KR101072647B1

KR101072647B1 - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR101072647B1
Application number: KR1020107005248A
Authority: KR
Inventors: 겐이치 사카키바라
Original assignee: 다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2007-10-24
Filing date: 2008-10-21
Publication date: 2011-10-11
Also published as: US20100213769A1; KR20100037171A; AU2008315012A1; AU2008315012B2; JP2009106111A; EP2204901A1; JP4301336B2; EP2204901A4; CN101836353A; CN101836353B; WO2009054380A1; EP2204901B1; US8913405B2

Abstract

본 발명은 입력 전류 파형의 변형을 억제하면서도 간단히 캐리어를 생성할 수 있는 전력 변환 장치이다. 캐리어 생성부는, 시간에 대한 경사가 일정한 파형을 나타내고, 당해 파형의 진폭을, 컨버터의 통류비로 내분하는 위치를 기준으로 하는 캐리어를 생성한다. 컨버터측에 있어서, 상전압의 절대값이 가장 큰 상에 대해서는, 스위치 소자를 항상 도통시키고, 그 외의 상에 대해서는, 캐리어와 기준의 비교에 기초하여 스위치 소자의 도통/비도통을 제어한다. 인버터측에 있어서는, 출력 전압 지령에, 그 외의 상의 통류비를 각각 곱하여, 그들의 결과와 캐리어의 비교에 기초하여 스위치 소자의 도통/비도통을 제어한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}

본 발명은, 전력 변환 장치에 관한 것으로, 예를 들면 직류 링크부에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치에 관한 것이다.

컨버터와 인버터 사이의 직류 링크부에 전력 축적 수단을 설치하지 않는 전력 변환 장치에 있어서, 인버터측의 영(0)전압 벡터 기간 중에 컨버터측의 전류(轉流)를 행하는 기술이 있다. 즉, 인버터가 영전압 벡터에 의해 영전압을 출력하고 있는 기간에 있어서는, 인버터의 출력이 직류 링크부의 고전위측 및 저전위측 중 어느 한쪽과만 단락 상태가 되어, 직류 링크부로부터 인버터로 전류는 흐르지 않는다. 따라서 당해 기간 중에는, 컨버터의 입력 전류도 흐르지 않기 때문에, 스위칭에 따르는 손실을 발생시키는 일 없이 컨버터를 전류(轉流)시킬 수 있다.

그러나, 이 기술에서는 컨버터의 입력 전류가 영이 되는 기간이, 컨버터의 전류에 의해 결정되는 것이 아니라, 인버터의 스위칭에 의해 결정된다. 따라서 컨버터의 전류와 인버터의 스위칭의 양쪽에 있어서 간단히 단일의 삼각파 캐리어를 이용한 경우에는, 컨버터의 전류의 전후의 기간에 대해서 비대칭으로 인버터측의 영벡터가 영향을 주어, 입력 전류 파형이 변형되는 경우가 있었다.

이러한 문제를 해결하기 위한 기술이 특허 문헌 1에 개시되어 있다. 특허 문헌 1에 기재된 전력 변환 장치에 있어서는, 인버터측의 캐리어의 피크 위치를, 컨버터의 스위칭하고 있는 상(相)의 온 오프 기간의 비에 따라 이동시켜, 당해 상의 온 기간 및 오프 기간에 있어서, 직류 링크부의 전류의 평균값이 일치하도록 영전압 기간의 발생 타이밍을 제어하고 있다.

또한, 본 발명에 관련하는 기술이 특허 문헌 2, 비특허 문헌 1, 2에 개시되어 있다.

일본국 공개 특허 2004-222337호 공보 일본국 공개 특허 2004-266972호 공보

Lixiang Wei, Thomas.A Lipo, 「A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation」, IEEE IAS 2001, vol.3, pp1749-1754. 2001 다케시타 다카하루, 도야마 코지, 마츠이 노부유키, 「전류형 3상 인버터·컨버터의 삼각파 비교 방식 PWM 제어」, 전기 학회 논문지 D, vol.116, No.1, 제106∼107페이지, 1996

그러나, 특허 문헌 1에 기재된 기술에 있어서는, 인버터측의 캐리어를 변형시킬 필요가 있기 때문에, 그 생성이 복잡하고, 또 컨버터, 인버터에 있어서 개별의 캐리어를 적용할 필요가 있었다.

그래서, 본 발명은, 단일의 캐리어를 이용하면서도, 입력 전류 파형의 변형을 억제 가능한 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제1의 양태는, 각각 3상 교류의 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(CNV1)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지는 인버터(INV1)와, 시간에 대해 경사의 절대값이 일정한 파형을 나타내고, 상기 파형의 진폭을 제1값(drt)과 제2값(dst)으로 내분하는 값을 기준으로 하는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(32)와, 상기 캐리어가 상기 기준을 채용하는 타이밍에서 상기 컨버터의 전류를 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼16)와, 상기 기준부터 상기 캐리어의 최대값까지의 사이가 상기 제3값(Vu^*)과 상기 제4값(1-Vu^*)의 비로 내분되는 값을 제1 지령값(dst·Vu^*)으로 하고, 상기 캐리어의 최소값부터 상기 기준까지의 사이가 상기 제3값과 상기 제4값의 비로 내분되는 값을 제2 지령값(-drt·Vu^*)으로 하여, 상기 캐리어가 상기 제1 지령값 및 상기 제2 지령값을 채용하는 동안의 기간에 있어서, 상기 인버터의 스위칭 양태로서 영전압 벡터를 채용시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼26)를 구비한다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제2의 양태는, 제1 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 컨버터용 게이트 신호 생성부는, 사다리꼴파 형상의 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 전류 지령과, 상기 캐리어를 비교하여 상기 컨버터의 전류를 행하고, 상기 전류 지령의 경사 영역은, |ds^*|=(1-√3tan(φ-π/6))/2, |dt^*|=(1-√3tan(φ-π/6))/2(단, ds^*, dt^*는 선전류 통류비, 위상각 φ는 0≤φ≤π/3, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다.)로 표시된다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제3의 양태는, 제1 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 컨버터용 게이트 신호 생성부는, 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 사다리꼴파 형상의 전압 지령과 상기 캐리어를 비교하여 얻어진 전압형의 스위치 신호를 전류형의 스위치 신호로 변환하여 상기 컨버터에 부여하고, 상기 컨버터의 전류를 행하고, 상기 전압 지령의 경사 영역은, √3tan(φ-π/6), (단, 위상각 φ는 π/6≤θ≤π/2), -√3tan(φ-π/6)(단, 위상각 φ는 7π/6≤θ≤3π/2, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다.)로 표시된다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제4의 양태는, 각각 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 상기 3개의 입력단의 각각과, 제1 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Sur, Sus, Sut)와, 상기 3개의 입력단의 각각과, 제2 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Svr, Svs, Svt)와, 상기 3개의 입력단의 각각과, 제3 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Swr, Sws, Swt)를 가지는 직접형 변환기와, 시간에 대해 경사의 절대값이 일정한 파형을 나타내고, 상기 파형의 진폭을 제1값(drt)과 제2값(dst)으로 내분하는 값을 기준으로 하는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(32)와, 제1 스위치 신호 및 제2 스위치 신호를 행렬 변환하여 산출한 제3 스위치 신호를 상기 스위치 소자로 출력하는 제어부(11∼14, 21∼26, 33)를 구비하고, 상기 제어부는, 제1 및 제2 가상 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 가상 컨버터(CNV1)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 가상 인버터(INV1)를 상정하고, 상기 제1 스위치 신호는, 상기 캐리어가 상기 기준을 채용하는 타이밍에서 상기 가상 컨버터의 전류를 행하게 하는 신호이며, 상기 제2 스위치 신호는, 상기 기준부터 상기 캐리어의 최대값까지의 사이가 제3값(Vu^*)과 상기 제4값(1-Vu^*)의 비로 내분되는 값을 제1 지령값(dst·Vu^*)으로 하고, 상기 캐리어의 최소값부터 상기 기준까지의 사이가 상기 제3값과 상기 제4값의 비로 내분되는 값을 제2 지령값(-drt·Vu^*)으로 하여, 상기 캐리어가 제1 지령값 및 제2 지령값을 채용하는 동안의 기간에 있어서, 상기 가상 인버터의 스위칭 양태로서 영전압 벡터를 채용시키는 신호이다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제5의 양태는, 제4 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 제1 스위치 신호는, 사다리꼴파 형상의 전류 지령과, 상기 캐리어를 비교하여 생성되고, 상기 전류 지령의 경사 영역은, |ds^*|=(1-√3tan(φ-π/6))/2, |dt^*|=(1-√3tan(φ-π/6))/2(단, ds^*, dt^*는 선전류 통류비, 위상각 φ는 0≤φ≤π/3, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다.)로 표시된다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제6의 양태는, 제4 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 제1 스위치 신호는, 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 사다리꼴파 형상의 전압 지령과 상기 캐리어를 비교하여 얻어진 전압형의 제3 스위치 신호를 전류형의 제4 스위치 신호로 변환하여 생성되고, 소정의 상에 대한 상기 전압 지령의 경사 영역은, √3tan(φ-π/6)(단, 위상각 φ는 π/6≤θ≤π/2), -√3tan(φ-π/6)(단, 위상각 φ는 7π/6≤θ≤3π/2, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다.)로 표시된다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제7의 양태는, 제1 내지 제6의 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 캐리어는 삼각파 형상의 캐리어이다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제8의 양태는, 제1 내지 제6의 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 캐리어는 톱니파 형상의 캐리어이다.

이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백해진다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제1 양태에 의하면, 컨버터측을 전류시키는 타이밍의 전후에 있어서, 영전압 벡터를 발생시키는 기간이 전류 전의 전류 및 전류 후의 전류에 각각 균일하게 작용하므로, 단일의 캐리어를 이용하여, 입력 전류의 변형을 억제할 수 있다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제2 또는 3의 양태에 의하면, 입력 전류를 정현파로 할 수 있다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제4 양태에 의하면, 가상 컨버터측을 전류시키는 타이밍의 전후에 있어서, 영전압 벡터를 발생시키는 기간이 전류 전의 전류 및 전류 후의 전류에 각각 균일하게 작용하므로, 단일의 캐리어를 이용하여, 입력 전류의 변형을 억제할 수 있다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제5 또는 6의 양태에 의하면, 입력 전류를 정현파로 할 수 있다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제7의 양태에 의하면, PWM 변조에 적절한 삼각파 형상의 신호를 캐리어 신호에 이용함으로써, 펄스폭 변조를 위한 회로를 간략화할 수 있다.

본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제8의 양태에 의하면, 톱니파 형상의 신호를 캐리어 신호에 이용함으로써, 캐리어 생성이나 변조 처리를 간소화할 수 있다.

도 1은 제1의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.
도 2는 전류형 컨버터가 가지는 스위치 소자의 일례를 나타낸 구성도이다.
도 3은 전압형 인버터가 가지는 스위치 소자의 일례를 나타낸 구성도이다.
도 4는 제1의 실시 형태에 관련된 제어부의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.
도 5는 상전압과, 통류비를 나타낸 도면이다.
도 6은 캐리어와, 입력 전류와, 직류 전원선에 흐르는 전류와, 인버터에 부여하는 스위치 신호를 나타낸 도면이다.
도 7은 캐리어와, 입력 전류와, 직류 전원선에 흐르는 전류와, 인버터에 부여하는 스위치 신호를 나타낸 도면이다.
도 8은 제어부의 개념적인 다른 일례를 나타낸 구성도이다.
도 9는 상전압과, 전압 지령을 나타낸 도면이다.
도 10은 상전압과, 전압 지령을 나타낸 도면이다.
도 11은 상전압과, 선간 전압 지령을 나타낸 도면이다.
도 12는 공간 벡터 변조에 대해서 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 공간 벡터 변조에 있어서의 사다리꼴파 변조 파형(상전압)을 나타낸 도면이다.
도 14는 공간 벡터 변조에 있어서의 사다리꼴파 변조 파형(선간 전압)을 나타낸 도면이다.
도 15는 캐리어와, 입력 전류와, 직류 전원선에 흐르는 전류와, 인버터에 부여하는 스위치 신호를 나타낸 도면이다.
도 16은 캐리어와, 입력 전류와, 직류 전원선에 흐르는 전류와, 인버터에 부여하는 스위치 신호를 나타낸 도면이다.
도 17은 제2의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.
도 18은 제2의 실시 형태에 관련된 제어부의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.

제1의 실시 형태.

도 1∼4는 제1의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다. 우선 도 1을 참조하여, 본 전력 변환 장치는, 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 직류 전원선(LH, LL)과, 컨버터(CNV1)와, 인버터(INV1)를 구비하고 있다. 또한, 본 전력 변환 장치는, 직류 전원선(LH, LL)에 콘덴서 등의 전력 축적 수단을 갖지 않는 전력 변환 장치이다.

입력단(Pr, Ps, Pt)에는 각각 3상 교류의 상전압(Vr, Vs, Vt)이 입력된다. 보다 구체적으로는, 예를 들면 3상 교류 전원이 입력단(Pr, Ps, Pt)에 접속된다.

컨버터(CNV1)는, 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 구비하고 있다. 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 직류 전원선 LH 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 직류 전원선 LL 사이에 접속되어 있다.

이러한 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)는, PWM(Pulse Width Modulation) 변조에 의해 생성된 스위치 신호가 후술하는 제어부(1)에 의해 부여되어, 그 도통/비도통이 제어된다. 그리고, 당해 제어에 의해, 컨버터(CNV1)는 입력단(Pr, Ps, Pt)으로부터 입력되는 3상 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 이것을 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 출력한다. 이러한 스위치 소자는 예를 들면 도 2에 나타내는 바와 같이, 고속 다이오드와 IGBT를 서로 직렬 접속시킨 구성으로 할 수 있다. 여기서 문자 x는 문자 r, s, t를 대표한다.

인버터(INV1)는, 스위치 소자(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)를 구비하고 있다. 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)는, 출력단(Pu, Pv, Pw)의 각각과 직류 전원선 LH 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)는, 출력단(Pu, Pv, Pw)의 각각과 직류 전원선 LL 사이에 접속되어 있다.

이러한 스위치 소자(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)는, PWM 변조에 의해 생성된 스위치 신호가 후술하는 제어부(1)에 의해 부여되어, 그 도통/비도통이 제어된다. 그리고, 당해 제어에 의해, 인버터(INV1)는 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가된 직류 전압을 3상 교류 전압으로 변환하여 이것을 출력단(Pu, Pv, Pw)에 출력한다. 이러한 스위치 소자는 예를 들면 도 3에 나타내는 바와 같이, 환류 다이오드가 부착된 IGBT를 채용할 수 있다. 여기서 문자 y는 문자 u, v, w를 대표한다.

도 4는 제어부(1)의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다. 제어부(1)는, 전류 지령 생성부(11)와, 스위치 신호 생성부(12)와, 출력 전압 지령 생성부(21)와, 제1 보정부(22)와, 제2 보정부(23)와, 비교기(24, 25)와, 논리합부(26)와, 2상 지령 검출부(31)와, 캐리어 생성부(32)를 구비하고 있다.

우선 제어부(1)가 컨버터(CNV1)에 대해 어떻게 스위치 소자를 제어하는지를 설명한 다음, 그 제어에 기여하는 각 구성 요소에 대해서 설명한다. 다음에 인버터(INV1)에 대해 어떻게 스위치 소자를 제어하는지를 설명한 다음, 그 제어에 기여하는 각 구성 요소에 대해서 설명한다.

도 5는, 입력단(Pr, Ps, Pt)에 각각 입력되는 상전압(Vr, Vs, Vt)과, 각 상의 통류비(듀티)와, 직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압과, 입력 전류(Ir, Is, It)의 일례를 나타내고 있다. 상전압(Vr, Vs, Vt)은 선간 전압으로 정규화되어 있으며, 그 진폭은 Vm=1/√3으로 되어 있다. 각 상전압(Vr, Vs, Vt)은, 2개의 상전압이 정이며 나머지 하나의 상전압이 부인 영역 1과, 2개의 상전압이 부이며 나머지 하나의 상전압이 정인 영역 2 중 어느 하나의 영역으로 구별된다. 그리고, 이들 영역 1, 2가 위상각 60도 마다 교호로 반복되어 나타난다.

컨버터의 하나의 스위칭 양태로서, 영역 1, 2의 각각에 있어서, 상전압의 정부의 극성이 단독인 상(상전압의 절대값이 가장 큰 상)에 대해서는 스위치 소자를 항상 도통시키고, 서로 동일한 정부의 극성을 가지는 2개의 상에 대해서는 소정의 통류비로 스위치 소자를 도통시킨다.

보다 구체적으로 위상각 30도부터 90도까지의 영역을 예를 들어 영역 1에 대해서 설명한다. 이 영역에 있어서 t상은 최소상이며, 상전압의 절대값이 가장 크고, 또한 상전압의 극성이 부이므로, 스위치 소자 Stn를 항상 도통시킨다. 그 외의 상인 r상, s상에 대해서는, 상전압의 극성이 정이므로, 스위치 소자 Srp, Ssp를 각각 이하의 통류비 drt, dst로 배타적으로 도통시킨다.

drt=cosθr/|cosθt|, dst=cosθs/|cosθt|…(1)

단, θr, θs, θt는 각각 상전압(Vr, Vs, Vt)의 위상이다.

또 위상각 90도부터 150도까지의 영역을 예를 들어 영역 2에 대해서 설명한다. 이 영역에 있어서는, s상은 최대상이며, 그 절대값이 가장 크고, 또한 상전압의 극성이 정이므로, 스위치 소자 Ssp를 항상 도통시킨다. 그 외의 상인 r상, t상에 대해서는, 상전압의 극성이 부이므로, 스위치 소자 Srn, Stn를 각각 소정의 통류비로 배타적으로 도통시킨다.

도 5에는 상기 통류비를 도시하고 있다. 단, 통류비가 정인 경우는 스위치 소자 Srp, Ssp, Stp의 듀티를 나타내고, 통류비가 부인 경우에는 스위치 소자 Srn, Ssn, Stn의 듀티를 나타낸다. 상기 서술에서 예시한 바와 같이, 최소상에 대응하는 상에 대해서는 직류 전원선 LL에 접속되는 스위치 소자가 항상 도통하므로 통류비는 -1이며, 최대상에 대응하는 상에 대해서는 직류 전원선 LH에 접속되는 스위치 소자가 항상 도통하므로 통류비는 1이다.

또한, 위상각이 60도 마다의 영역에 있어서, 항상 도통시키는 스위치 소자와, 서로 배타적으로 전환하여 도통시키는 스위치 소자를 이하의 표에 나타내고 있다.

최대상 혹은 최소상에 대응하는 스위치 소자는 항상 도통하므로, 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가되는 전압(이하, 직류 링크 전압이라고 한다)은, 최대상과 최소상의 사이의 선간 전압 Emax와, 최소상과 중간상(영역 1) 또는 최대상과 중간상(영역 2)의 사이의 선간 전압 Emid의 2개의 전위를 가진다. 또, 직류 링크 전압의 평균값 Vdc는, 각각 통류비를 곱함으로써 얻어지며, 다음과 같이 표시된다. 상기의 통류비로 스위칭함으로써, 직류 링크 전압은 맥류 형상의 전압 파형이 된다.

Vdc=3Vm/(2cosθin)

cosθin=max(|cosθr|, |cosθs|, |cosθt|)…(2)

인버터(INV1)측에 있어서는, 이 전압 Vdc를 입력으로서 이용하여 제어를 행한다. 인버터(INV1)측에서는 맥류분을 보상하도록 전압 제어를 행하기 때문에, 통전 시간에는 맥류분 cosθin이 곱해진다. 또, 인버터(INV1)의 부하는 유도성이므로, 전류원으로서 파악할 수 있다. 따라서 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류 idc_avg는, 인버터의 출력 전류의 진폭을 I0로 하고, k·I0·cosψ·cosθin로 나타낸다. 단, k는 변조율이며 0<k<√3/2, ψ은 출력 전압과 출력 전류의 위상차이다.

컨버터(CNV1)측에서는 1상이 도통 상태이며, 2상이 각각의 통류비로 스위칭하기 때문에, 예를 들면 위상각 30도부터 90도의 영역에 있어서, 각 상의 입력 전류(ir, is, it)는, 다음과 같이 표시된다.

ir=drt·idc_avg=k·I0·cosψ·cosθr…(3)

is=dst·idc_avg=k·I0·cosψ·cosθs…(4)

it=-idc_avg=k·I0·cosψ·cosθt…(5)

그 외의 위상각에 대해서도 동일한 결과가 되며, 도 5에 나타내는 바와 같이 입력 전류(ir, is, it)를 정현파로 할 수 있다.

다음에, 컨버터(CNV1)측에 있어서, 이러한 스위칭 동작에 기여하는 구체적인 구성 요소의 일례에 대해서 설명한다. 전류 지령 생성부(11)는, 전원 동기 신호 Vr가 입력되어, 당해 전원 동기 신호 Vr에 기초하여, r상, s상, t상에 대해서 사다리꼴파 형상의 전류 지령 Ir^*, Is^*, It^*을 각각 생성한다. 전류 지령 Ir^*, Is^*, It^*의 파형은, 식(1) 및 도 5에 나타내는 통류비와 동일한 형상을 나타내고 있다. 이 파형의 구체적인 함수형에 대해서는 후술한다.

2상 지령 검출부(31)는, 당해 전류 지령 Ir^*, Is^*, It^*으로부터, 상전압의 극성과, r상, s상, t상 중 상전압의 절대값이 최대가 되는 상 이외의 2상의 통류비를 검출한다. 예를 들면 도 5를 참조하여 위상각 30도부터 90도의 영역에 있어서는, 각 상전압 Vr, Vs, Vt의 극성을 검출하여, 상전압의 절대값이 최대가 되는 상 이외의 상으로서, r상, s상의 각각의 통류비 drt, dst를 검출한다.

캐리어 생성부(32)는 캐리어를 생성한다. 보다 구체적으로 도 6을 참조하여 설명한다. 도 6은, 캐리어 생성부(32)에서 생성한 캐리어와, 각 r상, t상, s상을 흐르는 입력 전류(ir, is, it)(도에서는 절대값을 도시)와, 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류(idc)와, 인버터(INV1)에 부여하는 스위치 신호의 관계를 나타내고 있다. 도 6에 있어서는, 도 5에 나타내는 위상각 30도부터 90도의 영역 내의 거의 일주기 분의 캐리어를 나타내고 있다. 또한, 캐리어의 주기는 입력단(Pr, Ps, Pt)에 입력되는 교류 전압의 주기에 비해 작기 때문에, 통류비 drt, dst나 후술하는 출력 전류 지령 Iu^*, Iv^*, Iw^*은, 1캐리어 주기 내에서 일정하면 근사하고 있다.

캐리어 생성부(32)는, 2상 지령 검출부(31)로부터 통류비 drt(혹은 dst)를 입력하여, 시간에 대해 경사가 일정한(예를 들면 삼각파 형상) 파형을 나타내는 캐리어를 생성한다. 당해 캐리어의 파형의 진폭(여기에서는 그 피크·투·피크를 1로 정규화)은, 상전압의 절대값이 최대가 되는 상 이외의 2개의 상의 통류비(예를 들면 drt와 dst)로 내분하는 값을 기준(예를 들면 제로)으로 한다. 또한, 캐리어의 파형의 피크·투·피크의 진폭과, 통류비 drt, dst의 합은, 동일한 1이므로, 파형의 값의 최소값을 기준(예를 들면 제로)으로 한 캐리어를 일단 생성하고, 그 캐리어를 예를 들면 통류비 drt 만큼, 진폭 방향에 있어서의 부의 방향으로 오프셋해도 상관없다.

스위치 신호 생성부(12)에는, 2상 지령 검출부(31)로부터 상전압의 절대값이 최대가 되는 상의 극성(이것은 통류비를 검출하는 2상의 극성과 역의 극성으로서 검출해도 되다)이 입력된다. 스위칭 신호 생성부(12)는, 상전압의 절대값이 최대가 되는 상이 정의 극성인 경우는, 그 상에 대해서, 직류 전원선 LH에 접속된 스위치 소자를 도통시키고, 상전압의 절대값이 최대가 되는 상이 부의 극성인 경우는, 그 상에 대해서, 직류 전원선 LL에 접속된 스위치 소자를 도통시킨다. 그리고, 스위칭 신호 생성부(12)는 상전압의 절대값이 최대가 되는 상 이외의 상에 대해서는, 그 극성의 정부 및 캐리어와 기준의 비교에 기초하여 스위치 소자를 도통시킨다.

보다 구체적으로는, 스위치 신호 생성부(12)는, 예를 들면 최소상 t상(이것은 상전압의 절대값이 최대가 된다)에 대해서 스위치 소자 Stn를 항상 도통시킨다. 그 외의 상의 한쪽인 r상에 대해서는, 캐리어와 기준(여기에서는 0)의 비교에 의해, 캐리어의 값이 기준 이하인 기간에서 스위치 소자 Srp를 도통시킨다(도 6의 기간 tr'를 참조). 그 외의 상의 다른 쪽인 s상에 대해서는, 캐리어의 값이 기준 이상인 기간에서 스위치 소자 Ssp를 도통시킨다(도 6의 기간 ts'를 참조). 이와 같이, 스위치 소자(Srp, Ssp)는, 캐리어의 값이 기준이 되는 타이밍에 전환된다. 또한, 캐리어의 최소값, 최대값을 각각 0, 1로 한 경우에는, 예를 들면 전류 지령값에 통류비를 감산한 값을 캐리어와의 비교에 채용해도 된다.

캐리어의 파형은 상기 서술한 바와 같이 시간에 대해 경사가 일정하고, 게다가 그 직선 부분이 기준에 의해 유통비 drt, dst로 내분된다. 따라서 기간 tr', ts'의 비는 유통비 drt, dst의 비와 동일해진다.

또한, 전류 지령 생성부(11)와, 스위치 신호 생성부(12) 한 세트는, 캐리어가 기준을 채용하는 타이밍에 컨버터(CNV1)의 전류를 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부로 파악할 수 있다. 또, 전류 지령은, 도 5에 나타내는 통류비와 동일한 형상을 나타내고 있으므로, 통류비 drt, dst의 비를 결정하고 있다고 파악할 수 있다.

이러한 스위칭 동작에 의해, 컨버터(CNV1)는 입력단(Pr, Ps, Pt)으로부터 입력된 3상 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 이것을 직류 전원선(LH, LL)에 출력한다.

또, 이러한 스위칭 동작은 인버터(INV1)의 스위칭에 의해 영전압이 실현된 상태에 있어서 행하는 것이 바람직하다. 바꾸어 말하면, 인버터(INV1)측의 영전압 기간이, 이와 같은 스위칭의 타이밍(즉 캐리어가 기준값을 채용하는 타이밍)을 포함하도록 설정되는 것이 바람직하다. 도 6에서는 스위치 소자가 도통하고 있음에도 불구하고 이와 같은 영전압에 의해 직류 전원선(LH, LL)에 전류가 흐르지 않는 기간을 해칭으로 나타내고 있다. 반대로 보면, 각 입력 전류(ir, is, it)도 이 기간 중은 전류가 흐르지 않기 때문에, 이 기간에서 스위치 소자(Srp, Ssp)를 전환하여 전류시킨다.

여기서, 스위치 소자 Ssp가 도통하고 있는 기간 ts'에 흐르는 전류(idc)의 평균값과, 스위치 소자 Srp가 도통하고 있는 기간 tr'에 흐르는 전류(idc)의 평균값을 동일하게 함으로써, 입력 전류 파형의 변형을 억제한다. 바꾸어 말하면, 스위치 소자 Srp, Ssp가 전환되는 전후에서의 스위치 소자 Sup, Svp, Swp가 비도통이 되는 영전압 기간(도 6의 기간 tr, ts 참조)이, 스위치 소자 Srp, Ssp의 통류비 drt, dst에 의해 내분되면 된다. 즉 tr'/ts'=tr/ts의 관계를 성립시킴으로써 입력 전류 파형의 변형을 억제한다. 상기 관계를 성립시키기 위해, 이러한 비를 동일하게 drt/dst로 선정한다. 즉 tr'/ts'=drt/dst의 관계를 컨버터(CNV1)의 스위칭으로 실현하고, tr/ts=drt/dst의 관계를 인버터(INV1)의 스위칭으로 실현하는 것이다.

다음에, 상기 서술한 관계가 성립되도록 인버터(INV1)측에서의 영전압 기간이 각 입력 전류에 균등하게 작용시키기 위한, 인버터(INV1)측의 제어에 대해서 설명한다. 인버터(INV1)측에 있어서도 컨버터(CNV1)와 마찬가지로 각 상의 통류비를, 예를 들면 사다리꼴파가 되도록 스위치 소자(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)의 도통/비도통을 제어하여, 직류 전압을 3상 교류 전압으로 변환한다. 그리고 당해 3상 교류 전압을 출력단(Pu, Pv, Pw)에 출력한다.

도 4를 참조하여, 출력 전압 지령 생성부(21)는, 각 U상, V상, W상에 대한 출력 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)을 생성한다. 또한, 출력 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)은 예를 들면 1로 정규화되어 있다. 제1 보정부(22)는, 출력 전압 지령 생성부(21)가 생성한 각 출력 전압 지령에, 상전압의 절대값이 최대인 상 이외의 상의 한쪽의 통류비(예를 들면 dst)를 곱하고, 그 값에, 캐리어의 기준(여기에서는 0)을 더한다. 제2 보정부(23)는, 출력 전압 지령 생성부(21)가 생성한 각 출력 전압 지령에, 상전압의 절대값이 최대인 상 이외의 상의 다른 쪽의 통류비(예를 들면 drt)를 곱하고, 그 값을, 캐리어의 기준(여기에서는 0)으로부터 뺀다. 도 4에서는 제1 보정부(22), 제2 보정부(23)의 블록에 있어서 통류비를 각각 dst, drt로 대표하여 표기하고 있지만, 이것은 상전압의 절대값이 최대인 상이 t상인 경우의 예시이다. 상전압의 절대값이 최대인 상이 t상이 아니면, 제1 보정부(22), 제2 보정부(23)에 있어 채용되는 통류비도 상이하다.

비교기(24)는, 제1 보정부(22)에 의해 보정된 출력 전압 지령과 캐리어를 비교한다. 비교기(25)는, 제2 보정부(23)에 의해 보정된 출력 전압 지령과 캐리어를 비교한다. 논리합부(26)는, 비교기(24, 25)의 비교 결과의 논리합을 취하여 스위치 신호로서 인버터(INV1)에 출력한다.

도 6을 참조하여 대표적으로 U상에 대해서 구체적으로 설명하면, 비교기(24)는, 제1 보정부(22)로부터의 dst·Vu^*과 캐리어의 비교에 의해, 캐리어의 값이 dst·Vu^*이상이 되는 기간에서 스위치 소자 Sup를 도통시키는 스위치 신호 Sup1를 논리합부(26)에 출력한다. 비교기 25는, -drt·Vu^*과 캐리어의 비교에 의해, 캐리어의 값이 -drt·Vu^*이하가 되는 기간에서 스위치 소자 Sup를 도통시키는 스위치 신호 Sup2를 논리합부(26)에 출력한다. 논리합부(26)는, 스위치 신호 Sup1, Sup2의 논리합을 취하여 스위치 신호 Sup로서 스위치 소자 Sup에 출력한다. 이와 같은 스위칭에 의해, 스위치 소자 Sup는 기간 Ts'에 있어서는 dst·Vu^*이상이 되는 기간에서, 기간 Tr'에 있어서는 -drt·Vu^*이하가 되는 기간에서, 각각 도통한다. 따라서, 캐리어의 주기를 T0로 하고, 일주기 당에서는 T0·{dst·(1-Vu^*)+(-drt·Vu^*-(-drt))}=(dst+drt)·(1-Vu^*)·T0=(1-Vu^*)·T0의 기간에서 스위치 소자 Sup가 도통한다. 이것은, 제1 보정부(22)나 제2 보정부(23)에서의 보정을 행하지 않고 캐리어와 비교한 경우의 스위치 소자 Sup의 도통 기간은, 보정을 행한 경우에도 유지되어 있는 것을 나타내고 있다.

V상, W상에 대해서도 U상과 동일한 처리에 의해 스위치 신호 Svp, Swp가 출력된다. 이와 같이, 캐리어의 값이, 지령 신호에 각각 통류비 drt, -dst를 곱한 값이 되는 타이밍에서, 인버터(INV1)의 스위치 소자 Sup, Svp를 전환한다.

또한, 출력 전압 지령 생성부(21)와, 제1 보정부(22)와, 제2 보정부(23)와, 비교기(24, 25)와, 논리합부(26)로 이루어지는 부분은, 기준부터 캐리어의 최대값의 사이가 제3값(상기 서술한 예에서는 1-Vu^*)과 제4값(동일하게 Vu^*)의 비로 내분되는 값을 제1 지령값(동일하게 dst·Vu^*)으로 하고, 캐리어의 최소값부터 기준의 사이가 제3값과 제4값의 비로 내분되는 값을 제2 지령값(-drt·Vu^*)으로 하여, 캐리어가 제1 지령값 및 제2 지령값을 채용하는 동안의 기간에 있어서, 인버터(INV1)의 스위칭 양태로서 영전압 벡터를 채용시키는 인버터용 게이트 신호 발생부로 파악할 수 있다.

상기 서술한 인버터(INV1)측의 스위칭 제어에 의해, 도 6에 나타내는 1캐리어 주기 내에 있어서, 전압 벡터(V0, V4, V6, V4, V0, …)가 반복되어 나타난다. 전압 벡터 V0가 발생하는 기간에 있어서는, 출력단(Pu, Pv, Pw)이 직류 전원선 LL에 의해 서로 단락되어, 출력단(Pu, Pv, Pw)의 상호간에는 영전압이 발생한다.

그리고, 컨버터(CNV1)측의 스위칭 제어에 의해, 인버터의 영전압 기간 중에 스위치 소자(Srp, Ssp)를 전환하여, 입력 전류(ir, is, it) 및 전류(idc)가 흐르지 않는 상황에서 컨버터(CNV1)측을 전류시킬 수 있다.

컨버터(CNV1)에 있어서의 이러한 스위칭에 의해, 스위치 소자 Ssp가 도통하고 있는 기간 ts' 내에 있어서 전압 벡터 V0가 발생하는 기간 ts과, 스위치 소자 Srp가 도통하고 있는 기간 tr' 내에 있어서 전압 벡터 V0가 발생하는 기간 tr의 비는, 통류비 dst, drt의 비와 동일하다. 따라서, 기간 ts'와, 스위치 소자 Ssp가 도통하고 있음에도 불구하고 입력 전류 is가 흐르지 않는 기간 ts의 비는, 기간 tr'와, 스위치 소자 Srp가 도통하고 있음에도 불구하고 입력 전류 ir가 흐르지 않는 기간 tr의 비와 동일하다. 즉, 스위치 소자(Srp, Ssp)가 전환되는 전후에서의 영전압 기간(도 6의 tr, ts 참조)이, 스위치 소자(Srp, Ssp)의 통류비(drt, dst)와 각각 비례하고 있다.

따라서, 인버터(INV1)측의 영전압 기간이 컨버터(CNV1)의 입력 전류에 균등하게 작용하므로, 입력 전류 파형의 변형을 억제할 수 있다.

또한, 본 제1의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치에 의하면, 캐리어의 형상을 변경하는 일 없이, 그 기준이 되는 위치를 조정하는 것뿐이므로, 용이하게 캐리어를 생성할 수 있어, 캐리어 생성부(32)를 간단한 구성으로 실현할 수 있다. 또, 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)에 있어서 공통의 캐리어를 이용할 수 있어, 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)를 용이하게 동기시킬 수 있다.

또한, 캐리어의 경사의 절대값은 일정한 것으로서 설명하고 있지만, 반드시 이것에 한정되지 않는다. 예를 들면 캐리어의 피크·투·피크에서 취한 캐리어 주기 내에 있어서 경사의 절대값이 일정하면 되고, 상이한 캐리어 주기끼리에 있어서의 경사가 상이해도 된다. 이하의 설명에서 서술하는 것 외의 양태에 있어서도 마찬가지이다.

또, PWM 변조에 적절한 삼각파 형상의 캐리어를 이용하고 있으므로, 펄스폭 변조를 위한 회로(예를 들면 캐리어 생성부(32) 등)를 간략화할 수 있다.

다음에, 본 제1의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치의 이해를 더 깊게 하기 위해서, 거의 2주기 분의 캐리어에 있어서의 파형을 도 7에 나타내고 있다. 또한, 도 6에 비해, 캐리어의 산이 되는 점을 캐리어의 일주기의 시작점으로 하고 있다. 도 6에 있어서는 다른 캐리어 주기에서 통류비를 변화시키지 않고 나타내고 있었지만, 실제는 캐리어 주기 마다 통류비가 변화된다. 따라서, 도 7에 있어서는, 캐리어의 기준이 되는 위치가 캐리어 주기 마다 상이하다. 그 외는 도 6을 참조하여 설명한 내용의 반복이 되므로, 상세한 설명은 생략한다.

다음에, 도 5를 참조하여, 식(1)에서 나타낸 통류비의 함수형에 대해서 설명한다. 통류비는, 상전압 Vr, Vs, Vt의 대칭성으로부터, 영역 1, 2의 각각에 있어서 개별적으로 위상각 φ(0≤φ≤π/3:φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상)을 도입하면, 경사 영역의 파형의 절대값은, 각 상의 경사 영역에 대해서 공통적으로 표현할 수 있다. 여기에서는 30°≤θ≤90°의 영역 1을 고찰의 대상으로서 경사 영역의 파형을 이끌어낸다. 이 영역에서는 φ=θ-π/6의 관계가 성립하므로, 위상각 φ이 증대함과 함께 통류비가 증대하는 경사 영역에서는 그 통류비는 sinφ/sin(φ+π/3)로 표시된다. 이것은 삼각함수의 가법 정리를 이용하여 (1+√3tan(φ-π/6))/2로 표현할 수 있다. 마찬가지로 하여 위상각 φ이 증대함과 함께 통류비가 감소하는 경사 영역에서는 그 통류비는 (1-√3tan(φ-π/6))/2로 표시된다. 따라서 전류 지령은 평탄 구간이 60도가 되는 사다리꼴파이며, 경사 영역의 절대값이 (1+√3tan(φ-π/6))/2와 (1-√3tan(φ-π/6))/2인 2종을 취한다.

또한, 상기 서술한 예에 있어서는, 전류 지령에 기초하여 컨버터(CNV1)를 제어하고 있지만, 이것에 한정되지 않고 전압 지령에 기초하여 컨버터(CNV1)를 제어해도 된다. 도 8는, 제1의 실시 형태에 관련된 제어부(1)의 개념적인 다른 일례를 나타낸 구성도이다.

도 4와 비교하여, 제어부(1)는, 전류 지령 생성부(11)와, 스위치 신호 생성부(12) 대신에, 사다리꼴 형상 전압 지령 생성부(13)와, 제3 보정부(14)와, 비교기(15)와, 전류형 게이트 논리 연산부(16)를 구비하고, 2상 지령 검출부(31) 대신에 중간상 검출부(31)를 구비하고 있다.

사다리꼴 형상 전압 지령 생성부(13)는, 전원 동기 신호 Vr가 입력되고, 당해 전원 동기 신호 Vr에 기초하여 r상, s상, t상에 대해서 사다리꼴파 형상의 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*을 생성한다. 도 9는, 상전압 Vr, Vs, Vt과, 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*을 나타내고 있다. 또한, 당해 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*은, 입력되는 3상 교류 전압에 대해서 위상각이 30도 어긋나 있다. 이 이유에 대해서는 후술한다.

예를 들면 위상각 30도부터 90도의 범위에 있어서 설명하면, 최대상인 r상에 대한 전압 지령 Vr^*은 1이며, 중간상인 s상에 대한 전압 지령 Vs^*은 √3tan(φ-π/6)이고, 최소상인 t상에 대한 전압 지령 Vt^*은 -1이다. 단 φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. 즉, φ는, 당해 영역의 개시를 0로 하고 당해 영역의 종료를 π/3로 한다. 여기에서는 π/6≤θ≤π/2, φ=θ-π/6이다. 전압 지령이 이러한 파형을 채용하는 것이 바람직한 이유도 후술한다.

이러한 전압 지령은, 정현파의 3상 교류 전압 지령의 각각에 중간상의 1/2을 가산한 것에 대해 직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압으로 각각 표현한 값을, 1로 정규화한 것에, 위상각 30도 평행 이동한 것이다.

보다 구체적으로 설명한다. 정현파의 전압 지령 Vr^*', Vs^*', Vt^*'는 다음 식으로 표시된다.

Vr^*'=V·cosθ, Vs^*'=V·cos(θ-2π/3),

Vt^*'=V·cos(θ+2π/3)…(6)

그리고, 예를 들면 위상각 0도부터 60도에 있어서는, 중간상은 r상이므로, 전압 지령 Vr^*', Vs^*', Vt^*'에 중간상의 전압 지령 Vs^*'의 1/2을 더하면, 다음 식이 유도된다.

Vr^*'=√3/2·V·sin(θ+π/3),

Vs^*'=3/2·V·sin(θ-π/6),

Vt^*'=-√3/2·V·sin(θ+π/3)…(7)

도 10은 전압 지령 Vr^*', Vs^*', Vt^*'을 나타내고 있다.

직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압의 고전위측의 포락선(이하, 맥류 전압 Vlink으로 부른다)은, 최대상과 최소상의 전압차이며, 위상각 0도부터 60도에 있어서는, 선간 전압 Vrt이다. 따라서, 맥류 전압 Vlink은 다음 식으로 표시된다.

Vlink=Vrt=VtVr=√3sin(θ+π/3)…(8)

그래서, 식(8)을 식(7)에 대입하면 다음 식이 유도된다.

Vr^*'=Vlink/2,

Vs^*'=√3/2·Vlink·cos(θ-2π/3)/sin(θ+π/3)

=√3/2·Vlink·tan(θ-π/6)

Vt^*'=-Vlink/2…(9)

그리고, 최대상인 r상에 대해서 정규화하여, 이 연산을 다른 위상각에 대해서도 행한다. 그리고, 후술하는 바와 같이, 전압 지령으로부터 전압형의 스위치 신호를 생성하여 전류형의 스위치 신호로 변환하는 것을 감안하여, 전류형과 전압형의 사이의 위상차를 해소하기 위하여, 연산 후의 전압 지령을 위상각이 증대하는 방향으로 30도 평행 이동한다. 이와 같이 하여, 도 9에 나타내는 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*이 생성된다. 도 9에 있어서는 진폭을 1(Vlink=1)로서 나타내고 있다. 전압 지령의 경사 영역은, √3tan(φ-π/6)(π/6≤θ≤π/2), -√3tan(φ-π/6)(7π/6≤θ≤3π/2, 단 φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다.)로 표시된다. 또, 소정의 상에 대한 전압 지령의 경사 영역은, √3·tan(θ-5π/3)(단, 3π/2+2π·N≤θ≤11π/6+2π·N,N; 정수) 및 -√3·tan(θ-2π/3)(단: π/2+2π·N≤θ≤5π/6+2π·N,N; 정수)로도 나타낼 수 있다.

중간상 검출부(31)는, 이러한 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*이 입력되고, 당해 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*에 기초하여 중간상을 검출하여 그 통류비(예를 들면 drt)를 캐리어 생성부(32)에 출력한다.

제3 보정부(14)는, 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*을 캐리어의 진폭으로 정규화하어 나서, 예를 들면 통류비(drt)를 감산(오프셋)하여 비교기(15)로 출력한다. 비교기(15)는 캐리어 생성부(32)로부터의 캐리어와 제3 보정부(14)로부터의 전압 지령을 비교하여 그 결과를, 전압형 컨버터용의 스위치 신호로서 전류형 게이트 논리 연산부(16)로 출력한다. 그리고, 전류형 게이트 논리 연산부(16)는, 전압형, 전류형의 쌍대성으로부터 당해 전압형 컨버터용의 스위치 신호를 전류형 컨버터용의 스위치 신호로 변환하여, 이것을 컨버터(CNV1)로 출력한다.

그런데, 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*의 파형을 상기 서술한 바와 같이 채용하는 이유에 대해서 설명한다. 전압형, 전류형의 쌍대성에 주목하면 상전압은 상전류에 상당하기 때문에, 전압형 컨버터용의 스위치 신호는 컨버터에 흐르는 상전류를 규정한다. 한편, 상전류와 선전류는, 예를 들면 ir=irt-isr(단, irt, isr; 상전류)의 관계가 된다. 따라서 선전류 ir가 흐르기 위한 전류형 컨버터의 스위칭은, 당해 선전류를 상기식에서 나타내는 상전류 irt, isr를 흐르게 하기 위해서 전압형 컨버터를 스위칭시키는 것에 대응한다. 즉 상전류 irt, isr를 흐르게 하기 위한 전압형 컨버터용의 스위치 신호의 한 쌍이 동시에 온 하는 조건이, 선전류 ir의 스위치 신호가 된다(예를 들면 비특허 문헌 2 참조).

따라서, 전류형 게이트 논리 연산부(16)는, 이하의 연산식을 이용하여 전압형의 스위치 신호로부터 전류형의 스위치 신호로 변환한다.

Srp=Srt·Ssr', Srn=Srt'·Ssr

Ssp=Ssr·Sts', Ssn=Ssr'·Sts

Stp=Sts·Srt', Stn=Sts'·Srt … (10)

여기서, 스위치 신호 Srt, Ssr, Sts, 및 이들에 대해 각각 반전 신호가 되는 스위치 신호 Srt', Ssr', Sts'는 상전류에 대한 스위치 신호, 즉 전압형의 스위치 신호(비교기(15)의 비교 결과)이다. 예를 들면 스위치 신호 Srp는 선전류 ir로서 정의 전류를 출력하기 때문에, 직류 전원선 HL과 입력단 Pr을 접속하는 스위칭에 대응한다. 그리고 상기 서술한 바와 같이 선전류 ir가 흐르는 것은 상전류 irt, isr가 흐르는 것에 대응한다. 선전류 ir와 정부를 맞추면, 스위칭 신호 Srt는 상전류 irt를 정방향으로 흐르게 하고, 스위칭 신호 Ssr'는 상전류 isr를 부방향으로 흐르게 하는 것에 상당한다.

쌍대성으로부터, 전압형에 있어서의 선간 전압은 전류형에 있어서의 선전류에 상당한다. 따라서 전압 지령의 선간 전압(이하 「선간 전압 지령」)의 파형이 상기의 전류 지령의 파형이 되도록, 전압 지령의 파형을 설정하면 된다. 그리고 식(9)에 기초하여 유도된 전압 지령은, 그 선간 전압(선간 전압 지령)이 전류 지령의 파형이 되는 것을, 이하에 나타낸다.

도 11는, 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*를 이용하여 산출한 선간 전압 지령 Vrs^*, Vst^*, Vtr^*을 나타내고 있다. 선간 전압 지령 Vrs^*, Vst^*은, 예를 들면 위상각 θ이 30도부터 90도의 범위에서, 다음 식으로 표시된다.

Vrs^*=Vr^*-Vs^*=1-√3tan(φ-π/6)

Vst^*=Vs^*-Vt^*=1+√3tan(φ-π/6) … (11)

단 φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. 여기에서는 π/6≤θ≤π/2, φ=θ-π/6이다. 이와 같이, 선간 전압 지령은 선전류 지령 Ir^*, Is^*, It^*(도 5를 참조)과 그 진폭을 제외하고 일치하므로, 전압 지령 Vr^*, Vs^*, Vt^*을 캐리어의 진폭으로 정규화하면, 전류형 컨버터의 스위칭에 도움을 줄 수 있다.

따라서, 전류 지령을 이용하는 양태와 마찬가지로 입력 전류를 정현파 형상으로 할 수 있다. 또, 본 구성에 관련된 파형은 도 6과 동일해지므로, 인버터(INV1)에서 발생되는 영전압 벡터가, 각 입력 전류(ir, is, it)에 대해 균등하게 작용시킬 수 있어, 영전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 파형의 변형을 억제할 수 있다.

또한, 상기 서술한 바와 같이, 선간 전압 지령은 선전류 지령 Ir^*, Is^*, It^*과 그 진폭을 제외하고 일치하므로, 전압 지령 Vr, Vs, Vt의 상 간 차이는, 통류비 drt, dst의 비를 결정한다고 파악할 수 있다.

또, PWM 변조 방식으로서는, 삼각파 형상의 캐리어 신호에 의한 방식 외에, 전압 벡터를 이용한 공간 벡터 변조 방식의 전력 변환 장치에도 적용할 수 있다.

도 12의 상측은, 공간 벡터 변조 방식의 PWM 변조에 있어서의 공간 벡터를 나타내는 벡터도와 도 9에 있어서의 전압 벡터를 설명하는 도면이다. 단, 도 9에 있어서 30도의 평행 이동을 하기 전에 전압 지령에 대한 것이다. 전압 지령 이 벡터도에 나타내는 바와 같이, 전압 벡터는, 8개 상태 중 6 상태(V1∼V6)는, 0이 아닌 벡터이며 나머지 2상태(V0, V7)는 0 상태이다.

이 공간 벡터 변조 방식에서는, 위상각 φ이 0∼π/3에 있어서의 전압 벡터의 출력 시간 τ0, τ4, τ6으로 하고, 캐리어의 주기를 T0, 전압 제어율을 ks로 할 때, 전압 벡터의 기본식은, 다음 식으로 표시된다.

τ0/T0=1-ks·sin(φ+π/3)

τ4/T0=ks·sin(π/3-φ)

τ6/T0=ks·sinφ … (12)

이 위상각 0∼π/3에 있어서의 전압 지령 신호 Vr^*, Vs^*, Vt^*는, 다음 식으로 표시된다.

Vr^*=1-2(τ0/2T0)=ks·sin(φ+π/3)

Vs^*=ks·sin(φ+π/3)-2(τ4/2T0)=√3ks·sin(φ-π/6)

Vt^*=-1+2(τ0/2T0)=-ks·sin(φ+π/3) … (13)

도 12의 하측은, 도 10의 선간 전압 제어 파형에 위상각 0∼π/3에 대응하는 전압 벡터를 나타내고 있다. 또한, 도 12에서는 전압 제어율 ks을 0.5로 하고 있다. 여기서, 위상각 φ이 0∼π/3에 있어서 전압 지령 신호 Vs^*, Vt^*의 중간상 전압 Vs^*_mid은, 다음 식으로 표시된다.

Vs_mid^*=Vs^*/Vr^*

=√3ks·sin(φ-π/6)/(ks·sin(φ+π/3))

=√3tan(φ-π/6) … (14)

도 13에 나타내는 바와 같이, 도 9의 사다리꼴파 변조 파형(상전압)에 위상각 0∼π/3에 대응하는 전압 벡터를 나타내고 있다(단, 도 13는 30도 평행 이동하기 전의 도면이다). 그리고, 공간 벡터 변조 방식의 기본식의 τ4/T0과 τ6/T0는, 다음 식으로 표시된다.

τ4/T0=(1-Vr^*)/2=(1-√3tan(φ-π/6))/2

τ6/T0=1-τ6/T0=(1+√3tan(φ-π/6))/2 … (15)

이 기본식을, 도 12 중의 표에서 위상각 π/3 마다에 대체하여, 전압 벡터의 출력 시간을 결정함으로써, PWM파형 생성을 행할 수 있다.

또한, 도 14에 나타내는 바와 같이, 선간 전압 지령 신호 Vst^*는 다음 식으로 표시된다.

Vst*=√3sin(φ-π/6)/sin(φ+π/3)+1

=1+√3tan(φ-π/6)…(16)

제1 변형예.

제1의 실시 형태에 있어서는, 삼각파 형상의 캐리어를 이용하고 있었지만, 본 제1 변형예에 있어서는, 캐리어 생성부(32)가 톱니파 형상의 캐리어를 생성한다. 도 15는, 캐리어 생성부(32)에서 생성한 캐리어와, 각 r상, t상, s상을 흐르는 입력 전류(ir, is, it)와, 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류(idc)와, 인버터(INV1)에 부여하는 스위치 신호의 관계를 나타내고 있다. 도 15에 있어서는, 도 5에 있어서의 30도부터 90도의 범위의 거의 일주기 분의 캐리어를 나타내고 있다.

캐리어 생성부(32)는, 톱니파 형상의 파형을 나타내고, 당해 파형의 진폭(여기에서는 1로 정규화)을, 통류비 drt, dst로 내분하는 위치를 기준으로 하는 캐리어를 생성하고 있다. 또한, 통류비 drt와 통류비 dst의 합은 1이므로, 최소값을 기준으로 한 캐리어를, 예를 들면 통류비 drt 만큼 진폭 방향에 있어서 부의 방향으로 오프셋해도 상관없다.

그리고, 제1의 실시 형태와 마찬가지로, 제어부(1)는, 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)의 스위치 소자로 스위치 신호를 출력한다. 단, 톱니파 형상의 캐리어를 이용하고 있으므로, 인버터(INV1)측에 있어서는 전압 벡터 V0뿐만 아니라 전압 벡터 V7도 이용하고 있다. 전압 벡터 V7에 있어서도, 직류 전원선 LL에 의해 출력단(Pu, Pv, Pw)이 서로 단락되어 영전압을 발생시키고, 이 기간에 있어서 전류 idc, ir, is, it가 삭감된다.

이 경우에 있어서도, 스위치 소자 Ssp가 도통하고 있는 기간 ts' 내에 있어서 전압 벡터 V0, V7이 발생하는 기간 ts과, 스위치 소자 Srp가 도통하고 있는 기간 tr' 내에 있어서 전압 벡터 V0, V7이 발생하는 기간 tr의 비는, 통류비 dst, drt의 비와 동일하다. 따라서, 기간 ts'와, 입력 전류 is가 제거되는 기간 ts의 비는, 기간 tr'와, 입력 전류 ir가 삭감되는 기간 tr의 비가 서로 동일하다. 즉, 스위치 소자(Srp, Ssp)가 전환되는 전후에서의 영전압 기간(도 15의 기간 tr, ts 참조)이, 스위치 소자(Srp, Ssp)의 통류비 drt, dst와 각각 비례하고 있다.

따라서, 입력 전류 파형의 변형을 억제할 수 있다. 또, 캐리어의 형상을 변경하는 일 없이, 기준을 조정할 뿐이므로, 용이하게 캐리어를 생성할 수 있다. 또 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)에 있어서 공통의 캐리어를 이용할 수 있다.

또, 톱니파 형상의 캐리어를 이용하고 있으므로, 캐리어 생성, 변조 처리가 간소화될 수 있어 소프트웨어화에 의해 적합한 구성이다. 단, 영전압 벡터로서 V0, V7 쌍방의 전압 벡터를 이용할 필요가 있으며, 인버터(INV1)측은 2상 변조로부터 3상 변조와 손실면에서 불리해진다. 또, 일반적으로 알려져 있는 바와 같이, 캐리어에 의한 전압 스펙트럼의 주요 성분이 삼각파 2f에 비해, 톱니파는 f와 소음면에 대해서도 떨어지는 것이 된다.

또한, 전압형 지령에 기초하는 양태(도 8를 참조)여도 마찬가지로 톱니파 형상의 캐리어를 이용해도 된다.

제2 변형예.

제1의 실시 형태 및 제1 변형예에 있어서는, 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)에 있어서 공통의 캐리어를 이용하고 있었지만, 반드시 이것에 한정되지 않는다.

도 16은, 캐리어 생성부(32)에서 생성한 캐리어와, 각 r상, t상, s상을 흐르는 입력 전류(ir, is, it)와, 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류(idc)와, 인버터(INV1)에 부여하는 스위치 신호의 관계를 나타내고 있다.

캐리어 생성부(32)는, 시간에 대해 경사가 일정한 파형을 나타내고, 파형의 값의 최소값을 기준으로 하는 제1 캐리어와, 당해 파형의 진폭을 통류비로 내분하는 위치를 기준으로 하는 제2 캐리어를 생성한다. 또한, 생성한 제1 캐리어를 오프셋하여 제2 캐리어를 생성해도 된다.

그리고, 스위치 신호 생성부(12)는, 제1 캐리어와 통류비의 비교에 의해, 컨버터측의 스위치 신호를 출력한다. 예를 들면, 상전압의 절대값이 최대가 되는 최소상 t상에 대해서 스위치 소자 Stn를 항상 도통시킨다(도 16의 입력 전류 it를 참조). 그 외의 상의 한쪽인 r상에 대해서는, 캐리어와 통류비(drt)의 비교에 의해, 캐리어의 값이 통류비 drt 이하인 기간에서 스위치 소자 Srp를 도통시킨다(도 16의 입력 전류 ir를 참조). 그 외의 상의 다른 쪽인 s상에 대해서는, 캐리어의 값이 통류비 drt 이상인 기간에서 스위치 소자 Ssp를 도통시킨다(도 16의 입력 전류 is를 참조).

이 경우여도, 도 6에 나타내는 입력 전류(ir, is, it)와 동일한 입력 전류가 흐르므로, 제1의 실시 형태와 동일한 효과를 나타낸다.

또한, 컨버터(CNV1)측에 있어서 제1 캐리어를 이용하고 있지만, 인버터(INV1)측에 있어서 제1 캐리어를 이용해도 된다. 이 경우, 제1 보정부(22)와, 제2 보정부(23)의 각각의 출력 결과에 통류비(예를 들면 drt)를 가산(오프셋)하면 된다.

또한, 전압형 지령에 기초하는 양태(도 8를 참조)여도, 컨버터(CNV1)측에 있어서, 제3 보정부(14)를 제외하고, 비교기(15)가 제1 캐리어와 전압 지령을 비교해도 된다. 또, 인버터(INV1)측에 있어서 제1 캐리어를 이용해도 된다. 이 경우, 제1 보정부(22)와, 제2 보정부(23)의 각각의 출력 결과에 통류비(예를 들면 drt)를 가산(오프셋)하면 된다.

제2의 실시 형태.

도 17는, 제2의 실시 형태에 관련된 전력 변환 장치의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다. 본 전력 변환 장치는, 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 직접형 변환부(MCV1)와, 출력단 (Pu, Pv, Pw)을 구비하고 있다.

직접형 변환부(MCV1)는, 스위치 소자(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt)를 구비하고 있다. 3개의 스위치 소자 Sur, Sus, Sut는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단 Pu의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자 Svr, Svs, Svt는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단 Pv의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자 Swr, Sws, Swt는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단 Pw의 사이에 접속되어 있다.

이러한 스위치 소자는 후술하는 제어부(10)에 의해 제어되고, 입력단(Pr, Ps, Pt)으로부터 입력되는 3상 교류 입력 전압의 진폭, 주기의 적어도 어느 하나를 변환하여 3상 교류 출력 전압으로서 출력단(Pu, Pv, Pw)에 출력한다.

도 18은, 제어부(10)의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다. 제어부(10)는, 도 4에 나타내는 제어부(1)와 비교하여, 게이트 논리 합성부(33)를 더 구비하고 있다. 전류 지령 생성부(11), 스위치 신호 생성부(12), 2상 지령 검출부(31), 캐리어 생성부(32), 출력 전압 지령 생성부(21), 제1 보정부(22), 제2 보정부(23), 비교기(24, 25), 논리합부(26)에 대해서는 제1의 실시 형태(제1, 제2 변형예를 포함한다)와 동일하다.

직접형 변환부(MCV1)의 제어에 대해서는, 도 1에 나타내는 컨버터(CNV1), 인버터(INV1)와 동일한 구성의 가상 컨버터(CNV1) 및 가상 인버터(INV1)를 직접형 변환부(MCV1) 내로 상정하고, 이러한 가상 컨버터(CNV1) 및 가상 인버터(INV1)에 대한 스위치 신호를 게이트 논리 합성부(33)에 의해 합성하여 직접형 변환부(MCV1)를 제어한다.

보다 구체적으로는, 게이트 논리 합성부(33)는, 스위치 신호 생성부(12)로부터의 스위치 신호 및 논리합부(26)로부터의 스위치 신호를 다음의 식에 의해 행렬 변환하여, 직접형 변환부(MCV1)의 스위치 신호로서 출력한다.

[수식 1]

이 경우, 예를 들면 2개의 입력단에 접속된 가상 스위치 소자 Srp, Ssp는 제1값(예를 들면 통류비 drt)과 제2값(예를 들면 통류비 dst)을 각각의 통류비(듀티)로서 스위칭한다. 또 캐리어는 그 진폭이 제1값과 제2값으로 내분된 점을 기준으로 하여, 가상 출력 전압 지령 Vu^*, Vv^*, Vw^*에 각각 제1값과 제2값을 곱한 값을 채용하는 타이밍에 가상 인버터(INV1)의 예를 들면 가상 스위치 소자 Sup, Svp를 전환한다. 한편, 가상 컨버터(CNV1)의 예를 들면 가상 스위치 소자 Srp, Ssp는 캐리어의 파형이 당해 기준이 되는 타이밍에 전환된다. 따라서 가상 컨버터(CNV1)의 가상 스위치 소자(Srp, Ssp)가 전환되는 타이밍에서는, 가상 인버터(INV1)의 가상 스위치 소자 Sup, Svp, Swp가 비도통이 되어, 직류 전원선(LH, LL)에 전류가 흐르지 않는 상황에서 가상 컨버터(CNV1)측을 전류시킬 수 있다.

게다가, 스위치 소자(Srp, Ssp)가 전환되는 전후로, 가상 인버터(INV1)의 가상 스위치 소자 Sup, Svp, Swp가 비도통이 되는 기간(영전압 기간)은, 가상 컨버터(CNV1)의 가상 스위치 소자(Srp, Ssp)의 통류비와 비례한다.

따라서, 가상 인버터(INV1)에 입력 전류를 흘리지 않고 가상 컨버터(CNV1)의 전류를 행할 때에, 가상 컨버터(CNV1)에 있어서의 영전압의 기간이 3개의 입력단에 대해서 균등하게 작용한다. 따라서, 3개의 출력단에 발생하는 영전압에 기인하여 발생하는 입력단(Pr, Ps, Pt)에 있어서의 전류의 변형을 억제할 수 있다.

그리고, 가상 인버터(INV1)에 대한 스위치 신호 및 가상 컨버터(CNV1)에 대한 스위치 신호에 기초하여 직접형 변환부(MCV1)로 스위치 신호를 출력하고 있으므로, 본 전력 변환 장치에 있어서도 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)에 발생하는 영전압에 기인하여 발생하는 입력단(Pr, Ps, Pt)에 있어서의 전류의 변형을 억제할 수 있다.

또한, 제어부(10)는, 도 8에 나타내는 제어부(1)에 있어서, 전류형 게이트 논리 연산부(16)와 논리합부(26) 사이에 게이트 논리 합성부(33)를 설치한 양태라도 된다.

이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 거기에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것으로 해석된다.

1 : 제어부 11 : 전류 지령 생성부
12 : 스위치 신호 생성부 21 : 출력 전압 지령 생성부
22 : 제1 보정부 23 : 제2 보정부
24, 25 : 비교기 26 : 논리합부
31 : 2상 지령 검출부 32 : 캐리어 생성부

Claims

각각 삼상 교류의 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)과,
상기 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(CNV1)와,
상기 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지는 인버터(INV1)와,
시간에 대해서 경사의 절대값이 일정한 파형을 나타내고, 상기 파형의 진폭을 제1값(drt)과 제2값(dst)으로 내분하는 값을 기준으로 하는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(32)와,
상기 캐리어가 상기 기준을 채용하는 타이밍에 상기 컨버터의 전류(轉流)를 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼16)와,
상기 기준부터 상기 캐리어의 최대값까지의 사이가 제3값(Vu^*)과 제4값(1-Vu^*)의 비로 내분되는 값을 제1 지령값(dst·Vu^*)으로 하고, 상기 캐리어의 최소값부터 상기 기준까지의 사이가 상기 제3값과 상기 제4값의 비로 내분되는 값을 제2 지령값(-drt·Vu^*)으로 하여, 상기 캐리어가 상기 제1 지령값 및 상기 제2 지령값을 채용하는 동안의 기간에 있어서, 상기 인버터의 스위칭 양태로서 영전압 벡터를 채용시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼26)를 구비하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 컨버터용 게이트 신호 생성부는, 사다리꼴파 형상의 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 전류 지령과, 상기 캐리어를 비교하여 상기 컨버터의 전류를 행하고,
상기 전류 지령의 경사 영역은,
|ds^*|=(1+√3tan(φ-π/6))/2
|dt^*|=(1-√3tan(φ-π/6))/2
(단, ds^*, dt^*은 선전류 통류비, 위상각 φ는 0≤φ≤π/3, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. )
로 표시되는, 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 컨버터용 게이트 신호 생성부는, 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 사다리꼴파 형상의 전압 지령과 상기 캐리어를 비교하여 얻어진 전압형의 스위치 신호를 전류형의 스위치 신호로 변환하여 상기 컨버터에 부여하고, 상기 컨버터의 전류를 행하며,
상기 전압 지령의 경사 영역은,
√3tan(φ-π/6)
(단, 위상각 φ는 π/6≤φ≤π/2)
-√3tan(φ-π/6)
(단, 위상각 φ는 7π/6≤φ≤3π/2, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. )
로 표시되는, 전력 변환 장치.
각각 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
상기 3개의 입력단의 각각과, 제1 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Sur, Sus, Sut)와, 상기 3개의 입력단의 각각과, 제2 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Svr, Svs, Svt)와, 상기 3개의 입력단의 각각과, 제3 상기 출력단의 사이에 설치된 3개의 스위치 소자(Swr, Sws, Swt)를 가지는 직접형 변환기와,
시간에 대해서 경사의 절대값이 일정한 파형을 나타내고, 상기 파형의 진폭을 제1값(drt)과 제2값(dst)으로 내분하는 값을 기준으로 하는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(32)와,
제1 스위치 신호 및 제2 스위치 신호를 행렬 변환하여 산출한 제3 스위치 신호를 상기 스위치 소자로 출력하는 제어부(11∼14, 21∼26, 33)를 구비하고,
상기 제어부는,
제1 및 제2 가상 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 가상 컨버터(CNV1)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 가상 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 가상 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 가상 인버터(INV1)를 상정하고,
상기 제1 스위치 신호는,
상기 캐리어가 상기 기준을 채용하는 타이밍에 상기 가상 컨버터의 전류를 행하게 하는 신호이며,
상기 제2 스위치 신호는,
상기 기준부터 상기 캐리어의 최대값까지의 사이가 제3값(Vu^*)과 제4값(1-Vu^*)의 비로 내분되는 값을 제1 지령값(dst·Vu^*)으로 하고, 상기 캐리어의 최소값부터 상기 기준까지의 사이가 상기 제3값과 상기 제4값의 비로 내분되는 값을 제2 지령값(-drt·Vu^*)으로 하여, 상기 캐리어가 제1 지령값 및 제2 지령값을 채용하는 동안의 기간에 있어서, 상기 가상 인버터의 스위칭 양태로서 영전압 벡터를 채용시키는 신호인, 전력 변환 장치.
청구항 4에 있어서,
상기 제1 스위치 신호는, 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 사다리꼴파 형상의 전류 지령과, 상기 캐리어를 비교하여 생성되고,
상기 전류 지령의 경사 영역은,
|ds^*|=(1+√3tan(φ-π/6))/2
|dt^*|=(1-√3tan(φ-π/6)/2
(단, ds^*, dt^*은 선전류 통류비, 위상각 φ는 0≤φ≤π/3, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. )
로 표시되는, 전력 변환 장치.
청구항 4에 있어서,
상기 제1 스위치 신호는, 상기 제1값과 상기 제2값의 비를 결정하는 사다리꼴파 형상의 전압 지령과 상기 캐리어를 비교하여 얻어진 전압형의 제3 스위치 신호를 전류형의 제4 스위치 신호로 변환하여 생성되고,
상기 전압 지령의 경사 영역은,
√3tan(φ-π/6)
(단, 위상각 φ는 π/6≤θ≤π/2)
-√3tan(φ-π/6)
(단, 위상각 φ는 7π/6≤θ≤3π/2, 또한, φ는 지령 신호 위상 θ의 일주기를 6개로 등분한 영역 중의 위상을 나타낸다. )
로 표시되는, 전력 변환 장치.
청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 있어서,
상기 캐리어는 삼각파 형상의 캐리어인, 전력 변환 장치.
청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 있어서,
상기 캐리어는 톱니파 형상의 캐리어인, 전력 변환 장치.