JP2011109887A - インダイレクトマトリクスコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路の制御処理を簡素化させ制御回路の高コスト化を回避させ得るインダイレクトマトリクスコンバータを提供する。
【効果】本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータによると、インバータ側搬送波ＷＡＶ１を基準としてコンバータ側搬送波ＷＡＶ２を生成させることにより、インバータ制御回路１７０では、インバータ側搬送波ＷＡＶ１を生成させる処理が最低限に抑えられ、インバータ回路１４０を制御させるための他の制御処理が当該インバータ制御回路１７０で有効に割り当てられる。また、コンバータ制御回路１２０では、コンバータ側搬送波ＷＡＶ２の生成処理が複雑になるが、インバータ制御回路１７０と比べてハードウェアリソースに余裕があるため、当該コンバータ回路１２０で必要とされる制御処理を割り当てることができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、コンバータ回路（整流回路）とインバータ回路との間に直流リンク部を備えるインダイレクトマトリクスコンバータに関し、特に、直流リンク部にアクティブスナバ回路を備えるインダイレクトマトリクスコンバータに関する。

近年、商用交流電力から他の交流電力へと直接変換させるダイレクトマトリクスコンバータの研究が進められている。ダイレクトマトリクスコンバータは、エネルギーバッファを必要としないため大型電解コンデンサが不要となるというメリットを有する。その反面、当該ダイレクトマトリクスコンバータは、直流リンク部を具備しないので、電源と負荷との間に他の電力変換回路を追加させようとすると、配線の複雑化、部品点数の増加等といったデメリットを有する。

そこで、今日では、コンバータ回路（整流回路）とインバータ回路との間に直流リンク部を備えるインダイレクトマトリクスコンバータの検討が為されている。直流リンク部を具備するマトリクスコンバータ、即ち、インダイレクトマトリクスコンバータは、ダイレクトマトリクスコンバータと同様に、大型電解コンデンサから成るエネルギーバッファが不要とされる。また、インダイレクトマトリクスコンバータでは、直流リンク部が設けられているので、アクティブスナバ回路等の電力変換回路を直流リンク部に連系させることが容易となり、当該電力変換回路の増設に伴う部品点数の増加も最小限に抑えられる。

特開２００４−２６６９７２号公報（特許文献１）では、交流−交流電力変換装置（特許請求の範囲におけるインダイレクトマトリクスコンバータ）の一例が紹介されている。交流−交流電力変換装置は、ＰＷＭ整流器（特許請求の範囲におけるコンバータ回路）と、直流リンク部と、ＰＷＭインバータ（特許請求の範囲におけるインバータ回路）と、コンバータ回路及びＰＷＭインバータを制御させる制御回路とを備えている。制御回路は、コンバータ側の制御で用いるキャリア（以下、コンバータ側搬送波と呼ぶ）を生成させ、入力電流指令とコンバータ側搬送波とを比較させ、コンバータ回路を制御させるためのＰＷＭ信号を生成させる。また、当該制御回路は、入力電流指令とコンバータ側搬送波との比較値に基づいて新たなキャリア（インバータ側搬送波）を生成させ、出力電圧指令とインバータ側搬送波とを比較させ、これにより、インバータ回路を制御させるためのＰＷＭ信号を制御させる。即ち、特許文献１に係る技術では、インバータ側搬送波がコンバータ側搬送波に基づいて生成される。

また、かかるインダイレクトマトリクスコンバータを発展させ、直流リンク部にスナバ回路を連系させ、負荷で生じる回生電流をスナバコンデンサで吸収させる技術、又は、直流リンク部にアクティブスナバ回路を連系させ、負荷で生じる回生電流をスナバコンデンサで吸収させると供に当該スナバコンデンサの電荷を周期的に放電させる技術等が知られている。

電気学会研究会資料における「インダイレクトマトリクスコンバータのアクティブスナバを用いたマルチ電源連系システムの制御法」の記載（非特許文献１）では、コンバータ側搬送波に基づいてアクティブスナバ回路の放電タイミングを規定する制御法が紹介されている。当該制御法は、コンバータ側搬送波の一周期内に、アクティブスナバ回路のバッテリを放電許可させる時期と、当該コンデンサの放電を不許可とさせる時期とを共存させたものである。尚、インバータ側搬送波は、コンバータ側搬送波を基準として当該波形が形成されるが、当該波形形成方法は特許文献１と同様であるため、其の説明を省略することとする。

図１６に示す如く、アクティブスナバ回路を制御させる制御回路では、バッテリの放電タイミングを規定するＤＵＴＹ指令値Ｗを生成し、コンバータ側搬送波ＷＡＶ２と比較演算させる。同図では、Ｖｂがバッテリ電圧、Ｖｉｎがコンバータ回路（整流回路）から出力される電圧、Ｄｂがスナバ回路用のバッテリ電圧の総放電ＤＵＴＹ、Ｄｒｅｃがコンバータ回路からの入力時間、Ｅｄｃが当該搬送波の一周期内における平均電圧を示すものである。かかる制御回路は、コンバータ側搬送波ＷＡＶ２がＤＵＴＹ指令値Ｗより大きい期間、アクティブスナバ回路のＤＵＴＹ期間と規定する。そして、当該制御回路は、得られたＤＵＴＹタイミングに対応する矩形波を成形出力させることにより、所望のＤＵＴＹタイミングでアクティブスナバ回路のパワートランジスタを駆動させ、当該回路のバッテリを放電させることとなる。従って、制御回路では、所望の平均電圧Ｅｄｃが得られるようにＤＵＴＹ指令値Ｗを生成し、これに応じて、搬送波の一周期内に、アクティブスナバ回路のバッテリを放電させる期間と、コンバータ回路（整流回路）のみから電力を供給させる期間とを規定させ、直流リンク部（インバータ回路の直前）で所望の直流電圧を発生させている。

特開２００４−２６６９７２号公報 加藤 康司，伊東 淳一，「インダイレクトマトリクスコンバータのアクティブスナバを用いたマルチ電源連系システムの制御法」，電気学会研究会資料，ＳＰＣ−０９−８０，Ｐ１−Ｐ４，２００９年３月発行

一般に、インバータ回路の制御処理は、コンバータ回路における制御処理と比較して複雑な処理構成を採り、ベクトル制御のような複雑な制御を実施させようとすると、予め割り当てられたハードウェアリソースを有効に割り当てないと当該制御処理の実現が困難とされる。ここで、特許文献１に係る技術では、コンバータ側搬送波を基準としてインバータ側搬送波を生成しているので、負荷（同期モータ等）に流れる相電流を安定的な正弦波に制御させようとすると、インバータ側搬送波の波形形状が複雑になり、これに応じて、インバータ回路に更なる制御処理が必要とされ、市販品として販売されている制御回路（マイコン等）では所望の制御処理を実現できなくなるとの問題が生じる。

また、かかる問題を回避させるため、プログラムによって所望の論理演算を実現できるプログラマブルロジックデバイスをインバータ回路の制御回路に組み込めば、複雑な制御処理を実現することは可能となる。しかし、プログラマブルロジックデバイス自身が高価な電子デバイスであるため、装置全体として、コストの高騰に繋がるとの問題が生じる。尚、プログラマブルロジックデバイスの代表例として、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。

本発明は上記課題に鑑み、インバータ回路の制御処理を簡素化させ制御回路の高コスト化を回避させ得るインダイレクトマトリクスコンバータの提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のようなインダイレクトマトリクスコンバータの構成とする。即ち、交流電力を変換し後段の直流リンク部へ直流電力を出力させるコンバータ回路と、前記交流電力の電圧値を検出する入力電圧検出部と、前記コンバータ回路を制御させるコンバータ制御回路と、前記直流電力を受けて負荷で用いられる交流電力へ変換させるインバータ回路と、前記インバータ回路を制御させるインバータ制御回路とを備え、
前記コンバータ制御回路は、当該コンバータ制御回路で用いられるコンバータ用搬送波を、前記インバータ制御回路で生成されるインバータ用搬送波に基づいて生成させることとする。

また、本発明では次のようなインダイレクトマトリクスコンバータの構成としても良い。即ち、交流電力を変換し後段の直流リンク部へ直流電力を出力させるコンバータ回路と、前記交流電力の電圧値を検出する入力電圧検出部と、前記コンバータ回路を制御させるコンバータ制御回路と、前記直流電力を受けて負荷で用いられる交流電力へ変換させるインバータ回路と、前記インバータ回路を制御させるインバータ制御回路と、前記直流リンク部に並列接続されたアクティブスナバ回路と、前記アクティブスナバ回路に蓄積された電荷の放電を制御させるスナバ制御回路とを備え、
前記コンバータ制御回路は、当該コンバータ制御回路で用いられるコンバータ用搬送波を、前記インバータ制御回路で生成されるインバータ用搬送波に基づいて生成させ、
前記スナバ制御回路は、前記インバータ回路で用いられるインバータ用搬送波の要素周期に対応させてアクティブスナバ回路の動作を選定する周期選定手段と、所定の要素周期の期間で前記電荷の放電を許可させる放電許可手段とを備えることとする。

好ましくは、前記コンバータ制御回路は、前記入力電圧検出部から受けた電圧値に基づいて、前記直流リンク部への出力電圧をフィードフォワード制御させることとする。

好ましくは、前記負荷は、エアコンの室外機に用いられるコンプレッサ用モータであることとする。

本発明に係るインダイレクトマトリクスコンバータによると、インバータ側搬送波を基準としてコンバータ側搬送波を生成させることにより、インバータ制御回路では、インバータ側搬送波を生成させる処理が最低限に抑えられ、インバータ回路を制御させるための他の制御処理が当該インバータ制御回路で有効に割り当てられる。また、コンバータ制御回路では、コンバータ側搬送波の生成処理が複雑になるが、インバータ制御回路と比べてハードウェアリソースに余裕があるため、当該コンバータ回路で必要とされる制御処理を割り当てることができる。

また、プログラマブルロジックデバイス等の高価な電子デバイスを用いる必要もないので、装置の高コスト化を抑制させることが可能となる。

実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータの構成を示す図。 実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータの具体的構成を示す図。 実施の形態に係る電圧検出手段の構成を示す図。 実施の形態に係る他の電圧検出手段の構成を示す図。 実施の形態に係る制御部の機能ブロックを示す図。 各キャリア及び各信号を示すタイミングチャート。 スナバ制御回路の処理動作を示すフローチャート。 Ｖ／Ｆ制御が開始された当初のＵ相電流を示す波形。 Ｖ／Ｆ制御が開始された当初のスナバコンデンサの電圧値を示す波形。 Ｖ／Ｆ制御が安定的に行われている際のＵ相電流を示す波形。 Ｖ／Ｆ制御が安定的に行われている際のスナバコンデンサの電圧値を示す波形。 同期運転制御時のＵ相電流を示す波形。 同期運転制御時のスナバコンデンサの電圧値を示す波形。 他の実施例に係るインダイレクトマトリクスコンバータの具体的構成を示す図。 他の実施例に係るアクティブスナバ回路の構成を示す図。 従来例に係るアクティブスナバ回路のコンデンサの放電タイミング。

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、インダイレクトマトリクスコンバータ１００は、商用電源ＡＣに接続されたフィルター回路１１０と、商用電源ＡＣの電圧値を検出する入力電圧検出部ＳＥＮ１と、コンバータ回路１２０と、アクティブスナバ回路１３０と、当該アクティブスナバ回路に設けられた電圧検出手段１８０と、インバータ回路１４０と、インバータ回路１４０から負荷Ｍへ供給される電流の検出を行なう電流検出部ＳＥＮ２と、コンバータ制御回路１５０と、スナバ制御回路１６０と、インバータ制御回路１７０とから構成されている。

図２は、これらの構成がより具体的に示されている。但し、図２に示されるインダイレクトマトリクスコンバータ１００は、特許請求の範囲の一実施形態に過ぎず、特許請求の範囲は、同図によって限定的に解釈されてはならない。

商用電源ＡＣは、発電所等から供給される３相交流電力であって、Ｒ相及びＳ相及びＴ相に対応して各々端子が設けられている。また、かかる３相の電圧及び電流は、互いに、所定の位相差が与えられている。

フィルター回路１１０は、各入力電源ラインにＬＣ回路が構成されている。また、電圧検出部ＳＥＮ１は、信号ラインが各々設けられ、コンバータ制御回路１５０では、当該信号ラインの他端が接続され、各相の電源ラインの相間電圧が検出される。

コンバータ回路１２０は、３つの並列接続されたパワートランジスタ１２２〜１２４と、当該パワートランジスタ１２２〜１２４に適宜に接続されたダイオードとから構成される。当該パワートランジスタ及びダイオードは、３つのアーム部を構成し、ハイサイドラインとローサイドラインとの間に並列接続される。当該アーム部は、各々が、通過電流がローサイドラインからハイサイドラインへ流れるようにパワートランジスタが配置され、周囲の４つのダイオードによって、電源ラインを介してハイサイドラインへ電流を供給させ、且つ、ローサイドラインに流れる電流を他の電源ラインへと還流させる。そして、パワートランジスタ１２２〜１２４が適宜にスイッチングされることにより、交流電力を変換し後段の直流リンク部へ直流電力を出力させる。かかる直流リンク部では、インバータ回路の動作に応じて電圧値が略一定に制御される。尚、直流リンク部には、必要に応じて、フリーホイーリングダイオード１２１が並列接続される。

アクティブスナバ回路１３０は、図示の如く、コンバータ回路の後段の直流リンク部に並列接続されている。具体的に説明すると、アクティブスナバ回路１３０は、スナバコンデンサ１３３と、ハイサイドラインからスナバコンデンサ１３３に向かって順方向に接続されるスナバダイオード１３２と、スナバダイオードに並列接続されスナバコンデンサ１３３に蓄積された電荷を断続的にハイサイドラインへ放電させるスナバトランジスタ１３１とから構成される。

アクティブスナバ回路１３０では、負荷で回生電力が発生すると、これによって生じた電流がスナバダイオード１３１を経由してスナバコンデンサ１３３へと導かれ、スナバコンデンサ１３３では、回生電流に伴って電荷が蓄積される。但し、本実施の形態では、同期モータが負荷として用いられるため、当該回生電流が一時的に生じるものである。その後、スナバ制御回路１６０から駆動信号Ｓｎｂが出力されると、スナバトランジスタ１３１が信号の波形に応じて導通状態とされ、スナバコンデンサ１３３の電荷の放電が許可される状態となる。尚、スナバ制御回路１６０から出力される駆動信号のタイミングについては、追って詳述することとする。

インバータ回路１４０は、アクティブスナバ回路１３０を有する直流リンク部の後段に接続され、且つ、出力側に電流検出部ＳＥＮ２を具備している。インバータ回路１４０は、図示の如く、複数のパワートランジスタ１４１〜１４６が電圧型３相インバータを成すように配線され、各々のアームの接点部が配線Ｌｕ〜Ｌｗを介して負荷Ｍに接続される。また、各パワートランジスタ１４１〜１４６には、通電時に流れる電流の逆向きにダイオードが並列接続されている。周知の如く、インバータ回路１４０は、インバータ制御回路１７０から出力されたＰＷＭ信号Ｓｉによって、パワートランジスタ１４１〜１４６が適宜に駆動制御され、直流リンク部の直流電力をＰＷＭ制御によって３相交流電力へと変換させる。

負荷Ｍは、本実施の形態では永久磁石同期モータが使用される。永久磁石同期モータとは、回転子に永久磁石が使用されたＰＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）を指し、この中には、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet Motor）、ＩＰＭ（Interior
Permanent Magnet Motor）等を含み、制御された回転磁界によって同期運転されるモータを指す。但し、負荷Ｍは、これに限定されるものではなく、力率の低い誘導モータを用いることも可能である。

また、本実施の形態では、コンバータ制御回路１５０とアクティブスナバ回路１６０とインバータ回路とが同一の半導体に集積されたワンチップ半導体から成る制御回路ＣＮＴが用いられる。但し、特許請求の範囲に係るインダイレクトマトリクスコンバータは、コンバータ制御回路１５０及びアクティブスナバ回路１６０及びインバータ回路１７０が同図の形態に限定されるものでなく、互いに独立した半導体回路を用いても良い。即ち、制御回路ＣＮＴは、モノシリックＩＣであるのとハイブリッドＩＣであるのとを問うものではない。かかる制御回路ＣＮＴは、ＣＰＵ，メモリ回路，クロック回路等を構成させ、所定の演算処理が制御プログラムに応じて実施される。

コンバータ制御回路１５０は、入力電圧検出部ＳＥＮ１から受信した電圧値に基づいて、駆動信号Ｓｒを生成出力させ、パワートランジスタ１２２〜１２４を駆動制御させる。また、当該コンバータ制御回路１５０で用いられるコンバータ用搬送波は、インバータ制御回路１７０で生成されるインバータ用搬送波に基づいて生成されている。

スナバ制御回路１６０は、スナバコンデンサ１３３の電圧値に基づいて、駆動信号Ｓｎｂを生成出力させ、スナバトランジスタ１３１を駆動制御させる。これにより、スナバ制御回路１６０は、アクティブスナバ回路１３０の内部素子（スナバコンデンサ）に蓄積された電荷の放電を制御させる。尚、スナバトランジスタ１３１の駆動信号の生成については、追って詳述することとする。

インバータ制御回路１７０は、出力電流検出部ＳＥＮ２から受信した電流値に基づいて、駆動信号Ｓｉを生成出力させ、パワートランジスタ１４１〜１４６を駆動制御させる。

電圧検出手段１８０は、スナバコンデンサ１３３とスナバ制御回路１６０とを結ぶ配線に介挿され、スナバコンデンサ１３３に生じる電圧を検出し、当該電圧に関する情報をスナバ制御回路１６０へと出力させる。図３には、電圧検出手段１８０の一例が具体的に示されている。同図に示される電圧検出手段１８０は、レギュレータ等によって所定電位に安定された基準電源Ｖｔｈと、スナバコンデンサ１３３の電位Ｖｃが印加され当該電位Ｖｃに応じた電圧値信号を出力させる分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンパレータＣｏｍｐとから構成される。当該コンパレータＣｏｍｐは、非反転端子に分圧抵抗の出力端が接続され、基準電位Ｖｔｈが反転端子に接続され、双方の比較結果をスナバ制御回路１６０へ出力させる。即ち、コンパレータＣｏｍｐは、入力されたスナバコンデンサ１３３の電圧値を閾値判定し、これによって得られた判定信号をスナバ制御回路１６０へ出力させる。ここで、基準電圧Ｖｔｈの電圧値は、スナバコンデンサ１３３の耐圧に応じて設定される。

尚、電圧検出手段１８０は、上述した構成に限定されるものでなく、図４に示されるような制御回路ＣＮＴに内蔵された態様であっても良い。即ち、その具体例について説明すると、スナバ制御回路１６０は、所定の比較処理機能が構築され、スナバコンデンサの耐圧値に関する基準値が与えられている。また、スナバ制御回路１６０には、入力ポートＰｉｎ（デジタルポート又はＡＤポート）が設けられ、スナバコンデンサ１３３の電圧検出端子に直接配線される。そして、内蔵された比較処理機能によって、図３の作用と同等の作用が実現される。即ち、電圧検出手段１８０は、制御回路ＣＮＴに内蔵される態様であっても良く、制御回路ＣＮＴから物理的に独立した態様であっても良い。

上述の如く、本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータ１００は、制御回路ＣＮＴによってコンバータ回路１２０及びインバータ回路１４０が制御されると、コンバータ回路１２０では交流電力から変換した直流電力を直流リンク部へ出力させ、インバータ回路１４０では当該直流電力を交流電力へ再変換して永久磁石同期モータＭを駆動制御させる。本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータ１００は、同期モータを制御させることを前提として設計されているため、エネルギーバッファとしての電解コンデンサは直流リンク部には設けられていない。しかし、同期モータの力率が低下した場合、永久磁石モータＭからの運転状態によっては、回生電力を発生させてしまう場合がある。このため、アクティブスナバ回路は、偶発的に生じてしまった回生電力を吸収し、所定のタイミングに応じて、スナバコンデンサに蓄積された電荷を放電させ、この放電によって生じる電力を同期モータＭの電力として充当させている。かかるスナバコンデンサは、臨時的に生じる回生電力のバッファー機能として用いられるため、通常のバッファー用コンデンサと比較して低容量の素子で十分とされる。

図５を参照して、制御回路ＣＮＴに内蔵される機能について説明する。尚、機能ブロックとして表現される各々は、ＣＰＵ等の演算処理によって実現されるものである。

図示の如く、コンバータ制御回路１５０は、相電圧換算部１５１と指令値演算部１５２とＰＷＭ信号成形部１５３とから構成される。また、スナバ制御回路１６０は、放電周期選定部１６１と駆動信号成形部１６２とから構成される。また、インバータ制御回路１７０は、入力値換算部１７１と角速度推定部１７２と位相情報演算部１７３と指令角度出力部１７４と指令電流生成部１７５とｄ軸指令値演算部１７６とｑ軸指令値演算部１７７と指令値換算部１７８とＰＷＭ信号成形部１７９とから構成される。

先ず、インバータ制御回路１７０から説明する。インバータ制御回路１７０は、永久磁石同期モータＭで検出されたＵ相電流，Ｖ相電流，Ｗ相電流（以下、相電流Ｉｉ＄と呼ぶ）と、後述する位相情報θ＃との各々が入力されると、入力値換算部１７１によって、３相の相電流Ｉｉ＄をｄ軸検出電流Ｉｄ＄とｑ軸検出電流Ｉｑ＄との２軸の成分に換算させる。但し、ｄ軸とは回転子の磁力方向を指し、ｑ軸とはｄ軸に垂直な方向を指し、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄とは相電流Ｉｉ＄をｄ軸成分に換算した電流を指し、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄とは相電流Ｉｉ＄をｑ軸成分に換算した電流を指す。

角速度推定部１７２は、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄と、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄と、後述するｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊が入力され、所定のモデル式を用いて演算することにより、推定角速度ω＃を算出させる。

位相情報演算処理１７３は、推定角速度ω＃を時間積分させ、これにより、位相情報θ＃を算出させる。

指令角速度出力部１７４は、外部からの指令に基づいて指令角速度ω＊を出力させる。

指令電流生成部１７５は、指令角速度ω＊と推定角速度ω＃との差分値が入力され、これに基づいてｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を算出させる。具体的に説明すると、指令電流生成部１７５ではｄ軸電流演算部１７５ａとｑ軸電流演算部１７５ｂとを備え、各々の演算部では、制御軸に対して回転子の磁力方向が所定角を成して制御されるＶ／Ｆ制御と、回転子の磁力方向と制御軸とが略一致するように制御される同期運転制御と、Ｖ／Ｆ制御から同期運転制御に移り変わる電流切換制御とを、所定のモデル式に応じて算出させる。そして、これらの制御を切換えることにより、運転開始からＶ／Ｆ制御へと切換え、最終的に同期運転制御へと切換える。

ｄ軸指令値演算部１７６は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸検出電流Ｉｄ＄との差分値が入力され、ＰＩ制御させることにより、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を生成させる。また、ｑ軸指令値演算部１７７は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸検出電流Ｉｑ＄との差分値が入力され、ＰＩ制御させることにより、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を生成させる。尚、これらの指令電圧Ｖｄ＊及びＶｑ＊は、ｄ軸及びｑ軸によって換算された電圧値である。

指令値換算部１７８は、前段で算出された指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊が入力され、これに基づいて正弦波状の指令電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）が生成される。かかる指令電圧は、インバータ回路のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して３相分生成される。

ＰＷＭ信号成形部１７９では、インバータ回路１４０で用いられる搬送波（インバータ用搬送波）を生成し、当該インバータ用搬送波と指令電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とを比較処理させ、これにより、インバータ側のＰＷＭ信号を生成する。当該インバータ側搬送波は、単なる三角波であって、其の生成処理は最小限に抑えられる。従って、インバータ制御回路１７０では、ＰＷＭ信号成形部１７９で搬送波を生成させる際、制御処理の負担が最小限に抑えられる。

図６のＡ部及びＢ部には、インバータ制御回路１７０で生成される各種波形が示されている。インバータ回路のＰＷＭ信号成形回路１７９では、Ａ部に示す如く、インバータ側搬送波ＷＡＶ１が三角状に形成され、その要素周期はＴｉｎｖ（ｓｅｃ）とされる。このとき、ＰＷＭ信号成形部１７９では、指令電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）が入力され、当該指令電圧とインバータ用搬送波ＷＡＶ１とが比較処理され、Ｂ部に示す如く、インバータ側のＰＷＭ信号Ｓａｕ〜Ｓｂｗが形成される。尚、同図では、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈ値側がパワートランジスタのＯＮ状態を現し、Ｌｏｗ値がパワートランジスタのＯＦＦ状態を示す。また、同図では、指令電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）が直線的に描かれているが、巨視的に観察すると正弦波とされるものである。

図５に戻り、コンバータ制御回路１５０の動作について説明する。先ず、コンバータ制御回路１５０では、入力電圧検出部ＳＥＮ１から受信した複数の信号に基づいて相間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ）を換算させる。ここで、相間電圧Ｖｒｓは、入力側のＲ相とＳ相との電位差をいい、相間電圧Ｖｓｔは、入力側のＳ相とＴ相との電位差をいい、相間電圧Ｖｔｒは、入力側のＴ相とＲ相との電位差をいう。その後、相電圧換算部１５１では、検出した相間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ）を交流電源に相当する相電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に変換させる。その後、指令値演算部１５２では、相電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に基づいてフィードフォワード制御させ、コンバータ回路における指令電圧（Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊）を生成する。かかる指令電圧（Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊）についても、位相の異なる正弦波とされる。指令値演算部１５２では、フィードフォワード制御によって指令電圧（Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊）を生成させるので、制御処理が図示の如く簡素化され、これにより、コンバータ制御回路では、制御処理の構成が最小限に抑えられ、ハードウェアリソースが有効に活用されることとなる。

ＰＷＭ信号成形部１５３では、インバータ用搬送波ＷＡＶ１に基づいてコンバータ用搬送波ＷＡＶ２を造り換える機能と、コンバータ用のＰＷＭ信号を生成する機能とを備えており、この処理の結果、コンバータ回路のパワートランジスタ１２２〜１２４が適宜に駆動される。

インバータ用搬送波ＷＡＶ１に基づいてコンバータ用搬送波ＷＡＶ２を造り換える機能とは、図６のＣ部に示す如く、ＰＷＭ信号成形部１５３にインバータ用搬送波ＷＡＶ１が入力されると、インバータ用搬送波の周波数を２倍にし、谷側頂点の位置を調整してモータの相電流が歪まないようにする。また、コンバータ用搬送波の山側頂点は、インバータのトランジスタが零ベクトルの期間、直流リンク部から同期モータＭへ電流が流れないので、フラット状に変形させておく。尚、アクティブトランジスタの駆動信号Ｓｎｂがオン状態の場合に限り、コンバータ側の搬送波ＷＡＶ２の波形を、常にフラット状にさせておく（図６参照）。かかる処理は、インバータ制御回路における搬送波ＷＡＶ１を生成する処理と比較して、複雑な処理とされてしまう。しかし、コンバータ制御回路１５０では、制御処理が簡素化なものとされているので、当該制御回路に割り当てることの可能な制御処理の領域に余裕がある。このため、コンバータ制御回路１５０では、コンバータ側搬送波ＷＡＶ１の成形処理を多少複雑にしても良い。

コンバータ回路のＰＷＭ信号を生成する機能では、図６のＤに示す如く、指令電圧（Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊）とコンバータ用搬送波ＷＡＶ２との波形の比較処理によってコンバータ側のＰＷＭ信号Ｓｒ〜Ｓｔが得られる。ここで、本実施の形態に係るコンバータ回路１５０では、コンバータ側のパワートランジスタが少なくとも２箇所のアームでＯＮ状態となれば、交流電力が直流リンク部へ通電可能とされる。但し、インバータ回路１４０のパワートランジスタが零ベクトルでなく、且つ、同期モータＭの電力消費が零でないことを条件として、コンバータ回路から直流リンク部を介してインバータ回路へと電流が流れることとなる。即ち、永久磁石同期モータＭで電力が消費されるならば、図６のＤに示す如く、「Ｋ」の範囲でのみコンバータ回路から直流リンク部を介してインバータ回路へと電流が流れることとなる。尚、本実施の形態に係る制御回路ＣＮＴでは、スナバ制御回路１６０の信号がオン状態とされるとき、コンバータ側のＰＷＭ信号を全てオフにさせ、コンバータ側からの供給電流を遮断させている。具体的に説明すると、コンバータ制御回路１５０では、スナバ制御回路１６０の信号がオン状態のとき、コンバータ側搬送波ＷＡＶ２を最大値にさせ、これにより、コンバータ側の２相のＰＷＭ信号をオフ状態にさせる。

上述の如く、本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータによると、インバータ側搬送波ＷＡＶ１を基準としてコンバータ側搬送波ＷＡＶ２を生成させることにより、インバータ制御回路１７０では、インバータ側搬送波ＷＡＶ１を生成させる処理が最低限に抑えられ、インバータ回路１４０を制御させるための他の制御処理が当該インバータ制御回路１７０で有効に割り当てられる。また、コンバータ制御回路１２０では、コンバータ側搬送波ＷＡＶ２の生成処理が複雑になるが、インバータ制御回路１７０と比べてハードウェアリソースに余裕があるため、当該コンバータ回路１２０で必要とされる制御処理を割り当てることができる。

また、プログラマブルロジックデバイス等の高価な電子デバイスを用いる必要もないので、装置の高コスト化を抑制させることが可能となる。

図５に再び戻り、スナバ制御回路１６０の動作について説明する。放電周期選定部１６１（特許請求の範囲における周期選定手段）では、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄と、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄と、スナバコンデンサ１３３の検出電圧値Ｖｃ＄と、インバータの運転モードＭｄとが入力され、これらの情報に基づいてスナバコンデンサ１３３の放電周期を選定する。

ｄ軸検出電流Ｉｄ＄とｑ軸検出電流Ｉｑ＄は、インバータ制御回路１７０の入力値換算部１７１から当該電流値に係る情報が供給される。スナバコンデンサ１３３の検出電圧値Ｖｃ＄は、スナバコンデンサ１３３に接続させた検出ラインによって当該情報の検出が可能となる。インバータの運転モードＭｄは、現在駆動されている同期モータがＶ／Ｆ制御で駆動されているのか、切換モードで駆動されているのか、同期運転モードで駆動されているのかを示す情報とされる。

そして、メモリ回路には、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄とｑ軸検出電流Ｉｑ＄とスナバコンデンサ１３３の検出電圧値Ｖｃ＄との或る具体的な数値と、運転モードが何れの状態であるかの条件とに対応させて、スナバトランジスタのオンオフパターンが複数パターン記録されている。かかるパターンは、実験的に決められたものであっても良く、回生電流の値等から算出された結果であっても良い。また、スナバトランジスタのオンオフパターンは、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄、検出電圧値Ｖｃ＄、運転モードの全ての条件が備わっていなければ決定できないという意味で無く、これらのうちの何れかの条件によってオンオフパターンを決定するようにしても良い。また、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄の代わりにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を置換えても良く、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄の代わりにｑ軸指令電流Ｉｑ＊を置換えても良い。以下、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄、ｑ軸検出電流Ｉｑ＄、検出電圧値Ｖｃ＄、運転モードの何れかの組合せによって構成される条件を選定条件と呼ぶ。

放電周期選定部１６１では、制御回路ＣＮＴの処理動作を簡素化させるため、スナバトランジスタのオンオフパターンを或る一定の規則に基づいて決定させている。即ち、放電周期選定部１６１では、周期型ピッチ決定機能と周期型デューティ決定機能とを有する。周期型ピッチ決定機能は、スナバトランジスタのオンオフパターンをインバータ用搬送波ＷＡＶ２の何周期分で構成させるかを決定する。図６のＥには、当該オンオフパターンの一例が示されており、同図の例では、オンオフパターンがインバータ用搬送波ＷＡＶ２の４周期分で構成されている。以下、搬送波ＷＡＶ２によって構成される一単位を合成周期Ｔｓｕｍと呼ぶ。周期型デューティ決定機能は、合成周期Ｔｓｕｍの中から信号ＳｎｂをＯＦＦ（Ｌｏｗ）にする要素周期ＴｉｎｖとＯＮ（Ｈｉｇｈ）にする要素周期Ｔｉｎｖとを選定する。但し、ここでは、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂの波形形成はまだ実施されているのではなく、合成周期Ｔｓｕｍの中から要素周期に対応させてオンオフパターンが決定されているだけである。

駆動信号成形部１６２（特許請求の範囲における放電許可手段）では、インバータ用搬送波ＷＡＶ２の形状を受け、放電周期選定部１６１で得られた合成周期Ｔｓｕｍとオンオフパターンの情報を取得し、これに基づいて、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂを矩形波状に成形する。そして、駆動信号成形部１６２では、この矩形波に応じて、スナバトランジスタ１３１を通電状態とさせる。図６のＥでは、先にも述べたように合成周期がＴｓｕｍとされ、オンオフパターンが前段オン３周期，後段オフ１周期とされたものが示されている。同図の場合、駆動信号成形部１６２では、インバータ用搬送波ＷＡＶ２の要素周期Ｔｉｎｖに対応させて、前段から「Ｌｏｗ−Ｌｏｗ−Ｌｏｗ−Ｈｉｇｈ」の指令を行い、要素周期Ｔｉｎｖに同期したパルス信号を形成させている。即ち、スナバ制御回路１６０で決定されるＤＵＴＹは、要素周期Ｔｉｎｖの整数倍によって規定される。尚、図６に示す如く、スナバトランジスタがＯＮされる期間であっても、そのＯＮ期間の全てでスナバコンデンサ１３３の電荷が放電されるというわけではない。何故なら、図６のＥにて説明したように、永久磁石同期モータＭに電流が流れるタイミングは、「Ｋ」の期間に限られており、この期間に当該同期モータＭで電力が消費される場合に限り、スナバコンデンサ１３３からの放電が行なわれることとなる。即ち、駆動信号Ｓｎｂのオンタイミングでは、スナバコンデンサにスナバトランジスタが通電状態に切換えられ、蓄積された電荷の放電が許可されるのであって、この期間内に放電される条件が整った場合に放電電流が同期モータ側へと流れることとなる。

上述の如く、複数の要素周期で合成された期間でスナバトランジスタの切換動作が行なわれるので、要素周期毎にスイッチングする制御から免れ、制御回路ＣＮＴの処理動作の簡素化が図られる。このため、ＦＰＧＡといった特殊な回路素子を用いることなく、汎用の制御回路を適用することが可能となる。

次に、図７を参照し、スナバ制御回路１６０に伴うインダイレクトマトリクスコンバータ１００の動作について説明する。制御回路ＣＮＴがアクティブ（電源ＯＮ）になると、図示の如く、スナバ制御回路に関するプログラムが起動し、駆動信号Ｓｎｂの形成に必要な選定条件が全て取得されているか否かの判定が行なわれる（Ｓ０１）。ここで、選定条件とは、検出電流Ｉｄ＄，Ｉｑ＄、検出電圧Ｖｃ＄、運転モードＭｄをいう。

Ｓ０１で必要な情報の取得が確認されると、スナバコンデンサ１３３の電圧値Ｖｃ＄が基準電圧Ｖｔｈより大きいか否かの判定が実施される。ここで、電圧値Ｖｃ＄が基準電圧Ｖｔｈより小さい場合、前ステップＳ０１へ戻り、電圧値Ｖｃ＄が基準電圧Ｖｔｈより大きくなるまで、このループが繰り返えされる。そして、電圧値Ｖｃ＄が基準電圧Ｖｔｈより大きくなると、次のステップＳ０３へ移り、次の処理を開始させる。即ち、本ステップでは、スナバコンデンサ１３３に耐圧値以上の電圧値が印加されない制御が実現される。

電圧値Ｖｃ＄が基準電圧Ｖｔｈより大きくなった事実を確認すると、制御回路ＣＮＴは、現在の選定条件に合致する合成周期Ｔｓｕｍとオンオフタイミングとを選択する（Ｓ０３）。合成周期Ｔｓｕｍとオンオフタイミングとは、選定条件毎にマップ化されており、当該選定条件によって規定される。即ち、本ステップでは、マップ化された情報に基づいて波形の形状が規定できるので、ＰＩ制御などのフィードバック制御が組み込まれることなく、制御回路ＣＮＴの処理の簡素化が図られる。

その後、インバータ制御回路１７０からインバータ用搬送波ＷＡＶ１の取得を行い（Ｓ０４）、インバータ用搬送波ＷＡＶ１に合成周期Ｔｓｕｍとオンオフタイミングとを適用させて、スナバトランジスタ１３１の駆動信号Ｓｎｂを生成し、当該スナバトランジスタＳｎｂを駆動させる（Ｓ０５）。かかる後、Ｓ０１からのループ処理を実施させ、制御回路ＣＮＴに電源が投入されている間、アクティブスナバ回路１３０の制御を継続する。

以下、図８乃至図１３を参照して、スナバ制御回路によって制御された相電流について、具体例に基づき説明する。尚、図８乃至図１３では、電流検出部ＳＥＮ２で検出された相電流のうち、Ｕ相電流のみが便宜的に説明されている。但し、他の相電流にあっても、位相は異なるものの、その波形の状態は略同様に制御されている。また、Ｖ／Ｆ制御または同期制御では、回転子の回転速度を上昇させるために相電流の周波数を上げていく。但し、図８及び図１０及び図１２にあっては、何れの図を参照しても相電流の周波数が一致しているように便宜的に示されているが、実際には、その周波数が回転子の回転速度に応じて変動するものである。

図８は、同期モータＭの運転を開始させた直後のＵ相電流が模式的に示されている。即ち、Ｖ／Ｆ制御の初期段階の状態が示されている。この場合、Ｖ／Ｆ制御であるため、回転子の磁束方向と制御軸方向とが一致していなく、力率が極めて低い状態とされる。この段階では、スナバ制御回路１６０は、運転モードＭｄの情報から同期モータＭの回生電流が増えることを予測し、スナバトランジスタ１３１における駆動信号Ｓｎｂのデューティ比を大きく設定できるマップを選定する。ここでは、合成周期Ｔｓｕｍが５×Ｔｉｎｖ、第１周期〜第２周期がＯＦＦ、第３周期〜第５周期がＯＮ、とされるマップが選択される。

かかる場面のスナバ制御回路１６０では、図９に示す如く、インバータ用搬送波ＷＡＶ１に基づいてスナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂを生成し、当該スナバトランジスタ１３１を要素周期に対応させて駆動させていく。このとき、図示の如く、スナバコンデンサでは、トランジスタの通電期間に応じて電荷を放電させ、当該電荷によって生じていた電圧値Ｖｃを適宜に低下させていく。尚、同図では、スナバコンデンサの電圧Ｖｃの減少曲線が連続する波形として示されているが、実際には、スナバトランジスタの通電時間内において放電可能なタイミングが限られるので、その波形が断続的に現われるものと考えられる。

図８のＸ拡大図に示す如く、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂがオフ状態（１〜２）とされる場合、コンバータ回路１２０からの供給電流によって、相電流Ｉｕが賄われる。一方、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂがオン状態（３〜５）とされる場合、アクティブスナバ回路１３０からの放電電流によって、相電流Ｉｕが賄われる。

アクティブスナバ回路１３０が駆動される場合、合成周期Ｔｓｕｍの期間に流れる相電流Ｉｕは、拡大部Ｘに示す如く、オフ時の要素周期Ｔｉｎｖに対応する電流値と、オン時の要素周期Ｔｉｎｖに対応する電流値との総和によって定まる値である。即ち、スナバ制御回路１６０は、検出電流Ｉｉ＄によって必要な相電流Ｉｕが規定されるので、合成周期Ｔｓｕｍで必要とされる平均電流となるように、スナバトランジスタ１３１のオンオフパターンを選定することとなる。そして、駆動信号成形部１６２におけるマップの選定処理は、合成周期Ｔｓｕｍに必要とされる平均電流と合致するように、パターン化された複数のマップの中から最適のマップ情報を取得することにある。

そして、図８に示す如く、正しく設定された平均電流を要素毎に集合させることにより、正弦波状の正しい相電流Ｉｕが制御され、これにより、同期モータＭが所望の状態で制御されることとなる。

図１０は、Ｖ／Ｆ制御が進行した際のＵ相電流が模式的に示されている。即ち、同期モータＭがＶ／Ｆ制御によって安定的に駆動されている状態が示されている。この場合にあっても、回転子の磁束方向と制御軸方向とは一致していない。但し、先の場合と比較して力率が幾分向上することとなる。この段階では、スナバ制御回路１６０は、運転モードＭｄの情報から同期モータＭの回生電流が減少することを予測し、スナバトランジスタ１３１における駆動信号Ｓｎｂのデューティ比を小さく設定できるマップを選定する。ここでは、合成周期Ｔｓｕｍが８×Ｔｉｎｖ、第１周期〜第７周期がＯＦＦ、第８周期がＯＮ、とされるマップが選択される。

かかる場面のスナバ制御回路１６０では、図１１に示す如く、力率の向上に伴いコンデンサの電圧値Ｖｃの上昇する割合が鈍化する。従って、駆動信号のオフ期間が長期化され、オン期間が短期化される。

図１０のＹ拡大図に示す如く、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂがオフ状態（１〜７）とされる場合、コンバータ回路１２０からの供給電流によって、相電流Ｉｕが賄われる。一方、スナバトランジスタの駆動信号Ｓｎｂがオン状態（８）とされる場合、アクティブスナバ回路１３０からの放電電流によって、相電流Ｉｕが賄われる。そして、正しく設定された平均電流を要素毎に集合させることにより、正弦波状の正しい相電流Ｉｕが制御され、これにより、同期モータＭが所望の状態で制御されることとなる。尚、切換モードにおけるスナバ制御回路の動作は、図１０に示される制御と略同等であるので、その説明を省略する。

図１２は、同期モードへ移行した際のＵ相電流が模式的に示されている。即ち、同期モータＭの力率が（√３）／２以上で制御されるため、インダイレクトマトリクスコンバータ１００に回生電力が生じることはない。このため、図１３に示す如く、スナバ制御回路１６０が駆動されることは無い。そして、図１２に示す如く、全ての相電流は、コンバータ回路１２０からの供給電流によって賄われることとなる。

スナバ制御回路は、同期モードで運転されている間、原則としてｄ軸成分の電流を略零として回生電流を発生させないので、図７の処理ルーチンを省略させることが可能である。この場合、制御回路ＣＮＴの処理動作にかかる負担が抑制される。特に、エアコン室外機のコンプレッサ用モータでは、モータの負荷トルクが安定しているので、本実施の形態を適用させる技術として好適である。一方、同期制御であっても、電流検出部ＳＥＮ２に流れる電流が低くなる場合、ｄ軸成分の電流を増加させ、検出信号の出力値を上げる場合がある。かかる場合、制御上必要なｑ軸電流に変更は無く、不要なｄ軸電流のみが加えられるため、Ｖ／Ｆ制御時と同様に回生電流が流れてしまう事がある。このような場合には、かかる特殊な制御に対応させて、上述したアクティブスナバ回路１３０を駆動させるようにすれば良い。また、検出信号の出力低下に関する問題は、Ｖ／Ｆ制御においても起こり得るため、このよう場合にも、アクティブスナバ回路１３０を適宜に駆動させることで、回生電流を吸収することが可能となる。

本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータ１００によると、インバータ回路の制御処理を簡素化させると供に、以下の効果を奏する。即ち、同装置によって、複数の要素周期Ｔｉｎｖで合成された期間Ｔｓｕｍ毎でスナバトランジスタの切換動作が行なわれるので、要素周期毎にスイッチングする制御から免れ、制御回路ＣＮＴの処理動作の簡素化が図られる。このため、ＦＰＧＡといった特殊な回路素子を用いることなく、汎用の制御回路を適用することが可能となる。

尚、本実施の形態に係るインダイレクトマトリクスコンバータは、本発明の一例が代表的に示されたものであって、種々の改変が可能である。例えば、本実施の形態では、上述の如く、アクティブスナバ回路１３０とスナバ制御回路１６０と電圧検出手段１８０とが構成要件とされているが、本発明では、これらの構成（アクティブスナバ回路１３０，スナバ制御回路１６０，電圧検出手段１８０）を省略させても良い（請求項１）。かかる実施形態にあっても、インバータ側搬送波を基準としてコンバータ側搬送波を生成させることにより、インバータ制御回路では、インバータ側搬送波を生成させる処理が最低限に抑えられ、インバータ回路を制御させるための他の制御処理が当該インバータ制御回路で有効に割り当てられる。また、コンバータ制御回路では、コンバータ側搬送波の生成処理が複雑になるが、インバータ制御回路と比べてハードウェアリソースに余裕があるため、当該コンバータ回路で必要とされる制御処理を割り当てることができる。

また、インダイレクトマトリクスコンバータは、図１４に示す如く、他の構成によるコンバータ回路１９０に置換えても良い。当該コンバータ回路１９０は、逆圧保護機能を備えたＩＧＢＴによってスイッチング素子のアームを構成させ、かかるアームを３相設けることにより、図２と同様の電力変換機能が実現される。

更に、図１５に示す如く、アクティブスナバ回路１３０は、スナバコンデンサ１３３に放電抵抗１３４を設けるのが好ましい。かかる構成では、アクティブスナバ回路の動作が長期間止まると、スナバコンデンサ１３３に蓄積された電荷は、放電抵抗１３４を介してローサイドラインへと放電される。これにより、アクティブスナバ回路１３０は、長期間に亘るスナバトランジスタ１３１の逆電圧から保護される。従って、インダイレクトマトリクスコンバータの使用を止めて電源をオフにする場合、又は、モータの同期運転が長時間続く場合（例えば、室外機のコンプレッサ用モータ等）に好適である。

加えて、本発明に係るインダイレクトマトリクスコンバータは、誘導モータを負荷としても用いることが可能である。この場合、同期モータと比較して力率が低くなるので、スナバトランジスタ１３１の通電時間が全体として長くなる。但し、スナバトランジスタの通電時間は、上述の如く、多くの要素周期Ｔｉｎｖに亘ってオン状態に制御されるだけであって、制御回路ＣＮＴの負担を増加させることにはならない。

１００ インダイレクトマトリクスコンバータ
１２０ コンバータ回路
１３０ アクティブスナバ回路
１４０ インバータ回路
１６０ アクティブスナバ制御回路
１６１ 周期選定手段
１６２ 放電許可手段
Ｍ 永久磁石同期モータ

Claims (4)

1. 交流電力を変換し後段の直流リンク部へ直流電力を出力させるコンバータ回路と、前記交流電力の電圧値を検出する入力電圧検出部と、前記コンバータ回路を制御させるコンバータ制御回路と、前記直流電力を受けて負荷で用いられる交流電力へ変換させるインバータ回路と、前記インバータ回路を制御させるインバータ制御回路とを備え、
   前記コンバータ制御回路は、当該コンバータ制御回路で用いられるコンバータ用搬送波を、前記インバータ制御回路で生成されるインバータ用搬送波に基づいて生成させることを特徴とするインダイレクトマトリクスコンバータ。
2. 交流電力を変換し後段の直流リンク部へ直流電力を出力させるコンバータ回路と、前記交流電力の電圧値を検出する入力電圧検出部と、前記コンバータ回路を制御させるコンバータ制御回路と、前記直流電力を受けて負荷で用いられる交流電力へ変換させるインバータ回路と、前記インバータ回路を制御させるインバータ制御回路と、前記直流リンク部に並列接続されたアクティブスナバ回路と、前記アクティブスナバ回路に蓄積された電荷の放電を制御させるスナバ制御回路とを備え、
   前記コンバータ制御回路は、当該コンバータ制御回路で用いられるコンバータ用搬送波を、前記インバータ制御回路で生成されるインバータ用搬送波に基づいて生成させ、
   前記スナバ制御回路は、前記インバータ回路で用いられるインバータ用搬送波の要素周期に対応させてアクティブスナバ回路の動作を選定する周期選定手段と、所定の要素周期の期間で前記電荷の放電を許可させる放電許可手段とを備えることを特徴とするインダイレクトマトリクスコンバータ。
3. 前記コンバータ制御回路は、前記入力電圧検出部から受けた電圧値に基づいて、前記直流リンク部への出力電圧をフィードフォワード制御させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインダイレクトマトリクスコンバータ。
4. 前記負荷は、エアコンの室外機に用いられるコンプレッサ用モータであることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載のインダイレクトマトリクスコンバータ。

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