JP2007037333A - 交流交流直接変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誤差電圧補償装置やコモンモードフィルタ等を不要にして所望の制御性能が得られるようにした交流交流直接電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】交流交流直接電力変換装置を、仮想整流器と仮想インバータとの組み合わせとして想定し、仮想整流器の入力電流を三相入力電流指令通りに制御するオンオフパルスを仮想整流器制御手段１により演算すると共に、仮想インバータの出力電圧を三相出力電圧指令通りに制御するオンオフパルスを仮想インバータ制御手段２により演算し、前記オンオフパルスを合成して双方向スイッチに与える制御方法において、仮想整流器制御手段１に仮想直流中間電圧指令を与え、仮想整流器と仮想インバータとの間の仮想直流中間電圧の大きさが三相出力電圧指令に応じた所定値になるように積極的に制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電解コンデンサ等のエネルギーバッファを用いることなく、電力用半導体スイッチング素子のオンオフによって三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換装置の制御方法に関する。

図５は、この種の電力変換装置の一種であるマトリクスコンバータの主回路構成図である。同図において、５は三相交流電源、６は電流を双方向に通流可能な９個の双方向スイッチＲＵ，ＳＵ，ＴＵ，ＲＶ，ＳＶ，ＴＶ，ＲＷ，ＳＷ，ＴＷからなるマトリクスコンバータ、７は三相交流電動機等の負荷、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。

ここで、後述する非特許文献１には、上記マトリクスコンバータ６を図６のように仮想整流器及び仮想インバータの組み合わせに見立てて制御を行う仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式が開示されている。
図６において、８は交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続された仮想整流器、９は交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続された仮想インバータであり、これらの仮想整流器８と仮想インバータ９とは両者の直流側が共通接続されていると想定している。なお、ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮは仮想整流器８を構成する半導体スイッチング素子、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは仮想インバータ９を構成する半導体スイッチング素子を示す。
図６の直流中間回路にはエネルギーバッファが設けられておらず、仮想整流器８の交流−直流変換により得た仮想直流中間電圧が仮想インバータ９の直流−交流変換によって所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換される。

図７は、図５に示したマトリクスコンバータ６の制御回路の構成図であり、図６のごとく仮想整流器８及び仮想インバータ９の組合せにより想定したマトリクスコンバータ６の９個の双方向スイッチに与えるＰＷＭパルスを生成するための構成である。
非特許文献１に記載されているように、図５のマトリクスコンバータ６により、図６の仮想整流器８及び仮想インバータ９の組合せと同一の出力電圧、入力電流を得るためには、スイッチｎ（マトリクスコンバータ６の９個の双方向スイッチ、仮想整流器８及び仮想インバータ９の計１２個のスイッチング素子）のスイッチング関数Ｓ_ｎ（Ｓ_ｎ＝１でオン、Ｓ_ｎ＝０でオフ）に関し、数式１が成立すれば良い。

上記数式１の右辺を展開すれば、マトリクスコンバータ６の９個の双方向スイッチＲＵ，ＳＵ，ＴＵ，ＲＶ，ＳＶ，ＴＶ，ＲＷ，ＳＷ，ＴＷに対するスイッチング関数は、仮想整流器８のスイッチング素子ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮに対するスイッチング関数と仮想インバータ９のスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮに対するスイッチング関数との合成によって表すことができる。
図７の制御回路は上記の原理に基づいて構成されており、三相入力電流指令が与えられる仮想整流器制御手段１ＡからのＰＷＭパルス（スイッチング関数）と、三相出力電圧指令が与えられる仮想インバータ制御手段２ＡからのＷＭパルス（スイッチング関数）とをパルス合成手段３Ａにて合成することにより、マトリクスコンバータ６の双方向スイッチに対するＰＷＭパルスが生成される。

なお、マトリクスコンバータ６では、電源の短絡を防ぐと共に、負荷のリアクトル成分による電流還流経路を確保するために負荷端の開放が生じないようにスイッチングする必要があり、これらの制約条件は電流形ＰＷＭ整流器及び電圧形インバータにおけるスイッチング動作と同様である。

また、電圧利用率を高めることを目的として、図７の仮想整流器制御手段１Ａでは、理論的な最大の仮想直流中間電圧を仮想整流器８により出力させると共に、仮想整流器８の入力電流が正弦波となるような制御を行っている。
更に、この種の仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式では、三相入力電流指令を全波整流した波形の直流中間電流（直流リンク電流）を必要とするので、瞬時電力を一定とすれば直流中間電圧が変動する。このため、図７の仮想インバータ制御手段２Ａでは、仮想整流器制御手段１Ａから出力される仮想直流中間電圧の変動を補償するように、三相出力電圧指令を補正してＰＷＭパルスを作成している。

伊東淳一，佐藤以久也，大口英樹，佐藤和久，小高章弘，江口直也，「キャリア比較方式を用いた仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」，電気学会論文誌Ｄ，第１２４巻第５号，２００４年，ｐ.４５７−４６３

上述した従来技術において、仮想直流中間電圧に比べて十分低い電圧をマトリクスコンバータ６が出力する場合、言い換えれば三相入力電圧に比べて十分低い電圧をマトリクスコンバータ６が出力する場合には、仮想インバータ９に対する三相出力の電圧指令を十分小さくする必要が生じる。しかしながら、この状態は、高い電圧から低い電圧を出力することになるため、誤差電圧が多く発生し、所望の三相出力電圧が得られないという問題がある。
特に、マトリクスコンバータ６により負荷７としての電動機を駆動する場合には、上記の誤差電圧が電動機の駆動特性を悪化させることになり、駆動特性を改善するには高価な誤差電圧補償装置を設ける必要があった。

また、従来技術では、電圧利用率向上の観点から、仮想直流中間電圧を理論的に得られる最大電圧となるように制御しているため、仮想直流中間電圧に比べて十分低い電圧をマトリクスコンバータ６が出力する場合には、結果として、三相の出力が全て、三相の入力相電圧のうち最大電圧の相と同時に接続されている時間比率、あるいは、三相の入力相電圧のうち最小電圧の相と同時に接続されている時間比率（ここで言う入力相電圧の最大、最小は、電圧の極性も含む）が大きくなる。
例えば、三相の出力線間電圧を０〔Ｖ〕とするには、三つの出力相に三相入力相電圧のうち最大電圧の相を同時に接続するか、あるいは、最小電圧の相を同時に接続して実現していた（つまり、ゼロ電圧ベクトルを出力させる場合には、主として三相入力相電圧の最大電圧もしくは最小電圧を用いる）。

従って、マトリクスコンバータ６による低電圧の出力時にはコモンモード電圧の変化幅が大きくなるので、このコモンモード電圧によって発生するコモンモード電流が他の機器へ及ぼす影響を抑制するため、大容量のコモンモードフィルタを使用せざるを得ず、装置全体の高価格化を招いていた。

そこで本発明の解決課題は、誤差電圧補償装置や大容量のコモンモードフィルタ等を要することなく、低コストにて所望の制御性能が得られるようにした交流交流直接電力変換装置の制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、エネルギーバッファを用いずに双方向スイッチのオンオフによって三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置を、交流／直流変換を行う仮想整流器とこの仮想整流器の直流側に接続されて直流／交流変換を行う仮想インバータとの組み合わせとして想定し、前記仮想整流器の入力電流を三相入力電流指令通りに制御するためのオンオフパルスを仮想整流器制御手段により演算すると共に、前記仮想インバータの出力電圧を三相出力電圧指令通りに制御するためのオンオフパルスを仮想インバータ制御手段により演算し、前記仮想整流器制御手段及び仮想インバータ制御手段により演算された両オンオフパルスを合成して前記双方向スイッチに与えるようにした交流交流直接電力変換装置の制御方法において、
前記仮想整流器制御手段に仮想直流中間電圧指令を与え、前記仮想整流器と仮想インバータとの間の直流中間回路における仮想直流中間電圧の大きさを前記三相出力電圧指令に応じた所定値に制御するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記仮想整流器制御手段により仮想直流中間電圧を調節して三相出力電圧の振幅を所定値に制御すると共に、前記仮想インバータ制御手段により三相出力電圧の周波数を所定値に制御するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
三相の入力相のうち最大電圧相及び最小電圧相を出力側のある一相に接続する二つの双方向スイッチのオン時間比率指令を、前記仮想整流器制御手段及び前記仮想インバータ制御手段により演算したオン時間比率指令に基づいて演算し、
三相の入力相のうち中間電圧相を出力側の前記一相に接続する一つの双方向スイッチのオン時間比率指令を、前記二つの双方向スイッチがオフしている期間の指令として演算すると共に、
前記電力変換装置の出力線間電圧をゼロに制御する際に、前記中間電圧相を三相出力相の各相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンさせるものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、
前記仮想インバータを構成する三つの上下アームのうち一つの上下アームの半導体スイッチング素子のオンオフ状態を固定し、残りの二つの上下アームの半導体スイッチング素子のみをオンオフ制御するものである。

本発明では、三相出力電圧指令に応じて仮想直流中間電圧の大きさを積極的に制御することにより、三相入力電圧に比べて十分低い電圧を出力させる場合には仮想直流中間電圧を低下させることによって従来よりも誤差電圧を低減することができる。このため、従来のように高価な誤差電圧補償装置を用いる必要もない。
また、交流交流直接電力変換装置の出力線間電圧を０〔Ｖ〕とする際には、三つの出力相に、三相入力相電圧のうち中間電圧の相を同時に接続することにより、コモンモード電圧の変動を従来よりも抑制することができる。これにより、大容量のコモンモードフィルタを不要にして装置全体の小型化、低価格化が可能になる。
加えて、仮想インバータに与える三相出力電圧指令を改良することにより、スイッチング損失を低減させると共に出力可能な電圧範囲を拡大することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は請求項１に係る本発明の第１実施形態を示す制御回路の構成図である。図１において、１は三相入力電流指令及び仮想直流中間電圧指令が与えられる仮想整流器制御手段、２は三相出力電圧指令が与えられる仮想インバータ制御手段、３は各制御手段１，２から出力されるＰＷＭパルスを合成するパルス合成手段であり、この合成手段２から出力されたＰＷＭパルスによってマトリクスコンバータ等の交流交流直接電力変換装置の双方向スイッチをオンオフするように構成されている。

この実施形態が図７に示した従来技術と異なる点は、次の通りである。
すなわち、図７の従来技術では、直流中間電圧が理論的に最大になるように仮想整流器８を制御しているが、この実施形態では、三相出力電圧指令に応じた大きさの仮想直流中間電圧指令を仮想整流器制御手段１に入力し、この仮想直流中間電圧指令に従って、仮想整流器８から出力させる仮想直流中間電圧の大きさを積極的に制御する。そして、この仮想直流中間電圧を仮想インバータ制御手段２に入力し、仮想直流中間電圧の変動を補償するように、三相出力電圧指令を補正してＰＷＭパルスを作成する。

これにより、例えば三相入力電圧に比べて十分低い電圧を仮想インバータ９から出力させる場合には、三相出力電圧指令に応じて仮想直流中間電圧指令を変化させ仮想直流中間電圧を低下させることにより、低い仮想直流中間電圧を低い三相出力電圧に変換するようにして従来よりも誤差電圧を低減することができる。
従って、従来のように高価な誤差電圧補償装置を使用する必要がなくなり、交流交流直接電力変換装置の低価格化を図ることができる。

次に、図２は請求項２に係る本発明の第２実施形態を示す制御回路の構成図である。
この実施形態では、仮想インバータ制御手段２０が三相出力電圧・周波数計算手段２１と仮想インバータ周波数制御手段２２とから構成されている。そして、三相出力電圧・周波数計算手段２１の出力のうち仮想直流中間電圧指令が、図１と同様に仮想整流器制御手段１に入力されていると共に、三相出力電圧の周波数指令が仮想インバータ周波数制御手段２２に入力されている。

この実施形態では、三相出力電圧・周波数計算手段２１が三相出力電圧指令に基づいて三相出力電圧の振幅指令を演算し、この振幅指令に対応する大きさの仮想直流中間電圧指令を仮想整流器制御手段１に出力する。仮想整流器制御手段１では、別途入力されている三相入力電流指令に従って三相入力電流を制御する共に、仮想直流中間電圧指令通りの仮想直流中間電圧を仮想整流器８が出力するようにＰＷＭパルスを生成することで、結果的に仮想インバータ９から出力される三相出力電圧の振幅を前記振幅指令に一致させるように動作する。
一方、仮想インバータ周波数制御手段２２は、三相出力電圧・周波数計算手段２１から入力された三相出力電圧の周波数指令に応じてＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを、パルス合成手段３において仮想整流器制御手段１からのＰＷＭパルスと合成することにより、交流交流直接電力変換装置の双方向スイッチをオンオフするＰＷＭパルスが生成される。

本実施形態によれば、三相出力電圧の大きさ（振幅指令）に応じて仮想直流中間電圧指令を積極的に制御することができ、第１実施形態と同様に誤差電圧を低減させて高価な誤差電圧補償装置を不要にすることができる。

次に、図３は請求項３に係る本発明の第３実施形態を示す構成図である。この実施形態は、パルス合成手段３０の構成に特徴を有しており、それ以外の部分は第１実施形態と同一である。

図３において、仮想整流器制御手段１では、仮想直流中間電圧指令及び三相入力電流指令に従い、所望の大きさの直流中間電圧及び所望の入力電流波形となるように仮想整流器８のオン時間比率指令（ある一定期間において、あるスイッチング素子がオンする時間の比率を指令する信号をいう）を計算する。ここで、仮想整流器８の三相入力電流のうち二相の電流を制御すれば残りの一相の電流も必然的に制御できるので、仮想整流器制御手段１では、二つのオン時間比率指令を計算し、これらをＤＲ_ａ，ＤＲ_ｂとして出力する。
なお、例えばＤＲ_ａが０．３の場合には、図６に示した仮想整流器８のスイッチング素子ＲＰ，ＳＮを、ある一定期間の３０％の期間にわたり同時にオンさせる。

一方、図３の仮想インバータ制御手段２では、仮想整流器制御手段１からの仮想直流中間電圧及び三相出力電圧指令に従って所望の三相交流電圧を出力するように、仮想インバータ９のオン時間比率指令を計算し、これらをＤＩ_ｕ，ＤＩ_ｖ，ＤＩ_ｗとして出力する。
例えば、ＤＩ_ｕが０．３の場合には、図６に示した仮想インバータ９において、ある一定期間の３０％の期間にわたってスイッチング素子ＵＰをオン、スイッチング素子ＵＮをオフさせ、残りの７０％の期間はスイッチング素子ＵＰをオフ、スイッチング素子ＵＮをオンさせる。

また、パルス合成手３０内の整流器・インバータ指令合成手段３１では、図５における出力側のＵ相に接続される三つの双方向スイッチのオン時間比率をそれぞれ計算する。
ここで、入力三相の電圧のうち最大電圧の相を出力Ｕ相に接続する双方向スイッチのオン時間比率指令Ｄ_ｍａｘｕは、図３の合成手段３１内に示すように、仮想整流器８のオン時間比率指令ＤＲ_ａ，ＤＲ_ｂと仮想インバータ９のオン時間比率指令ＤＩ_ｕとに基づいて関数Ｆ１により計算する。また、同様に入力三相の電圧のうち最小電圧の相を出力Ｕ相に接続する双方向スイッチのオン時間比率指令Ｄ_ｍｉｎｕも、ＤＲ_ａ，ＤＲ_ｂとＤＩ_ｕとに基づいて関数Ｆ２により計算する。

ここで、一定期間の間、入力三相の電圧のうち、最大電圧、中間電圧、最小電圧の各相を出力Ｕ相に接続する三つの双方向スイッチは、同時にオンせず、しかも、三つの双方向スイッチのうち必ず一つはオンしている必要がある。すなわち、一定期間における三つの双方向スイッチのオン時間比率の和は“１”である。このことから、入力三相の電圧のうち中間電圧相を出力Ｕ相に接続する双方向スイッチのオン時間比率指令Ｄ_ｍｉｄｕは“１”からＤ_ｍａｘｕとＤ_ｍｉｎｕとの和を差し引いた値とする。
他の出力Ｖ相、Ｗ相に接続されるそれぞれの双方向スイッチについても、整流器・インバータ指令合成手段３２，３３において同様にオン時間比率指令を計算する。

更に、三角波・指令比較手段３４では、整流器・インバータ指令合成手段３１〜３３により計算した各双方向スイッチのオン時間比率指令をキャリアとしての三角波と比較することにより、図５に示した９個の双方向スイッチＲＵ，ＳＵ，ＴＵ，ＲＶ，ＳＶ，ＴＶ，ＲＷ，ＳＷ，ＴＷに対するＰＷＭパルスを得る。
パルス分配手段３５では、三角波・指令比較手段３４により得られたＰＷＭパルスを対象として、三相入力相電圧のうち、最大電圧相の電圧を出力させる双方向スイッチ、中間電圧相の電圧を出力させる双方向スイッチ、最小電圧相の電圧を出力させる双方向スイッチのＰＷＭパルスを、電源電圧の位相状態に基づいてマトリクスコンバータ６の各双方向スイッチに分配して出力する。

なお、第１または第２実施形態による制御方法では、仮想直流中間電圧を積極的に制御するため、仮想直流中間電圧が０〔Ｖ〕になる期間が生じ、このとき、三相出力線間電圧は全て０〔Ｖ〕となる。ここで、図５に示したマトリクスコンバータ６により０〔Ｖ〕を出力させる場合、三相入力相電圧のうち最大電圧相を各出力相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンするか、中間電圧相を各出力相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンするか、最小電圧相を各出力相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンするかの三通りの選択肢があるが、この第３実施形態に係る制御方法では、０〔Ｖ〕を出力する際には中間電圧相を各出力相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンすることで実現する（つまり、ゼロ電圧ベクトルを出力させる場合には、入力三相の電圧のうち中間電圧相の電圧を用いる）。
これにより、コモンモード電圧の大きさの変動を従来よりも抑制することができ、コモンモードフィルタの小容量化または省略が可能になる。

この実施形態では、仮想整流器制御手段１から二つのオン時間比率指令ＤＲ_ａ，ＤＲ_ｂを出力させているが、仮想整流器制御手段１から三つのオン時間比率指令ＤＲ_ａ，ＤＲ_ｂ，ＤＲ_ｃを出力させると共に、これらを整流器・インバータ指令合成手段３１〜３３において仮想インバータ制御手段２から出力されたオン時間比率指令と合成してもよい。

次いで、図４は、請求項４に係る本発明の第４実施形態における仮想インバータ９の三相出力電圧指令を示す波形図である。
三相出力電圧指令Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊を図のような波形とし、仮想インバータ９を構成する三つの上下アームのうち一つの上下アームのオンオフ状態をそれぞれ期間ΔＴにわたり固定しておき、残りの二つの上下アームのみをオンオフ制御することにより、各相電圧指令を全て通常の正弦波とした場合に比べて、スイッチング損失を低減させると共に出力可能な電圧範囲を拡大することができる。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 本発明の第３実施形態を示す構成図である。 本発明の第４実施形態の動作を示す波形図である。 マトリクスコンバータの主回路構成図である。 仮想整流器及び仮想インバータにより構成した交流交流直接電力変換装置の主回路構成図である。 仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリクスコンバータの制御回路の構成図である。

符号の説明

１：仮想整流器制御手段
２，２０：仮想インバータ制御手段
２１：三相出力電圧・周波数計算手段
２２：仮想インバータ周波数制御手段
３，３０：パルス合成手段
３１，３２，３３：整流器・インバータ指令合成手段
３４：三角波・指令比較手段
３５：パルス分配手段

Claims (4)

1. エネルギーバッファを用いずに双方向スイッチのオンオフによって三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置を、交流／直流変換を行う仮想整流器とこの仮想整流器の直流側に接続されて直流／交流変換を行う仮想インバータとの組み合わせとして想定し、前記仮想整流器の入力電流を三相入力電流指令通りに制御するためのオンオフパルスを仮想整流器制御手段により演算すると共に、前記仮想インバータの出力電圧を三相出力電圧指令通りに制御するためのオンオフパルスを仮想インバータ制御手段により演算し、前記仮想整流器制御手段及び仮想インバータ制御手段により演算された両オンオフパルスを合成して前記双方向スイッチに与えるようにした交流交流直接電力変換装置の制御方法において、
   前記仮想整流器制御手段に仮想直流中間電圧指令を与え、前記仮想整流器と仮想インバータとの間の直流中間回路における仮想直流中間電圧の大きさを前記三相出力電圧指令に応じた所定値に制御することを特徴とする交流交流直接電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１に記載した交流交流直接電力変換装置の制御方法において、
   前記仮想整流器制御手段により仮想直流中間電圧を調節して三相出力電圧の振幅を所定値に制御すると共に、前記仮想インバータ制御手段により三相出力電圧の周波数を所定値に制御することを特徴とする交流交流直接電力変換装置の制御方法。
3. 請求項１または２に記載した交流交流直接電力変換装置の制御方法において、
   三相の入力相のうち最大電圧相及び最小電圧相を出力側のある一相に接続する二つの双方向スイッチのオン時間比率指令を、前記仮想整流器制御手段及び前記仮想インバータ制御手段により演算したオン時間比率指令に基づいて演算し、
   三相の入力相のうち中間電圧相を出力側の前記一相に接続する一つの双方向スイッチのオン時間比率指令を、前記二つの双方向スイッチがオフしている期間の指令として演算すると共に、
   前記電力変換装置の出力線間電圧をゼロに制御する際に、前記中間電圧相を三相出力相の各相に接続する三つの双方向スイッチを全て同時にオンさせることを特徴とする交流交流直接電力変換装置の制御方法。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接電力変換装置の制御方法において、
   前記仮想インバータを構成する三つの上下アームのうち一つの上下アームの半導体スイッチング素子のオンオフ状態を固定し、残りの二つの上下アームの半導体スイッチング素子のみをオンオフ制御することを特徴とする交流交流直接電力変換装置の制御方法。

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