以下の第 3,第 4実施形態により、この台形波状電圧指令信号をイン バータ側に適用した電力変換装置を説明する。

[0117] 〔第 3実施形態〕

図 10はこの発明の第 3実施形態の電力変換装置の構成図を示している。 この第 3実施形態の電力変換装置は、図 10に示すように、三相交流電源 100から の三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部の一例としての電圧出力電圧 形変換器 101と、上記電圧出力電圧形変換器 101からの直流電圧を変換して所望 の三相交流電圧をモータ 103に出力するインバータ部 102と、上記電圧出力電圧形 変翻 101とインバータ部 102を制御する制御部 1 10とを備えている。

[0118] 上記インバータ部 102は、三相交流出力電圧の相電圧 Vの出力端子にトランジスタ S のェミッタとトランジスタ S のコレクタを接続し、相電圧 vの出力端子にトランジスタ rp rn s

S のェミッタとトランジスタ S のコレクタを接続し、相電圧 vの出力端子にトランジスタ sp sn t

S のェミッタとトランジスタ s のコレクタを接続している。上記トランジスタ s ,s ,s の tp tn rp sp tp コレクタを第 1直流リンク部 LlOlに夫々接続する一方、トランジスタ S ,S ,S のェミツ

rn sn tn タを第 2直流リンク部 L102に夫々接続している。また、上記トランジスタ S ,S ,S の

rp sp tp コレクタとェミッタとの間にダイオード D ,D ,Dを夫々逆方向に接続すると共に、上

rp sp tp

記トランジスタ S ,S ,S のコレクタとェミッタとの間にダイオード D ,D ,Dを夫々逆

rn sn tn rn sn tn

方向に接続している。

[0119] また、上記制御部 110は、振幅指令 ksと位相指令 Θに基づいて、電圧出力電圧形 変換器 101に脈流電圧指令信号を出力する脈流電圧指令生成部 104と、位相指令 Θに基づいて、台形状相電圧指令信号を生成する台形状相電圧指令生成部 105と 、上記台形状相電圧指令生成部 105からの台形状相電圧指令信号に基づいて、 P WM変調信号をインバータ部 102に出力する PWM変調部 106とを有している。上 記 PWM変調部 106は、キヤリャ信号生成部 106aを有する。

[0120] ここで、台形状相電圧指令生成部 105は、第 1実施形態の図 1に示す台形波状電 圧指令信号生成部 11や、第 2実施形態の図 2に示す台形波状電圧指令信号生成 部 31と同様に、台形波状電圧指令信号の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成 するか、または、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号の傾斜領域 を求める。これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を 確実に得ることができる。

[0121] 図 12は上記電力変換装置の指令波形を示しており、図 12(a)は振幅指令の波形を 示し、図 12(b)は相電圧指令波形を示している。また、図 10に示す電圧出力電圧形 変換器 101の代わりに電流形の変換器を用いた場合の線電流指令の波形を図 12(c )に示している。

[0122] 〔第 4実施形態〕

図 11はこの発明の第 4実施形態の電力変換装置の構成図を示して ヽる。

[0123] この第 4実施形態の電力変換装置は、図 11に示すように、三相交流電源 200から の三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部の一例としての電流出力電流 形変換器 201と、上記電流出力電流形変換器 201からの直流電圧を変換して所望 の三相交流電圧をモータ 203に出力するインバータ部 202と、上記電流出力電流形 変翻 201とインバータ部 202を制御する制御部 210とを備えている。上記電流出 力電流形変換器 201の正極側端子に第 1直流リンク部 L201の一端を接続する一方 、電流出力電流形変換器 201の負極側端子に第 2直流リンク部 L202の一端を接続 している。

[0124] 上記インバータ部 202は、第 1直流リンク部 L201にトランジスタ S ,S ,S のコレクタ

rp sp tp

を接続し、トランジスタ S ,S ,S のェミッタにダイオード D ,D ,Dのアノードを夫々

rp sp tp rp sp tp

接続している。上記ダイオード D ,D ,D の力ソードを相電圧 ν ,ν ,νの出力端子に夫

rp sp tp r s t

々接続している。一方、トランジスタ S ,S ,S のェミッタを第 2直流リンク部 L202に夫

rn sn tn

々接続し、トランジスタ S ,S ,S のコレクタにダイオード D ,D ,D の力ソードを夫々

rn sn tn rn sn tn

接続している。上記ダイオード Drn,Dsn,Dtnのアノードを相電圧 v ,ν ,νの出力端子

r s t

に夫々接続している。

[0125] また、制御部 210は、振幅指令 ksと位相指令 Θに基づいて、電流出力電流形変換 器 201に脈流電流指令信号を出力する脈流電流指令生成部 204と、位相指令 Θに 基づいて、台形状相電圧指令信号を生成する台形状相電圧指令生成部 205と、上 記台形状相電圧指令生成部 205からの台形状相電圧指令信号に基づ 、て、 PWM 変調信号を出力する PWM変調部 207と、 PWM変調部 207からの PWM変調信号 を論理変換してインバータ部 202に出力する電流形論理変換部 206とを有している 。上記 PWM変調部 207は、キヤリャ信号生成部 207aを有する。

[0126] ここで、台形状相電圧指令生成部 205は、第 1実施形態の図 1に示す台形波状電 圧指令信号生成部 11や、第 2実施形態の図 2に示す台形波状電圧指令信号生成 部 31と同様に、台形波状電圧指令信号の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成 するか、または、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号の傾斜領域 を求める。これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧 (電流)を 確実に得ることができる。

[0127] 図 12は上記電力変換装置の指令波形を示しており、図 12(a)は振幅指令の波形を 示し、図 12(b)は相電流指令の波形を示している。また、図 12(c)は図 11の電流形論 理変換部 206で変換され、インバータ部 202に与えられる線電流指令値を示してい る。

[0128] なお、上記第 3,第 4実施形態の電力変換装置において、

τ₄/Τ₀ = ( l - V_r* )/ 2 =

τ₆/Τ₀ = 1 - τ₄/Τ₀ =

で表される空間ベクトル変調方式の基本式を用いて、電圧ベクトルの出力時間を決 定すること〖こよって、 PWM波形生成を行うこともできる。

[0129] 〔第 5実施形態〕

図 17はこの発明の第 5実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置の構成図 である。この第 5実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置は、コンバータ部と インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない。

[0130] この第 5実施形態の直接形電力変換装置は、制御部を除いて第 1比較例の図 1に 示す直接形電力変換装置のコンバータ部とインバータ部と同一の構成をしており、図

17ではコンバータ部とインバータ部を省略する (コンバータ部とインバータ部について は図 1を援用する)。

[0131] また、上記制御部 303は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例と しての電源同期信号 Vに基づいて、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *を生成する

r r s t

指令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状線 電流指令生成部 31 1と、上記台形波状線電流指令生成部 311からの台形波状線電 流指令信号 d *,d *,d *と電源同期信号 Vに基づいて、キヤリャ信号 Α,Βに対応する信

r s t r

号波 d *,d *,d *,d *を出力する信号分配部 316と、上記信号分配部 316からの信 rpa rpo rna rno

号波 d *,d *,d *,d *とキヤリャ信号 A,B (図 17では"キヤリャ A"，"キヤリャ B")とを比 rpa rpo rna rno

較するための比較部 312と、上記比較部 312からの比較結果に基づいてゲート信号 を出力する論理和演算部 313と、上記台形波状線電流指令生成部 311からの台形 波状線電流指令信号 d *,d *,d *に基づいて、通流比 d ,dを検出する 2相指令検出部

r s t rt st

314と、上記キヤリャ信号 Α,Βを生成するキヤリャ信号生成部 315と、上記インバータ 部 2に対する出力電圧指令信号 V *,V *,V *を生成するインバータ部用指令信号生 成部の一例としての出力電圧指令信号生成部 321と、上記出力電圧指令信号生成 部 321からの出力電圧指令信号 V_u*,V_v*,V_w*と 2相指令検出部 314からの通流比 d_rt,d に基づいて、

st

d + d V* (V* :各相の電圧ベクトル）

rt st

を出力する演算部 322と、上記出力電圧指令信号生成部 321からの出力電圧指令 信号 V *,V *,V *と 2相指令検出部 314からの通流比 dに基づいて、

d

rt (l-v*) (v*_:各相の電圧ベクトル）

を出力する演算部 323と、上記演算部 322, 323からの演算結果とキヤリャ信号とを 比較するための比較部 324と、上記比較部 324からの比較結果に基づいてゲート信 号を出力する論理和演算部 325とを有する。

[0132] 上記論理和演算部 313からのゲート信号によりコンバータ部 1のスィッチ S ,S ,S , rp rn sp

S ,S ,S をオンオフ制御すると共に、論理和演算部 325からのゲート信号によりイン sn tp tn

バータ部 2のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S をオンオフ制御する。

up un vp vn wp wn

[0133] 上記 2相指令検出部 314と演算部 322, 323で指令信号補正部を構成している。ま た、上記比較部 312と論理和演算部 313でコンバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成し、比較部 324と論理和演算部 325でインバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成している。

[0134] 上記台形波状線電流指令生成部 311は、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の

r s t 傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成する。

[0135] ここで、次式に基づ 、て、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の傾斜領域における

r s t

値を予めテーブルとして設定して 、る。

\d*\ = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

J d* J = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2 ここで、 d *,d *は線電流通流比であり、位相角 φは 0≤ φ≤π /3である。また、位相

s t

角 φは、三相交流入力電圧の相電圧 Vに同期している。

[0136] なお、テーブルの代わりに上記式を用いて台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の

r s t 傾斜領域を求めてもよい。

[0137] 図 13はキヤリャ比較を用いた場合の線電流通流比を示しており、図 13(a)は相電圧 波形を示し、図 13(b)は線電流通流比波形を示している。例えば、図 13に示すモード 1の領域にお 、て、二相変調される傾斜領域を上記式に基づ 、て線電流通流比指 令を生成する。

[0138] なお、ここで用いる台形波状波形は、第 1比較例の台形波状電圧指令信号 V *,V *，

r s

V *の線間電圧波形と同等である (電圧形、電流形の相対性より線電流指令に相当)。

t

[0139] 表 1は、モード毎の比較すべきキヤリャ信号を示している力 上記二相の指令値 (d *

s

,d *)の和が 1となるため、二相夫々が異なるキヤリャ信号で比較されるように選択すれ t

ばよい。ここでは、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の立ち上がり波形でキヤリャ信

r s t

号 Aを選択し、立ち下がり波形でキヤリャ信号 Bを選択している。

[0140] [表 1]

[0141] また、図 14は、表 1の変調方式を説明するための図を示している。図 14において、 上から順に、通流比指令 d *、指令 d *、指令 d *、信号分配信号 C、信号分配信号 C

r rp rn a b

、信号波 d *、信号波 d *、信号波 d *、信号波 d *、ゲート信号 S 、ゲート信号 S を

rpa rpo rna rnb rp rn 示している。

[0142] 信号分配部 316において、通流比指令 d *は正負夫々の指令 d *、 d *に分離した

r rp rn

後、指令値の波形を π Ζ2進相した信号分配信号 C ,Cに基づいて、比較すべきキ

a b

ャリャ信号 Α,Βに対応する信号波 d *,d *,d *,d *を得る。すなわち、信号波 d *は

rpa rpb rna rnb rpa

、指令 d *と信号分配信号 Cとの論理積により得られ、信号波 d Ίま、指令 d *と信号 rp a rpo rp 分配信号 Cとの論理積により得られ、信号波 d *は、指令 d *と信号分配信号 Cとの

b rna rn a 論理積により得られ、信号波 d *は、指令 d *と信号分配信号 Cとの論理積により得

rnb rn b

られる。 [0143] ここで得られた信号は、比較部 312で 2つのキヤリャ信号 Α,Βと比較された後、論理 和演算部 313で論理和をとることにより、上下アームのゲート信号 S ,S を得る。通流

rp rn

比指令 d *,d *についても同様にして、ゲート信号 s ,s ,s ,s を得る。すなわち、ゲ s t sp sn tp tn

ート信号 S は、信号波 d *と信号波 d *との論理和により得られ、ゲート信号 S は、

rp rpa rpb rn 信号波 d *と信号波 d *との論理和により得られる。

rna rnb

[0144] 上記構成の直接形電力変換装置によれば、コンバータ部 1により変換された直流 電圧の脈流状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を生じな 、 ように、指令信号補正部 (314, 322, 323)により出力電圧指令信号を補正して、その 補正された出力電圧指令信号に基づいて、コンバータ部 1により変換された直流電 圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、台形波状線電流指令生成部 3 11は、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の傾斜領域を、

r s t

= ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

= ( 1

+ V3 tan - π/6 ))/2 に基づいて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減すること ができる。

[0145] 同様に、空間ベクトル変調を用いて実現することも可能であり、図 15(a)は相電圧波 形を示し、図 15(b)は線電流通流比波形を示し、図 16は電流形空間ベクトル変調方 式の PWM変調における電流ベクトルを示して!/、る。

[0146] 図 16に示す電流ベクトルは、相電流で規定されるが、台形波状信号波であり 1相が 60度期間導通状態であるため、図 15に示すように、二相の線電流通流比に基づい て、次式のように各電流ベクトルの通電時間を与えることにより、相電流を供給するこ とがでさる。

r_rt = 7 ( 1 + 1 (^ _ ^6》/2

[0147] 表 2は、この電流形空間ベクトル変調方式の PWM変調における各電流ベクトルの 出力時間を示している。

[0148] [表 2] I 2 3 4 5 6

s 〇 τ X X X τ

rs rt

s X τ

■Ψ ί 〇 τ

rs X X

s X X X τ

ri 〇 τ

rs

s X X τ τ

ri 〇 rs X

s τ X X X

sn rs ri 〇

τ τ

n 〇 rs X X X

[0149] 〔第 6実施形態〕

図 18はこの発明の第 6実施形態の直接形電力変換装置の一例としてのマトリックス コンバータの構成図である。

[0150] この第 6実施形態の直接形電力変換装置は、制御部を除いて第 2比較例の図 2に 示す直接形電力変換装置の変換部と同一の構成をしており、図 18では変換部を省 略する (変換部については図 2を援用する)。

電圧形との相違点は、仮想コンバータ部と仮想インバータ部の同期において、一相 変調波形に対して、二相変調波形を用いることである。また、仮想コンバータ部側に ついては、キヤリャ信号を二相用いている力 ゲート信号の生成に相電流から線電流 への論理変換部を不要とする点が異なる。

[0151] また、上記制御部 405は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例と しての電源同期信号 Vに基づいて、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *を生成する

r r s t

指令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状線 電流指令生成部 431と、上記台形波状線電流指令生成部 431からの台形波状線電 流指令信号 d *,d *,d *と電源同期信号 Vに基づいて、キヤリャ信号 Α,Βに対応する信

r s t r

号波 d *,d *,d *,d *を出力する信号分配部 436と、上記信号分配部 436からの信 rpa rpo rna rno

号波 d *,d *,d *,d *とキヤリャ信号 A,B (図 18では"キヤリャ A"，"キヤリャ B")とを比 rpa rpo rna rno

較するための比較部 432と、上記比較部 432からの比較結果に基づいてゲート信号 を出力する論理和演算部 433と、上記台形波状線電流指令生成部 431からの台形 波状線電流指令信号 d *,d *,d *に基づいて、通流比 d ,dを検出する 2相指令検出部 r s t rt st

434と、上記キヤリャ信号 Α,Βを生成するキヤリャ信号生成部 435と、上記変換部 4に 対する出力電圧指令信号 V *,V *,V *を生成するインバータ部用指令信号生成部の 一例としての出力電圧指令信号生成部 441と、上記出力電圧指令信号生成部 441 力もの出力電圧指令信号 V *,V *,V *と 2相指令検出部 434からの通流比 d ,dに基 u V w rt st づいて、

d +d V* (V*:各相の電圧ベクトル）

rt st

を出力する演算部 442と、上記出力電圧指令信号生成部 441からの出力電圧指令 信号 V *,V *,V *と 2相指令検出部 434からの通流比 dに基づいて、

d (l -v*) (v*_:各相の電圧ベクトル）

rt

を出力する演算部 443と、上記演算部 442, 443からの演算結果とキヤリャ信号とを 比較するための比較部 444と、上記比較部 444からの比較結果に基づいてゲート信 号を出力する論理和演算部 445と、上記論理和演算部 433からの信号と論理和演 算部 445からの信号に基づ 、て、ゲート信号を合成するゲート信号合成部 450とを 有する。

[0152] 上記ゲート信号合成部 450からのゲート信号により変換部 4のスィッチ S ,S ,S ,S ur us ut v

,S ,S ,S ,S ,S をオンオフ制御する。

r vs vt wr ws wt

[0153] 上記 2相指令検出部 434と演算部 442, 443で指令信号補正部を構成している。ま た、上記比較部 432と論理和演算部 433でコンバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成し、比較部 444と論理和演算部 445でインバータ部用 PWM変調信号生成部を 構成している。

[0154] 上記台形波状線電流指令生成部 431は、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の r s t 傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成する。

[0155] ここで、上記第 5実施形態と同様に、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の傾斜領 r s t 域における値を予めテーブルとして設定して 、る。

[0156] なお、テーブルの代わりに上記式を用いて台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の r s t 傾斜領域を求めてもよい。

[0157] 上記構成のマトリックスコンバータによれば、仮想コンバータ部により変換された仮 想直流電圧の脈流状の電圧 (電流)波形に対して、三相交流出力電圧 (電流)に歪を 生じな 、ように、指令信号補正部 (434,442,443)により出力電圧指令信号を補正し て、その補正された出力電圧指令信号に基づいて、仮想インバータ部は、仮想コン バータ部により変換された仮想直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。こ のとき、台形波状電圧指令生成部 31は、台形波状線電流指令信号 d *,d *,d *の傾斜

r s t 領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/ら ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2 に基づいて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減すること ができる。

上記第 5,第 6実施形態では、テーブルまたは式を用いて傾斜領域を求めた台形波 状電圧指令信号,台形波状線電流指令信号をコンバータ側に適用した直接形の電 力変換装置について説明したが、台形波状の指令信号をインバータ側に適用した電 力変換装置にこの発明を適用してもよい。

Claims

請求の範囲

[1] 台形波状の指令信号を基準信号の位相角に基づ 、て生成する指令信号生成部 (1 1,31, 105, 205, 311,431)と、

キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部 (15,35, 106a,207a,315,435)と、 上記指令信号生成部 (11, 31, 105,205,311 ,431)からの上記台形波状の指令信 号および上記キヤリャ信号生成部 (15,35, 106a,207a,315,435)により生成された 上記キヤリャ信号に基づいて、三相交流入力電圧を直流電圧に変換するか、または 、直流電圧を三相交流出力電圧に変換する変換部 (1,4, 102,202)と

を備え、

上記指令信号生成部 (11, 31, 105,205,311 ,431)は、上記台形波状の指令信号 の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することを特徴とする 電力変換装置。

[2] 三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部 (1)と、上記コンバータ部 (1) により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ 部 (2)とを備え、上記コンバータ部 (1)と上記インバータ部 (2)とを接続する直流リンク部 に平滑用のフィルタを有しない電力変換装置であって、

上記三相交流入力電圧に同期した台形波状のコンバータ部用指令信号を生成す るコンバータ部用指令信号生成部 (11, 31, 311,431)と、

キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部 (15,35,315,435)と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号を生成 するインバータ部用指令信号生成部 (21 ,41, 321,441)と、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11,31,311 ,431)からの上記台形波状のコ ンバータ部用指令信号に基づいて、上記インバータ部用指令信号生成部 (21,41,3 21 ,441)により生成された上記インバータ部用指令信号を補正する指令信号補正部 ひ 4,22,23, 34,42,43, 314,322,323,434,442,443)と

を備え、

上記コンバータ部 (1)は、上記コンバータ部用指令信号生成部 (11, 31, 311,431) からの上記台形波状のコンバータ部用指令信号および上記キヤリャ信号生成部 (15, 35, 315,435)からの上記キヤリャ信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記 直流電圧に変換し、

上記インバータ部 (2)は、上記指令信号補正部 (14,22,23,34,42,43,314,322,3 23,434,442,443)により補正された上記インバータ部用指令信号に基づいて、上記 コンバータ部 (1)により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に 変換し、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11 , 31 , 311 ,431)は、上記台形波状のコン バータ部用指令信号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成 することを特徴とする電力変換装置。

[3] 請求項 1または 2に記載の電力変換装置において、

上記所定の式は、

3 tan^ - π / b ι

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

- ¾ tan^— π / 6)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Ζ3)

であることを特徴とする電力変換装置。

[4] 請求項 2に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11,31)からの上記コンバータ部用指令信号 と上記キヤリャ信号生成部 (15, 35)からの上記キヤリャ信号とを比較して、コンバータ 部用 PWM変調信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部 (12, 13,32,3 3)と、

上記インバータ部用指令信号生成部 (21,41)からの上記インバータ部用指令信号 と上記コンバータ部 (1)に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号とを比較して、ィ ンバータ部用 PWM変調信号を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部 (24, 25,44,45)と

を備え、

上記コンバータ部 (1)は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部 (12, 13,32,3 3)により生成された上記コンバータ部 PWM変調信号に基づいて、上記三相交流入 力電圧を上記直流電圧に変換し、

上記インバータ部 (2)は、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部 (24,25,44,4 5)により生成された上記インバータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ 部 (1)により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するこ とを特徴とする電力変換装置。

[5] 請求項 4に記載の電力変換装置において、

上記キヤリャ信号は三角波状の信号であることを特徴とする電力変換装置。

[6] 請求項 4に記載の電力変換装置において、

上記キヤリャ信号は鋸波状の信号であることを特徴とする電力変換装置。

[7] 請求項 2に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部 (1)は、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 1直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と、

rp sp tp

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 2直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と

rn sn tn

を有し、

上記インバータ部 (2)は、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 1直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と、

up vp wp

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 2直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と

un vn wn

を有することを特徴とする電力変換装置。

[8] 請求項 2に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部に相当する仮想コンバータ部と、上記インバータ部に相当する仮 想インバータ部と、上記直流リンク部に相当する仮想直流リンク部とを有するマトリック スコンバータであって、

上記仮想コンバータ部および上記仮想インバータ部は、

上記三相交流入力電圧のうちの第 1相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

ur

S ,S )と、

vr wr

上記三相交流入力電圧のうちの第 2相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

us

S ,S )と、

上記三相交流入力電圧のうちの第 3相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

ut

S ,S )とを有することを特徴とする電力変換装置。

vt wt

[9] 請求項 1に記載の電力変換装置にお!、て、

上記指令信号生成部 (311 ,431)は、上記台形波状の指令信号の傾斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/ら ))/2

I I = ( 1 + 3 tan - π/ ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づ!/、て生成することを特徴とする電力変換装置。

[10] 請求項 2に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (311 ,431)は、上記台形波状のコンバータ部 用指令信号の傾斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/6 ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は線電流通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づ!/、て生成することを特徴とする電力変換装置。

[11] 請求項 10に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部 (1)は、

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 1直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と、

rp sp tp

上記三相交流入力電圧の各相電圧が一端に夫々入力され、第 2直流リンク部に他 端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と

rn sn tn を有し、

上記インバータ部 (2)は、

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 1直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と、

up vp wp

上記所定の三相交流出力電圧の各出力端子が一端に夫々接続され、上記第 2直 流リンク部に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,S ,S )と

un vn wn

を有することを特徴とする電力変換装置。

[12] 請求項 10に記載の電力変換装置において、

上記コンバータ部に相当する仮想コンバータ部と、上記インバータ部に相当する仮 想インバータ部と、上記直流リンク部に相当する仮想直流リンク部とを有するマトリック スコンバータであって、

上記仮想コンバータ部および上記仮想インバータ部は、

上記三相交流入力電圧のうちの第 1相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

ur

S ,S )と、

vr wr

上記三相交流入力電圧のうちの第 2相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

us

S ,S )と、

上記三相交流入力電圧のうちの第 3相電圧が一端に夫々入力され、上記所定の三 相交流出力電圧の各出力端子に他端が夫々接続された 3つのスイッチング回路 (S ,

ut

S ,S )とを有することを特徴とする電力変換装置。

vt wt

[13] 三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用指令信号を生成するコンバータ部用 指令信号生成部 (11,31)と、

所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号を生成するィ ンバータ部用指令信号生成部 (21,41)と、

キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号生成部 (15, 35)と、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11,31)からの上記コンバータ部用指令信号 および上記キヤリャ信号生成部 (15,35)により生成された上記キヤリャ信号に基づい て、上記三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部 (1)と、 上記インバータ部用指令信号生成部 (21,41)からの上記インバータ部用指令信号 および上記コンバータ部 (1)に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号に基づいて 、上記コンバータ部 (1)により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力 電圧に変換するインバータ部 (2)と

を有することを特徴とする電力変換装置。

[14] 請求項 13に記載の電力変換装置において、

上記キヤリャ信号は三角波状の信号であることを特徴とする電力変換装置。

[15] 請求項 13に記載の電力変換装置において、

上記キヤリャ信号は鋸波状の信号であることを特徴とする電力変換装置。

[16] 台形波状の指令信号を指令信号生成部 (11, 31, 105,205,311,431)により生成す るステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部 (15,35, 106a,207a,315,435)により生成するス テツプと、

上記指令信号生成部 (11, 31, 105,205,311 ,431)からの上記台形波状の指令信 号および上記キヤリャ信号生成部 (15,35, 106a,207a,315,435)により生成された 上記キヤリャ信号に基づいて、変換部 (1,4, 102,202)によって、三相交流入力電圧 を直流電圧に変換するカゝ、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換するステツ プと

を有し、

上記指令信号生成部 (11, 31, 105,205,311 ,431)により上記台形波状の指令信 号を生成するステップにおいて、上記台形波状の指令信号の傾斜領域を、所定のテ 一ブルまたは所定の式を用いて生成することを特徴とする電力変換装置の制御方法

[17] 三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部 (1)と、上記コンバータ部 (1) により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ 部 (2)とを備え、上記コンバータ部 (1)と上記インバータ部 (2)とを接続する直流リンク部 に平滑用のフィルタを有しない電力変換装置の制御方法であって、 上記三相交流入力電圧に同期した台形波状のコンバータ部用指令信号をコンパ 一タ部用指令信号生成部 (11,31,311,431)により生成するステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部 (15,35,315,435)により生成するステップと、 上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号をインバ 一タ部用指令信号生成部 (21,41, 321,441)により生成するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11,31,311 ,431)からの上記台形波状のコ ンバータ部用指令信号に基づいて、上記インバータ部用指令信号生成部 (21,41,3 21,441)により生成された上記インバータ部用指令信号を指令信号補正部 (14,22, 23, 34,42,43, 314,322,323,434,442,443)によりネ甫正するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11,31,311 ,431)からの上記台形波状のコ ンバータ部用指令信号および上記キヤリャ信号生成部 (15,35,315,435)からの上 記キヤリャ信号に基づいて、上記コンバータ部 (1)により、上記三相交流入力電圧を 上記直流電圧に変換するステップと、

上記指令信号ネ ΐ正部 (14,22,23, 34,42,43, 314,322,323,434,442,443)により 補正された上記インバータ部用指令信号に基づいて、上記インバータ部 (2)によって 、上記コンバータ部 (1)により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力 電圧に変換するステップと

を有し、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11, 31, 311,431)により上記台形波状のコン バータ部用指令信号を生成するステップにおいて、上記台形波状のコンバータ部用 指令信号の傾斜領域を、所定のテーブルまたは所定の式を用いて生成することを特 徴とする電力変換装置の制御方法。

請求項 16または 17に記載の電力変換装置の制御方法において、

上記所定の式は、

(ただし、位相角 φは 0≤ φ≤ π /3)

-V3 tan^-π /6)

(ただし、位相角 φは π≤ φ≤4 π Ζ3) であることを特徴とする電力変換装置の制御方法。

[19] 請求項 16または 17に記載の電力変換装置の制御方法において、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (311 ,431)により上記台形波状のコンバータ 部用指令信号を生成するステップにおいて、上記台形波状のコンバータ部用指令信 号の傾斜領域を、

| | = ( 1 - V3 tan - π/ら ))/2

I I = ( 1 + V3 tan - π/6 ))/2

(ただし、 d *,d *は通流比、位相角 φは 0≤ ≤ π /3)

s t

に基づいて生成することを特徴とする電力変換装置の制御方法。

[20] 三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用指令信号をコンバータ部用指令信 号生成部 (11 , 31)により生成するステップと、

所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用指令信号をインバータ 部用指令信号生成部 (21 ,41)により生成するステップと、

キヤリャ信号をキヤリャ信号生成部 (15,35)により生成するステップと、

上記コンバータ部用指令信号生成部 (11 ,31)からの上記コンバータ部用指令信号 および上記キヤリャ信号生成部 (15,35)により生成された上記キヤリャ信号に基づい て、上記三相交流入力電圧力も直流電圧にコンバータ部 (1)により変換するステップ と、

上記インバータ部用指令信号生成部 (21 ,41)からの上記インバータ部用指令信号 および上記コンバータ部 (1)に用いられたものと同一の上記キヤリャ信号に基づいて 、上記コンバータ部 (1)により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力 電圧にインバータ部 (2)により変換するステップと

を有することを特徴とする電力変換装置の制御方法。

[21] 空間ベクトル変調方式により PWM変調信号を生成する PWM変調信号生成部と、 上記 PWM変調信号生成部からの上記 PWM変調信号に基づ!/、て、三相交流入 力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換す る変換部と

を備え、 上記 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ!/、て出力すべき 電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

0

て ₄ = Τ₀ (

- π/6 ))/2

て ₆ = Τ₀ ( 1 + ^ ίΆη( - π/6 ))/2

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、上記 PWM変調信号を生成

4 6

することを特徴とする電力変換装置。

三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しな 、電力変換装置であって、

空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用 P WM変調信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用 PWM変調信号 を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コンバータ部用 PWM変調 信号に基づいて、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された上記 インバータ部用 PWM変調信号を補正する PWM変調信号補正部と

を備え、

上記コンバータ部は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コン バータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に 変換し、

上記インバータ部は、上記 PWM変調信号補正部により補正された上記インバータ 部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ く上記直流電圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとす

0

るとさ、 て ₄ =

て ₆ =

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電圧ベクトルに基づいて、上記コンバータ部用 PWM

4 6

変調信号を生成することを特徴とする電力変換装置。

[23] 空間ベクトル変調方式により PWM変調信号を生成する PWM変調信号生成部と、 上記 PWM変調信号生成部からの上記 PWM変調信号に基づ!/、て、三相交流入 力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換す る変換部と

を備え、

上記 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ!/、て出力すべき 電流ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとするとき、

T_rs = Γ₀ ( 1—

r_rt = 7 ( 1 + 1 ( _ ^6》/2

(ただし、 0≤ φ≤π Ζ3)

で表される出力時間 τ , τ の電流ベクトルに基づいて、上記 PWM変調信号を生成 rs rt

することを特徴とする電力変換装置。

[24] 三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により 変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを 備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフ ィルタを有しな 、電力変換装置であって、

空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期したコンバータ部用 P WM変調信号を生成するコンバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用 PWM変調信号 を生成するインバータ部用 PWM変調信号生成部と、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コンバータ部用 PWM変調 信号に基づいて、上記インバータ部用 PWM変調信号生成部により生成された上記 インバータ部用 PWM変調信号を補正する PWM変調信号補正部と を備え、

上記コンバータ部は、上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部からの上記コン バータ部用 PWM変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に 変換し、

上記インバータ部は、上記 PWM変調信号補正部により補正された上記インバータ 部用 PWM変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧 を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、

上記コンバータ部用 PWM変調信号生成部は、上記空間ベクトル変調方式に基づ く上記直流電圧を出力すべき電流ベクトルを用い、キヤリャ周期を T、位相角 φとす

0

るとさ、

r_rt = 7(1+ 1 ( _ ^6》/2

(ただし、 0≤ φ≤πΖ3)

で表される出力時間 τ ,τ の電流ベクトルに基づいて、上記コンバータ部用 PWM

rs rt

変調信号を生成することを特徴とする電力変換装置。