JP3912596B2 - 交流−交流電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大形のエネルギーバッファを持たずに、多相交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を交流電圧に変換する交流−交流電力変換器の制御装置に関し、特に、入力電圧の不平衡状態における入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減させるための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図４において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
ここで、図４のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００７】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【０００９】
さて、図５は、図４の構成において入力電圧が不平衡である場合の入力電圧波形、入力電流波形、出力電圧波形の一例を示している。
図示するように入力電圧が不平衡である場合、入力電流を正弦波にすると有効電力（瞬時有効電力）が脈動し、電力変換器の直流リンク電圧にリプルが現れる。図４のように大形のエネルギーバッファがある場合には、この有効電力の脈動を吸収することができ、出力電圧波形もほとんどひずみのない正弦波にすることができるが、大形エネルギーバッファを有しない電力変換器では直流リンク電圧に脈動が発生し、その結果、入力電流波形及び出力電圧波形にひずみが発生する。
【００１０】
入力電流のひずみは電源電圧の高調波を増加させ、系統の電圧低下や他機器の誤動作などの悪影響を及ぼす。また、出力電圧のひずみは、電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合に、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部にエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧が不平衡な状況においても入力電流や出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記整流器と前記インバータとの間の直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記マトリクスコンバータの仮想直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記仮想整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１に記載した発明の実施形態に相当する。図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１６】
図１において、１０は三相交流電源であり、その電源電圧は電圧検出手段７１により検出されている。電圧検出手段７１の出力は正相分電圧検出手段７２及び逆相分電圧検出手段７３に入力され、これらの出力は逆相分電流指令演算手段７４に入力されている。
一方、整流器２０に対する入力電流指令が正相分電流指令演算手段７５及び上記逆相分電流指令演算手段７４に入力され、これらの出力は図示の符号で加算手段７６に入力されている。そして、加算手段７６の出力は整流器２０の最終的な入力電流指令として整流器制御手段５０に加えられており、整流器制御手段５０は、この入力電流指令に応じた入力電流を流すようにＰＷＭ整流器２０を制御する。
【００１７】
次に、本実施形態の動作を説明する。この実施形態では、整流器２０の入力電圧が不平衡であっても直流リンク部の瞬時電力（瞬時有効電力）を一定にするような制御が行われる。
入力電圧が不平衡である場合には逆相分電圧が発生するため、入力電圧ベクトルｖは数式１により表される。
【００１８】
【数１】
【００１９】
正相分電圧Ｖｐ及び逆相分電圧Ｖｎは、各相入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴから数式２によって求められる。
【００２０】
【数２】
【００２１】
数式１で表される入力電圧に対し、数式３で表される平衡電流を流すと、瞬時皮相電力Ｓは数式４となり、瞬時有効電力Ｐは数式５となる。
【００２２】
【数３】
【００２３】
【数４】
【００２４】
【数５】
【００２５】
数式５から、瞬時有効電力Ｐはｃｏｓ（２θ）で脈動することがわかる。エネルギーバッファを持たない交流−交流電力変換器では、直流リンク部の脈動する瞬時有効電力Ｐは出力側にそのまま伝達され、出力電圧波形を歪ませる。また、直流リンク電力の脈動に伴って、入力電流波形も歪むことになる。
そこで、本実施形態では、直流リンク電力の脈動を防止するため、入力電流指令ｉ＊を数式６のように正相分と逆相分とに分離して考察することとした。
【００２６】
【数６】
【００２７】
ここで、Ｉｐ ＊は正相分電流の大きさの指令値、Ｉｎ ＊は逆相分電流の大きさの指令値、φｐ ＊，φｎ ＊はそれぞれの位相角指令値である。
数式６と数式１により皮相電力Ｓを求め、更に瞬時有効電力Ｐを求めると、数式７となる。
【００２８】
【数７】
【００２９】
数式７の右辺第３項及び第４項はｃｏｓ（２θ）成分を有するため、これらが脈動を発生させる。そこで、数式８が成立すれば、瞬時有効電力の脈動はゼロとなる。よって、数式８から、逆相分電流指令を数式９，１０により与える。
【００３０】
【数８】
【００３１】
【数９】
【００３２】
【数１０】
【００３３】
入力力率が１となるように制御するためには、φｐ ＊＝αｐとなるので、数式１０は数式１１となる。
【００３４】
【数１１】
【００３５】
すなわち、数式３で示される元の入力電流指令（平衡電流指令）に対し、整流器２０の入力電流指令を数式１２により与えることで、瞬時有効電力Ｐの脈動がゼロとなり、直流リンク部の電力脈動が発生せず、ひずみのない良好な入力電流波形及び出力電圧波形を得ることができる。なお、数式１２の右辺第１項は正相分電流指令に相当し、右辺第２項は逆相分電流指令に相当している。
【００３６】
【数１２】
【００３７】
図１の実施形態では、入力電圧を電圧検出手段７１により検出し、正相分電圧検出手段７２が数式２の第１行目の演算を行い、逆相分電圧検出手段７３が数式２の第２行目の演算を行って正相分電圧Ｖｐ及び逆相分電圧Ｖｎを分離、検出する。
逆相分電流指令演算手段７４は、正相分電圧Ｖｐ、逆相分電圧Ｖｎ、及び入力電流の振幅指令Ｉｍ ＊を含む入力電流指令を用いて数式１２の右辺第２項の演算を行い、正相分電流指令演算手段７５は、入力電流指令を用いて数式１２の右辺第１項の演算を行う。そして、加算手段７６は正相分電流指令から逆相分電流指令を減じることにより数式１２を実行して整流器２０の入力電流指令を演算し、これを整流器制御手段５０に入力する。
【００３８】
なお、入力電圧の平衡時には数式１２の右辺が第１項のみとなり、加算手段７６から出力される入力電流指令は実質的に数式３の平衡電流指令になるので、直流リンク部の瞬時電力が脈動することはない。
【００３９】
図２は、上記第１実施形態によるシミュレーション結果を示している。前述したように正相分電流指令から逆相分電流指令を減じて整流器２０の入力電流指令を得ることにより、入力電圧波形が不平衡な場合にも直流リンク部の瞬時電力をほぼ一定にすることができ、図５との比較から明らかなように、入力電流、出力電圧にひずみのない正弦波を得ることが可能である。
【００４０】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００４１】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を図３の如く仮想の整流器制御手段５０及び仮想のインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段８０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００４２】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１３によって表される。なお、数式１３において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは出力相電圧、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは入力相電圧、Ｓ９１〜Ｓ９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００４３】
【数１３】
【００４４】
また、上記スイッチング関数Ｓ９１〜Ｓ９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１４のように表すことができる。
【００４５】
【数１４】
【００４６】
図３におけるＰＷＭパルス合成手段８０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００４７】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧が不平衡の場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を数式１２に従って与えることにより、仮想直流リンク部の瞬時電力が一定となるように制御を行い、入力電流及び出力電圧波形のひずみを低減することができる。ここで、図３における各手段７１〜７６の動作は第１実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００４８】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、整流器及びインバータから構成されて直流リンク部にフィルタを有しない交流−交流電力変換器や、マトリクスコンバータ等の大容量のエネルギーバッファを持たない電力変換器において、入力電圧が不平衡である場合にも入力電流波形及び出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることができる。この結果、小形かつ長寿命であり、電源系統や負荷に障害を与えない交流−交流電力変換器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【図５】従来技術における入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【符号の説明】
１０ 三相交流電源
２０ ＰＷＭ整流器
２１〜２６ 半導体スイッチ
４０ ＰＷＭインバータ
４１〜４６ 半導体スイッチング素子
５０ 整流器制御手段
６０ インバータ制御手段
７１ 電圧検出手段
７２ 正相分電圧検出手段
７３ 逆相分電圧検出手段
７４ 逆相分電流指令演算手段
７５ 正相分電流指令演算手段
７６ 加算手段
８０ ＰＷＭパルス合成手段
９０ マトリクスコンバータ
９１〜９９ 双方向スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、大形のエネルギーバッファを持たずに、多相交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を交流電圧に変換する交流−交流電力変換器の制御装置に関し、特に、入力電圧の不平衡状態における入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減させるための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図４において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
ここで、図４のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００７】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【０００９】
さて、図５は、図４の構成において入力電圧が不平衡である場合の入力電圧波形、入力電流波形、出力電圧波形の一例を示している。
図示するように入力電圧が不平衡である場合、入力電流を正弦波にすると有効電力（瞬時有効電力）が脈動し、電力変換器の直流リンク電圧にリプルが現れる。図４のように大形のエネルギーバッファがある場合には、この有効電力の脈動を吸収することができ、出力電圧波形もほとんどひずみのない正弦波にすることができるが、大形エネルギーバッファを有しない電力変換器では直流リンク電圧に脈動が発生し、その結果、入力電流波形及び出力電圧波形にひずみが発生する。
【００１０】
入力電流のひずみは電源電圧の高調波を増加させ、系統の電圧低下や他機器の誤動作などの悪影響を及ぼす。また、出力電圧のひずみは、電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合に、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部にエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧が不平衡な状況においても入力電流や出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記整流器と前記インバータとの間の直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記マトリクスコンバータの仮想直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記仮想整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１に記載した発明の実施形態に相当する。図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１６】
図１において、１０は三相交流電源であり、その電源電圧は電圧検出手段７１により検出されている。電圧検出手段７１の出力は正相分電圧検出手段７２及び逆相分電圧検出手段７３に入力され、これらの出力は逆相分電流指令演算手段７４に入力されている。
一方、整流器２０に対する入力電流指令が正相分電流指令演算手段７５及び上記逆相分電流指令演算手段７４に入力され、これらの出力は図示の符号で加算手段７６に入力されている。そして、加算手段７６の出力は整流器２０の最終的な入力電流指令として整流器制御手段５０に加えられており、整流器制御手段５０は、この入力電流指令に応じた入力電流を流すようにＰＷＭ整流器２０を制御する。
【００１７】
次に、本実施形態の動作を説明する。この実施形態では、整流器２０の入力電圧が不平衡であっても直流リンク部の瞬時電力（瞬時有効電力）を一定にするような制御が行われる。
入力電圧が不平衡である場合には逆相分電圧が発生するため、入力電圧ベクトルｖは数式１により表される。
【００１８】
【数１】
正相分電圧Ｖｐ及び逆相分電圧Ｖｎは、各相入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴから数式２によって求められる。
【００２０】
【数２】
数式１で表される入力電圧に対し、数式３で表される平衡電流を流すと、瞬時皮相電力Ｓは数式４となり、瞬時有効電力Ｐは数式５となる。
【００２２】
【数３】
【数４】
【数５】
数式５から、瞬時有効電力Ｐはｃｏｓ（２θ）で脈動することがわかる。エネルギーバッファを持たない交流−交流電力変換器では、直流リンク部の脈動する瞬時有効電力Ｐは出力側にそのまま伝達され、出力電圧波形を歪ませる。また、直流リンク電力の脈動に伴って、入力電流波形も歪むことになる。
そこで、本実施形態では、直流リンク電力の脈動を防止するため、入力電流指令ｉ＊を数式６のように正相分と逆相分とに分離して考察することとした。
【００２６】
【数６】
ここで、Ｉｐ ＊は正相分電流の大きさの指令値、Ｉｎ ＊は逆相分電流の大きさの指令値、φｐ ＊，φｎ ＊はそれぞれの位相角指令値である。
数式６と数式１により皮相電力Ｓを求め、更に瞬時有効電力Ｐを求めると、数式７となる。
【００２８】
【数７】
数式７の右辺第３項及び第４項はｃｏｓ（２θ）成分を有するため、これらが脈動を発生させる。そこで、数式８が成立すれば、瞬時有効電力の脈動はゼロとなる。よって、数式８から、逆相分電流指令を数式９，１０により与える。
【００３０】
【数８】
【数９】
【数１０】
入力力率が１となるように制御するためには、φｐ ＊＝αｐとなるので、数式１０は数式１１となる。
【００３４】
【数１１】
すなわち、数式３で示される元の入力電流指令（平衡電流指令）に対し、整流器２０の入力電流指令を数式１２により与えることで、瞬時有効電力Ｐの脈動がゼロとなり、直流リンク部の電力脈動が発生せず、ひずみのない良好な入力電流波形及び出力電圧波形を得ることができる。なお、数式１２の右辺第１項は正相分電流指令に相当し、右辺第２項は逆相分電流指令に相当している。
【００３６】
【数１２】
図１の実施形態では、入力電圧を電圧検出手段７１により検出し、正相分電圧検出手段７２が数式２の第１行目の演算を行い、逆相分電圧検出手段７３が数式２の第２行目の演算を行って正相分電圧Ｖｐ及び逆相分電圧Ｖｎを分離、検出する。
逆相分電流指令演算手段７４は、正相分電圧Ｖｐ、逆相分電圧Ｖｎ、及び入力電流の振幅指令Ｉｍ ＊を含む入力電流指令を用いて数式１２の右辺第２項の演算を行い、正相分電流指令演算手段７５は、入力電流指令を用いて数式１２の右辺第１項の演算を行う。そして、加算手段７６は正相分電流指令から逆相分電流指令を減じることにより数式１２を実行して整流器２０の入力電流指令を演算し、これを整流器制御手段５０に入力する。
【００３８】
なお、入力電圧の平衡時には数式１２の右辺が第１項のみとなり、加算手段７６から出力される入力電流指令は実質的に数式３の平衡電流指令になるので、直流リンク部の瞬時電力が脈動することはない。
【００３９】
図２は、上記第１実施形態によるシミュレーション結果を示している。前述したように正相分電流指令から逆相分電流指令を減じて整流器２０の入力電流指令を得ることにより、入力電圧波形が不平衡な場合にも直流リンク部の瞬時電力をほぼ一定にすることができ、図５との比較から明らかなように、入力電流、出力電圧にひずみのない正弦波を得ることが可能である。
【００４０】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００４１】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を図３の如く仮想の整流器制御手段５０及び仮想のインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段８０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００４２】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１３によって表される。なお、数式１３において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは出力相電圧、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは入力相電圧、Ｓ９１〜Ｓ９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００４３】
【数１３】
また、上記スイッチング関数Ｓ９１〜Ｓ９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１４のように表すことができる。
【００４５】
【数１４】
図３におけるＰＷＭパルス合成手段８０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００４７】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧が不平衡の場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を数式１２に従って与えることにより、仮想直流リンク部の瞬時電力が一定となるように制御を行い、入力電流及び出力電圧波形のひずみを低減することができる。ここで、図３における各手段７１〜７６の動作は第１実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００４８】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、整流器及びインバータから構成されて直流リンク部にフィルタを有しない交流−交流電力変換器や、マトリクスコンバータ等の大容量のエネルギーバッファを持たない電力変換器において、入力電圧が不平衡である場合にも入力電流波形及び出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることができる。この結果、小形かつ長寿命であり、電源系統や負荷に障害を与えない交流−交流電力変換器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【図５】従来技術における入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【符号の説明】
１０ 三相交流電源
２０ ＰＷＭ整流器
２１〜２６ 半導体スイッチ
４０ ＰＷＭインバータ
４１〜４６ 半導体スイッチング素子
５０ 整流器制御手段
６０ インバータ制御手段
７１ 電圧検出手段
７２ 正相分電圧検出手段
７３ 逆相分電圧検出手段
７４ 逆相分電流指令演算手段
７５ 正相分電流指令演算手段
７６ 加算手段
８０ ＰＷＭパルス合成手段
９０ マトリクスコンバータ
９１〜９９ 双方向スイッチ
Claims (2)
- 多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記整流器と前記インバータとの間の直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなることを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。 - 多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記マトリクスコンバータの仮想直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記仮想整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなることを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。
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