JP4423950B2 - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に変換する交流交流直接変換器の制御装置に関し、特に、マトリクスコンバータ等の電力変換器内に想定した仮想ＰＷＭ整流器及び仮想ＰＷＭインバータを制御する際のＰＷＭパルス発生手段に特徴を有する制御装置に関するものである。

単方向の電流を制御できる少なくとも二つの単方向半導体スイッチにより交流スイッチを構成し、この交流スイッチ群をスイッチングして三相交流電源から任意の大きさ及び周波数の三相交流電圧を直接得るようにした交流交流直接変換器として、マトリクスコンバータを例にとって以下に説明する。

図４は、マトリクスコンバータ２０及びその制御装置を示す従来技術のブロック図である。ここで、マトリクスコンバータ２０は、三相交流電源に接続される各相入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと負荷側の各相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に、双方向性の交流スイッチＳ１〜Ｓ９を接続して構成されている。なお、これらの交流スイッチＳ１〜Ｓ９は、前述したように、例えば双方向に耐圧を持つ二つの単方向半導体スイッチを逆並列接続したり、逆並列ダイオードがそれぞれ接続された二つの単方向半導体スイッチを逆方向に直列接続して構成されている。

上記マトリクスコンバータ２０では、交流スイッチＳ１〜Ｓ９を構成する単方向スイッチをＰＷＭ制御して三相交流電圧を直接切り出し、任意の大きさ、周波数を持つ三相交流電圧を得て負荷に供給している。
ここで、マトリクスコンバータの入力電流及び出力電圧の制御方式としては、マトリクスコンバータ内に仮想のＰＷＭ整流器（以下、必要に応じて単に仮想整流器という）と仮想のＰＷＭインバータ（同じく単に仮想インバータという）とを想定し、これらをＰＷＭ制御する仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式が知られている（後述する非特許文献１参照）。
以下、この仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式の概要を説明する。

図４の従来技術では、仮想整流器により入力電流を制御する。すなわち、入力電流指令から台形波指令発生手段１１により、一相だけをスイッチングする台形波の入力電流指令を生成する。そして、この入力電流指令とキャリア発生手段１２により発生させたキャリアとを比較手段１３により比較し、仮想整流器側のＰＷＭパルスパターンを得る。

一方、仮想インバータ側については、比較手段１３から出力されるＰＷＭパルスパターンに基づき、仮想整流器のスイッチングしている相のオンオフ比をオンオフ比抽出手段１６により抽出し、このオンオフ比を用いてキャリアである三角波の頂点位置を移動した変形三角波を対称変形三角波発生手段１４により発生させる。そして、この対称変形三角波を比較手段１５により出力電圧指令と比較し、仮想インバータ側のＰＷＭパルスパターンを得る。

その後、ＰＷＭパルス合成手段１７により、仮想整流器と仮想インバータのＰＷＭパルスパターンを合成し、マトリクスコンバータ２０のＰＷＭパルスパターンを得て交流スイッチＳ１〜Ｓ９をスイッチングしている。

ここで、図５は仮想インバータキャリアに対称変形三角波を用いた場合の仮想整流器ＰＷＭパルス、仮想インバータの上アーム及び下アームのＰＷＭパルス、マトリクスコンバータ２０のＰＷＭパルスを示している。
図示するように、仮想整流器キャリア（キャリア発生手段１２の出力）のＵｐ／Ｄｏｗｎに応じて、仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎパターンを切り替える。図５では、対称変形三角波発生手段１４における割り込み処理により、仮想整流器キャリアの最大値、最小値（山、谷）の時点で仮想インバータキャリアのピーク値をセット（プリセット）している。

仮想インバータキャリアのＵｐとＤｏｗｎとの比は、仮想整流器ＰＷＭパルスのオンオフ比（デューティ比）により決定する。その結果、図５に示すように、仮想インバータキャリアは仮想整流器キャリアの山、谷のピークで対称な変形三角波となり、結果的に、仮想インバータの上アームＰＷＭパルス及び下アームＰＷＭパルスは、仮想整流器キャリアの山谷に対して対称になる。
なお、図５において、ａ〜ｄは仮想整流器ＰＷＭパルスが変化するタイミングを示している。

次に、図６はマトリクスコンバータ２０の出力一相分の回路を示している。マトリクスコンバータ２０では、電源電圧値の最大／中間／最小に応じてスイッチングするスイッチを選択し、出力電圧を制御している。
図６は、図４における電源側のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電圧の大きさに応じた最大相、中間相、最小相と出力側のＵ相との間にそれぞれ接続される交流スイッチ２１，２２，２３を表したものである。例えば、Ｒ相が最大相、Ｓ相が中間相、Ｔ相が最小相である場合、図６の交流スイッチ２１，２２，２３は、図４における交流スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７にそれぞれ相当する。

図６において、最大相、中間相、最小相との接続関係に起因する印加電圧の極性から、参照記号にａを付したスイッチ２１ａ，２３ａはＩＧＢＴモードで動作するスイッチ、参照記号ｂを付したスイッチ２１ｂ，２３ｂは還流ダイオードモードで動作するスイッチをそれぞれ示している。
ここで、ＩＧＢＴモードとは、コレクタ−エミッタ間に順電圧が印加されている（コレクタ電圧がエミッタ電圧より高い）状態の動作モードをいい、ゲートオンと同時に電流が流れる動作モードである。また、還流ダイオードモードとは、コレクタ−エミッタ間に逆電圧が印加されている（コレクタ電圧がエミッタ電圧より低い）状態の動作モードをいい、この場合には、順電圧が印加されてゲートオンしないと電流が流れず、インバータにおける還流ダイオードとほぼ同様の作用になることから還流ダイオードモードと称している。
また、中間相に接続される交流スイッチ２２のスイッチ２２ａ／ｂ，２２ｂ／ａについては、最大相及び中間相の間でスイッチングする場合（交流スイッチ２２が下アームとして動作する場合）と、中間相及び最小相の間でスイッチングする場合（交流スイッチ２２が上アームとして動作する場合）とで、ＩＧＢＴモード、還流ダイオードモードになるスイッチが何れも入れ替わることになる。このため、参照符号に２ａ／ｂ，２ｂ／ａを付してある。

例えば、図６における最大相及び中間相の間の交流スイッチ２１，２２でスイッチングする場合には、スイッチ２２ａ／ｂがＩＧＢＴモード、２２ｂ／ａが還流ダイオードモードとなり、中間相及び最小相の間の交流スイッチ２２，２３でスイッチングする場合には、スイッチ２２ａ／ｂが還流ダイオードモード、２２ｂ／ａがＩＧＢＴモードとなる。

なお、前述した仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式では、スイッチングモードに関する基本的な概念として、「上アーム切替」と「下アーム切替」とがある。
「上アーム切替」とは、仮想インバータの上アームＰＷＭパルスを最大相と中間相の交流スイッチのＰＷＭパルスにより分配してスイッチングするモードであり、「下アーム切替」とは、仮想インバータの下アームＰＷＭパルスを中間相と最小相の交流スイッチのＰＷＭパルスにより分配してスイッチングするモードである。
ここで、「分配する」とは、例えば「上アーム切替」の時に、仮想インバータの上アームＰＷＭパルスが、最大相と中間相の交流スイッチのＰＷＭパルスの論理和になることを意味する。

「上アーム切替」になるか「下アーム切替」になるかは中間相の電圧（以下、中間電圧という）の極性に依存し、中間電圧が正のときは「上アーム切替」、中間電圧が負のときは「下アーム切替」となる。
例えば、中間電圧が正（上アーム切替）のときは、仮想インバータのＵ相上アームのＰＷＭパルスを図６における交流スイッチ２１，２２のＰＷＭパルスにより分配し、中間電圧が負（下アーム切替）のときは、仮想インバータのＵ相下アームのＰＷＭパルスを図６における交流スイッチ２２，２３のＰＷＭパルスにより分配する。

この動作について、前述した図５を参照すると、中間電圧が正の時の「上アーム切替」では、スイッチング１周期（仮想整流器のキャリア１周期）中に、マトリクスコンバータのＰＷＭパルスとして合計６回のスイッチングを行っている。
また、中間電圧が負の時の「下アーム切替」では、スイッチング１周期中に合計４回のスイッチングを行うことになる。

伊東淳一ほか２名，「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」，社団法人電気学会研究会資料（半導体電力変換・産業電力電気応用合同研究会），ＳＰＣ−０２−７７〜９６，ＩＥＡ−０２−１８〜３７，平成１４年１１月１４日，ｐ．７５−８０

上述した仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリクスコンバータのスイッチング方式には、以下の問題がある。
（１）上アーム切替の際のスイッチング回数が多いため、スイッチング損失や発生ノイズが増加する。この結果、放熱フィンの体積やノイズフィルタの体積も増加し、装置全体が大型化する。
（２）上アーム切替と下アーム切替とでスイッチング回数が異なることから、スイッチング時に発生する転流による出力電圧誤差が、上アーム切替時と下アーム切替時で異なる。このため、出力電圧の制御精度が悪化し、波形の歪みを増加させると共に、負荷が電動機の場合にはトルクリプルや騒音の原因となる。

そこで本発明は、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によりＰＷＭ制御される交流交流直接変換器において、上アーム切替時、下アーム切替時の何れの場合でもスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減すると共に、出力電圧の制御精度を向上させた小型かつ高性能の交流交流直接変換器の制御装置を提供しようとするものである。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向半導体スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、多相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置であって、前記直接変換器内に想定した仮想整流器及び仮想インバータに対する各ＰＷＭパルスを合成して前記直接変換器に与えるＰＷＭパルス合成手段と、仮想整流器のＰＷＭパルスのオンオフ比に応じて生成したキャリアを仮想インバータキャリアとして発生する仮想インバータキャリア発生手段と、を備えた交流交流直接変換器の制御装置において、
前記仮想インバータキャリア発生手段は、
第１のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号としての仮想整流器キャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号と、仮想整流器ＰＷＭパルスと、から生成した第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号としての仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号を、各相電源電圧のうち中間電圧相の電圧極性に応じて反転させる手段と、
前記第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号に従い、仮想整流器キャリアのピークでゼロまたは所定のピーク値をセットしてカウント動作することにより仮想インバータキャリアを生成する手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、前記第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号を、前記第１のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号と仮想整流器ＰＷＭパルスとの排他的論理和によって生成するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流交流直接変換装置の制御装置において、前記所定のピーク値を、仮想整流器ＰＷＭパルスのパルス幅に応じた値としたものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、前記中間電圧相の電圧極性が正負何れの場合にも、前記直接変換器のスイッチング１周期におけるスイッチング回数を同数（例えば４回）としたものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、交流交流直接変換器が三相−三相直接変換を行うマトリクスコンバータであることを特徴とする。

本発明によれば、マトリクスコンバータをはじめとする交流交流直接変換器において、中間電圧の極性に従って仮想インバータのキャリアを反転させることにより、全電源周期にわたって上アーム切替時、下アーム切替時ともにスイッチング回数を少なくすることができ、スイッチング損失やノイズを低減することができる。これにより、放熱フィンやノイズフィルタの体積増大を防ぎ、装置全体を小型化することが可能である。
また、上アーム切替時、下アーム切替時のスイッチング回数を同数にすることにより、出力電圧誤差によって出力電圧の制御精度が悪化するおそれもなく、出力電圧波形の歪みを解消できると共に、トルクリプルや騒音の発生を抑制した高性能な交流交流直接変換器を実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態の構成を示すブロック図であり、図４と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、以下では図４と異なる部分を中心に説明する。

図１において、１８は仮想インバータキャリア生成手段としてのスイッチング回数低減対称変形三角波発生手段であり、オンオフ比抽出手段１６から出力される仮想整流器のスイッチング相のオンオフ比が入力され、また、電源側のＲ，Ｓ，Ｔ相のうち中間相の電圧（中間電圧）が入力されている。この変形三角波発生手段１８では、これらの入力に基づいて対称変形三角波を作成し、仮想インバータ側のキャリアとして出力する。

前述したように、中間電圧の極性によって上アーム切替と下アーム切替とが発生し、スイッチング回数が変化するので、本実施形態では、各相の電源電圧から検出した中間電圧をスイッチング回数低減対称変形三角波発生手段１８に入力し、この発生手段１８により、中間電圧に依存するキャリアを発生させて仮想インバータのＰＷＭパルスを得る。
以下に、本実施形態によるＰＷＭパルス発生原理、及びスイッチング回数低減の原理について説明する。

図２は、仮想整流器キャリア、仮想整流器ＰＷＭパルス、仮想インバータキャリア、仮想インバータ上アームＰＷＭパルス、及び上アーム切替時のマトリクスコンバータのＰＷＭパルス等を示す図である。
上アーム切替時にスイッチング回数が増加する原因は、前述した図５のａ〜ｄから明らかなように、仮想整流器のＰＷＭパルス変化に伴うパルス変化が、マトリクスコンバータ２０のＰＷＭパルスに現れるためである。
これに対し、下アーム切替では、仮想整流器のＰＷＭパルス変化がマトリクスコンバータの最小相（仮想インバータの下アーム）に接続されている交流スイッチのＰＷＭパルスがオフの時に現れており、仮想整流器のＰＷＭパルス変化に伴うパルス変化はマトリクスコンバータのＰＷＭパルスに現れない。

すなわち、切替アームと同一アーム（例えば上アーム切替時における上アーム、または下アーム切替時における下アーム）の仮想インバータＰＷＭパルスがオフのときに仮想整流器をスイッチングすれば、仮想整流器のＰＷＭパルス変化がマトリクスコンバータのＰＷＭパルスに現れることはなく、スイッチング回数を減少させることができる。
そこで、図２に示すように、例えば中間電圧が正である上アーム切替時には、仮想整流器キャリアの山、谷のタイミングで割り込み処理により仮想インバータキャリアの値として後述のＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタにゼロをセットすると共に、図５の従来技術に対して仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎのタイミングを反転させる（仮想インバータキャリアを１８０°反転させる）。なお、このＵｐ／Ｄｏｗｎのタイミングの反転は、Ｕｐ／ＤｏｗｎカウンタのＵｐカウント、Ｄｏｗｎカウントの切り替えによって行うこととする。

この結果、図２に示す如く、仮想インバータキャリアの山の折り返し点（頂上点）と仮想整流器のＰＷＭパルス変化時点とが同期することになる。
これにより、仮想整流器のＰＷＭパルス変化は最大相に接続されている上アームの交流スイッチが必ずオフしているときに発生することになり、マトリクスコンバータのＰＷＭパルスに仮想ＰＷＭ整流器のパルス変化は現れない。
従って、上アーム切替時のマトリクスコンバータ２０のスイッチング回数を図２のように４回にすることができる。

なお、仮想インバータキャリアの位相が反転しても、キャリア波形が直線であれば、キャリア比較方式では１スイッチング周期（仮想整流器キャリアまたは仮想インバータキャリアの１周期）中に出力電圧指令に応じたオンオフ比のパルスが発生するので、出力電圧指令に応じた出力電圧を得ることができる。

また、図示されていないが、中間電圧が負である下アーム切替時には、仮想整流器キャリアの山、谷のタイミングの割り込み処理により、仮想インバータキャリアの値として、仮想整流器ＰＷＭパルスのパルス幅に応じたピーク値をＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタにセットすると共に、図２に対して仮想インバータキャリアを１８０°反転させればよい。

次に、図３は、図１におけるスイッチング回数低減対称変形三角波発生手段１８のハードウェア構成を示すブロック図である。
図３において、１８１は中間電圧が入力される中間電圧正負判別回路、１８２は仮想整流器キャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号と仮想整流器ＰＷＭパルスが入力されるＸＯＲ（排他的論理和）回路、１８３はＸＯＲ回路１８２の出力が加えられるＮＯＴ回路、１８４は中間電圧の極性に応じてＸＯＲ回路１８２の出力とＮＯＴ回路１８３の出力とを切り替え、これらの何れかを仮想インバータキャリアＵｐ／Ｄｏｗｎ信号として出力するセレクタ、１８５はセレクタ１８４からの仮想インバータキャリアＵｐ／Ｄｏｗｎ信号に応じてＵｐ／Ｄｏｗｎカウントし、かつ、仮想整流器キャリアのピーク値とゼロとが入力されるＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタであり、このカウンタ１８５の出力が仮想インバータキャリアとして前記比較手段１５に入力されている。
また、１８６，１８７は仮想インバータの出力電圧指令が保持されている電圧指令レジスタ、１８８は仮想整流器ＰＷＭパルスに応じてレジスタ１８６，１８７を選択し、所定の電圧指令を比較手段１５に出力するセレクタである。

ここで、従来では、仮想整流器ＰＷＭパルスと仮想整流器キャリアＵｐ／Ｄｏｗｎ信号とを用いて仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎを決定していた。
しかるに本実施形態では、スイッチング回数を低減するために、中間電圧の極性に応じてインバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎを反転させ、仮想整流器キャリアのピークに同期した割り込みごとに、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ１８５に対して、インバータキャリアピーク値を仮想整流器のＰＷＭパルス幅に応じたピーク値またはゼロにセットする。
ただし、仮想インバータキャリアを反転するときにキャリアの跳躍が出ないように、キャリアのピーク時点でＵｐ／Ｄｏｗｎを必ず切り替えることとする。

なお、図２の下段には、図３における仮想整流器キャリアＵｐ／Ｄｏｗｎ信号、ＸＯＲ回路１８２の出力、ＮＯＴ回路１８３の出力を併せて示してある。中間電圧の極性に応じて図示するＸＯＲ回路１８２の出力、ＮＯＴ回路１８３の出力をセレクタ１８４により選択し、選択した信号を仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号として用いることで図示する仮想インバータキャリアが生成される。ここで、図２の例は、セレクタ１８４がＮＯＴ回路１８３の出力を選択し、この出力を仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号として用いた例である。
また、図示されていないが、図２の例では下アーム切替時にも１スイッチング周期中のスイッチング回数は４回となる。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 本発明の実施形態における上アーム切替時の各キャリア及びＰＷＭパルス等の説明図である。 図１におけるスイッチング回数低減対称変形三角波発生手段の構成図である。 従来技術を示すブロック図である。 従来技術における仮想整流器パルス、仮想インバータパルス等の説明図である。 マトリクスコンバータの出力一相分の回路図である。

符号の説明

１１：台形波指令発生手段
１２：キャリア発生手段
１３，１５：比較手段
１６：オンオフ比抽出手段
１７：ＰＷＭパルス合成手段
１８：スイッチング回数低減対称変形三角波発生手段
２０：マトリクスコンバータ
１８１：中間電圧正負判別回路
１８２：ＸＯＲ回路
１８３：ＮＯＴ回路
１８４，１８８：セレクタ
１８５：Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ
１８６，１８７：電圧指令レジスタ
Ｓ１〜Ｓ９：交流スイッチ

Claims (5)

1. 単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向半導体スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、多相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置であって、前記直接変換器内に想定した仮想整流器及び仮想インバータに対する各ＰＷＭパルスを合成して前記直接変換器に与えるＰＷＭパルス合成手段と、仮想整流器のＰＷＭパルスのオンオフ比に応じて生成したキャリアを仮想インバータキャリアとして発生する仮想インバータキャリア発生手段と、を備えた交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記仮想インバータキャリア発生手段は、
   第１のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号としての仮想整流器キャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号と、仮想整流器ＰＷＭパルスと、から生成した第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号としての仮想インバータキャリアのＵｐ／Ｄｏｗｎ信号を、各相電源電圧のうち中間電圧相の電圧極性に応じて反転させる手段と、
   前記第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号に従い、仮想整流器キャリアのピークでゼロまたは所定のピーク値をセットしてカウント動作することにより仮想インバータキャリアを生成する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記第２のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号を、前記第１のＵｐ／Ｄｏｗｎ信号と仮想整流器ＰＷＭパルスとの排他的論理和によって生成することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記所定のピーク値を、仮想整流器ＰＷＭパルスのパルス幅に応じた値としたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記中間電圧相の電圧極性が正負何れの場合にも、前記直接変換器のスイッチング１周期におけるスイッチング回数を同数としたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   交流交流直接変換器が三相−三相直接変換を行うマトリクスコンバータであることを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。

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