CN213185897U - 电力转换*** - Google Patents

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Abstract

提出一种提高电压转换器的输出控制的精度的电力转换***。电力转换***(1)将具有第一频率(f1)的输入交流电压(Vi)转换成具有比第一频率(f1)低的第二频率(f2)的输出交流电压(Vo)。电力转换***(1)包括电压转换器(2)、PDM控制器(3)和反馈控制器(4)。电压转换器(2)根据控制信号(S1a～S6b)来将输入交流电压(Vi)转换成输出交流电压(Vo)，并将该输出交流电压(Vo)输出至负载(5)。PDM控制器(3)对输出交流电压(Vo)的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成控制信号(S1a～S6b)，并将这些控制信号输出至电压转换器(2)。反馈控制器(4)基于电压转换器(2)的输出电流值和负载(5)的状态来生成输出电压命令值，并将该输出电压命令值输出至PDM控制器(3)。

Description

电力转换***
技术领域
本公开通常涉及电力转换***以及电压转换电路的控制方法，并且具体涉及被配置为进行AC(交流)/AC转换的电力转换***、以及电压转换电路的控制方法。
背景技术
已知有被配置为进行AC/AC转换的交流转换电路(电力转换***)(例如，参见专利文献1)。
专利文献1中描述的AC转换器将具有频率f0的单相输入AC电压转换成具有低于f0的频率f1的三相输出AC电压。AC转换器包括开关部(电压转换器)、滤波器部和开关控制部。开关部响应于控制信号来对输入AC电压进行转换，并将转换后的电压输出至根据该控制信号所选择的相。滤波器部从转换后的电压中滤除高频分量，由此将转换后的电压转换成输出AC电压。开关控制部与输入AC电压的过零同步地，基于具有与各相的输出AC电压相关联的频率f1的参考信号针对各相进行脉冲密度调制。开关控制部根据通过脉冲密度调制的脉冲生成状况和输入AC电压的极性来生成控制信号，并将该控制信号发送出至开关部。此外，开关控制部基于空间矢量调制来进行脉冲密度调制。
在电力转换***中，期望提高电压转换器的输出控制的精度。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开5996531
实用新型内容
有鉴于上述，本公开的目的在于是提供一种电力转换***以及电压转换电路的控制方法，其中该电力转换***和该控制方法提高了电压转换器的输出控制的精度。
根据本公开的一方面的一种电力转换***，其被配置为将具有第一频率的输入交流电压转换成具有比所述第一频率低的第二频率的输出交流电压。所述电力转换***包括电压转换器、PDM控制器和反馈控制器。所述电压转换器被配置为根据控制信号来将所述输入交流电压转换成所述输出交流电压，并将所述输出交流电压输出至负载。所述PDM控制器被配置为：对所述输出交流电压的输出电压命令值进行脉冲密度调制，以生成调制信号；根据所述调制信号、所述输入交流电压的极性和所述输出电压命令值的极性，来生成所述控制信号；以及将所述控制信号输出至所述电压转换器。所述反馈控制器被配置为基于所述电压转换器的输出电流值和所述负载的状态来生成所述输出电压命令值，并将所述输出电压命令值输出至所述PDM控制器。
根据本公开的一方面的电压转换电路的控制方法是一种电压转换电路的控制方法，所述电压转换电路被配置为根据控制信号来将具有第一频率的输入交流电压转换成具有比所述第一频率低的第二频率的输出交流电压，并将所述输出交流电压输出至负载。所述电压转换电路的控制方法包括PDM控制步骤和所述反馈控制步骤。所述PDM控制步骤是如下的步骤：对所述输出交流电压的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成调制信号，并且根据所述调制信号、所述输入交流电压的极性和所述输出电压命令值的极性来生成所述控制信号。所述反馈控制步骤是如下的步骤：基于供给至所述负载的输出电流值和所述负载的状态来生成所述输出电压命令值。
附图说明
图1是示出本公开的实施例的电力转换***的框图；
图2是电力转换***中的PDM控制器的框图；
图3是电力转换***中的输出电压命令值、绝对值和符号的波形图；
图4是示出电力转换***中的ΔΣ调制器的框图；
图5是示出电力转换***中的反馈控制器的框图；
图6是示出电力转换***中的操作模拟的结果的图；以及
图7是示出根据本公开的一个实施例的电压转换电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下所述的实施例和变形例仅仅是本公开的示例。本公开不限于该实施例和变形例。即使不包括该实施例和变形例，也可以在未背离本公开的技术思想的范围的情况下根据设计等对本公开进行各种修改。
(1)概要
在图1中示出根据本实施例的电力转换***1的框图。本实施例的电力转换***1被配置为进行将输入交流电压Vi转换成输出交流电压Vo的AC/AC转换。本实施例的电力转换***1通过无线供电从非接触供电装置6接收输入交流电压Vi。此外，同步电机50作为负载5连接至电力转换***1。电力转换***1将输出交流电压Vo输出至同步电机50，以使得旋转驱动同步电机50。
根据本实施例的电力转换***1被配置为将具有第一频率f1的输入交流电压Vi转换成具有比第一频率f1低的第二频率f2的输出交流电压Vo。电力转换***1包括电压转换器2、脉冲密度调制(PDM)控制器3和反馈控制器4。电压转换器2被配置为根据控制信号S1a～S6b来将输入交流电压Vi转换成输出交流电压Vo，并将该输出交流电压Vo输出至负载5。PDM控制器3被配置为对输出交流电压Vo的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成PDM信号(调制信号)，基于该PDM信号、输入交流电压Vi的极性和输出电压命令值的极性来生成控制信号S1a～S6b，并将这些控制信号S1a～S6b输出至电压转换器2。反馈控制器4被配置为基于电压转换器2的输出电流值和负载5的状态来生成输出电压命令值，并将该输出电压命令值输出至PDM控制器3。
本实施例的电力转换***1根据基于电压转换器2的输出电流值和负载5 的状态所生成的输出电压命令值来进行电压转换器2的反馈控制。这提供了在本实施例的电力转换***1中、提高电压转换器2的输出控制的精度的优点。
(2)总体结构
以下将说明电力转换***1和非接触供电装置6的详细结构。
(2.1)非接触供电装置
非接触供电装置6被配置为将输入交流电压Vi输出至电力转换***1。非接触供电装置6包括逆变电路61、开关控制器62和馈电线圈L1。
逆变电路61连接至直流电源E1，并且是被配置为将直流电压转换成交流电压并输出该交流电压的DC/AC逆变器。逆变电路61包括四个开关元件 Q11～Q14。各个开关元件Q11～Q14例如是诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)等的半导体开关。开关元件 Q11～Q14例如包括氮化镓(GaN)。开关元件Q11～Q14是以全桥结构连接的。在直流电源E1的输出端子之间，开关元件Q11电串联连接至开关元件Q12。在直流电源E1的一对输出端子之间，开关元件Q13电串联连接至开关元件 Q14。换句话说，在直流电源E1的一对输出端子之间，开关元件Q11和开关元件Q12的串联电路与开关元件Q13和开关元件Q14的串联电路电并联连接。开关元件Q11和开关元件Q13各自的漏极电连接至直流电源E1的一对输出端子的正电极。开关元件Q12和开关元件Q14各自的源极电连接至直流电源E1 的一对输出端子的负电极。
馈电线圈L1电连接在开关元件Q11的源极连接至开关元件Q12的漏极的连接点与开关元件Q13的源极连接至开关元件Q14的漏极的连接点之间。
开关控制器62输出用于分别控制开关元件Q11～Q14的控制信号S11～S14。开关控制器62将控制信号S11～S14直接地或经由驱动电路输出至开关元件 Q11～Q14的栅极，由此分别接通/断开开关元件Q11～Q14。
开关控制器62控制开关元件Q11～Q14，使得开关元件Q11和Q14的组合以及开关元件Q12和Q13的组合交替地接通。在本实施例中，例如，开关元件Q11～Q14接通/断开的频率是1MHz。
交替地接通开关元件Q11和Q14的组合以及开关元件Q12和Q13的组合，这将从直流电源E1输出的直流电压转换成交流电压，并将该交流电压施加至馈电线圈L1。施加至馈电线圈L1的交流电压的频率与开关元件Q11～Q14各自的驱动频率相同，并且例如为1MHz。
(2.2)电力转换***
电力转换***1包括电压转换器2、PDM控制器3和反馈控制器4。
(2.2.1)电压转换器
电压转换器2是电压转换电路(AC/AC转换器)，其被配置为根据控制信号 S1a～S6b来将具有第一频率f1的输入交流电压Vi转换成具有比第一频率f1低的第二频率f2的输出交流电压Vo，并将该输出交流电压Vo输出至负载5。电压转换器2连接至受电线圈L2，并且接收受电线圈L2所生成的交流电压作为输入交流电压Vi。
受电线圈L2磁耦合至馈电线圈L1。当接通/断开开关元件Q11～Q14将交流电压施加至馈电线圈L1时，受电线圈L2生成交流电压(输入交流电压Vi)。受电线圈L2所生成的交流电压(输入交流电压Vi)被施加至电压转换器2。输入交流电压Vi的频率(第一频率f1)与施加至馈电线圈L1的交流电压的频率相同，并且例如为1MHz。注意，输入交流电压Vi的频率不限于1MHz，而且可以是另一频率。
电压转换器2将具有第一频率f1的输入交流电压Vi转换成具有比第一频率f1低的第二频率f2的输出交流电压Vo，并将该输出交流电压Vo输出至负载 5。输出交流电压Vo的频率(第二频率f2)例如为100Hz。注意，输出交流电压 Vo的频率不限于100Hz，而且可以是另一频率。这里，第一频率f1优选充分高于第二频率f2。具体地，第一频率f1的位数优选比第二频率f2的位数大三位以上。更具体地，第一频率f1优选为第二频率f2的1000倍以上。例如，当第二频率f2为100Hz时，第一频率f1优选具有相当于第二频率f2的值的1000 倍以上的值，即优选为100kHz或更高。增大输入交流电压Vi的频率(第一频率f1)与输出交流电压Vo的频率(第二频率f2)的频率比，这可以在使用PDM控制时提供高分辨率和平滑的三相交流电力输出。
在本实施例中，电压转换器2连接至作为负载5的同步电机50。换句话说，在本实施例中，负载5是同步电机50。具体地，负载5是具有包括永磁体的转子的永磁同步电机。因而，电压转换器2输出三相(U相、V相、W相)的输出交流电压Vo，以进行同步电机50的旋转驱动。也就是说，在本实施例中，电压转换器2将单相的输入交流电压Vi转换成三相的输出交流电压Vo并输出该三相的输出交流电压Vo。换句话说，输入交流电压Vi具有单相，并且输出交流电压Vo具有三相。在本实施例中，当将三相(U相、V相、W相)的输出交流电压Vo彼此区分时，与U相相对应的输出交流电压Vo被称为U相输出交流电压Vu，与V相相对应的输出交流电压Vo被称为V相输出交流电压Vv，并且与 W相相对应的输出交流电压Vo称为W相输出交流电压Vw。
本实施例的电压转换器2是具有多个(在本实施例中为6个)双向开关(开关元件Q1～Q6)的矩阵转换器。
开关元件Q1～Q6是被配置为双向地导通和遮断电流的双向开关。开关元件Q1～Q6是诸如MOSFET和IGBT等的半导体开关，并且例如包括氮化镓 (GaN)。开关元件Q1～Q6是以桥结构连接的。在受电线圈L2的两端(一端T1 和另一端T2)之间，开关元件Q1电串联连接至开关元件Q2。在受电线圈L2的两端(一端T1和另一端T2)之间，开关元件Q3电串联连接至开关元件Q4。在受电线圈L2的两端(一端T1和另一端T2)之间，开关器件Q5电串联连接至开关元件Q6。换句话说，在受电线圈L2的两端之间，开关元件Q1和开关元件Q2 的串联电路、开关元件Q3和开关元件Q4的串联电路、开关元件Q5和开关元件Q6的串联电路彼此电并联连接。开关元件Q1、Q3、Q5连接至受电线圈L2 的一端T1，并且开关元件Q2、Q4、Q6连接至受电线圈L2的另一端T2。在本实施例中，当在受电线圈L2的一端T1和另一端T2之间产生的输入交流电压 Vi中、以另一端T2的电位为基准的一端T1的电位具有正值时，输入交流电压 Vi的极性被定义为“正”。相反，当在输入交流电压Vi中、以另一端T2的电位为基准的一端T1的电位具有负值时，输入交流电压Vi的极性被定义为“负”。
成对的开关元件Q1和Q2对应于三相中的U相。开关元件Q1与开关元件Q2连接的连接点电连接至同步电机50。成对的开关元件Q3和Q4对应于三相中的V相。开关元件Q3与开关元件Q4连接的连接点电连接至同步电机50。成对的开关元件Q5和Q6对应于三相中的W相。开关元件Q5连接至开关元件Q6 的连接点电连接至同步电机50。
接通/断开开关元件Q1～Q6将三相的输出交流电流Io从电压转换器2供给至同步电机50。在本实施例中，相对于三相电力的中性点处的电位的、在开关元件Q1连接至开关元件Q2的连接点处的电位被定义为U相输出交流电压 Vu。此外，在同步电机50与开关元件Q1连接至开关元件Q2的连接点之间流动的输出交流电流Io被定义为U相输出交流电流Iu。当U相输出交流电流Iu从开关元件Q1连接至开关元件Q2的连接点向着同步电机50流动时，U相输出交流电流Iu的极性被定义为“正”。
此外，相对于三相电力的中性点处的电位的、在开关元件Q3连接至开关元件Q4的连接点处的电位被定义为V相输出交流电压Vv。此外，在同步电机 50与开关元件Q3连接至开关元件Q4的连接点之间流动的输出交流电流Io被定义为V相输出交流电流Iv。当V相输出交流电流Iv从开关元件Q3连接至开关元件Q4的连接点向着同步电机50流动时，V相输出交流电流Iv的极性被定义为“正”。
此外，相对于三相电力的中立点处的电位的、在开关元件Q5连接至开关元件Q6的连接点处的电位被定义为W相输出交流电压Vw。此外，在同步电机50与开关元件Q5连接至开关元件Q6的连接点之间流动的输出交流电流Io 被定义为W相输出交流电流Iw。当W相输出交流电流Iw从开关元件Q5连接至开关元件Q6的连接点向着同步电机50流动时，W相输出交流电流Iw的极性被定义为“正”。
(2.2)PDM控制器
PDM控制器3输出用于控制开关元件Q1～Q6的控制信号S1a、S1b至S6a、 S6b。具体地，PDM控制器3将控制信号S1a和S1b输出至开关元件Q1的两个栅极，以控制开关元件Q1的接通/断开。同样，PDM控制器3将控制信号S2a、S2b至S2a、S6b分别输出至开关元件Q2～Q6，以控制开关元件Q2～Q6的接通/ 断开。PDM控制器3将控制信号S1a、S1b至S6a、S6b直接地或经由驱动电路输出至开关元件Q1～Q6的两个栅极，以分别接通/断开开关元件Q1～Q6。
PDM控制器3与输入交流电压Vi为零的定时同步地，根据三相(U相、V 相、W相)的输出电压命令值各自进行脉冲密度调制(PDM)。换句话说，PDM 控制器3与输入交流电压Vi为零的定时同步地生成PDM信号(调制信号)。 PDM控制器3被配置为根据三相的输出电压命令值各自的极性和输入交流电压Vi的极性来生成与三相对应的控制信号S1a～S6b，并将这些控制信号 S1a～S6b输出至电压转换器2。在本实施例中，当将三相(U相、V相、W相) 的输出电压命令值彼此区分时，将与U相对应的输出电压命令值定义为U相输出电压命令值vu，将与V相对应的输出电压命令值定义为V相输出电压命令值vv，并且将与W相对应的输出电压命令值定义为W相输出电压命令值vw。
脉冲密度调制控制(PDM控制)是用于形成具有恒定宽度的脉冲的密度以及正负的波形的控制方法，并且该控制方法将具有恒定宽度的脉冲定义为输出的最小单位并调整该脉冲的密度以控制输出。在本实施例中，与输入交流电压Vi的过零同步地，将输入交流电压Vi的半波作为基于输出电压命令值控制的对象而切出。然后，将输入交流电压Vi的符号(极性)和输出电压命令值的符号(极性)反映在所切出的半波上，以形成输出波形(脉冲密度调制波形)。输出电压命令值是输出交流电压Vo的目标值。也就是说，输出电压命令值的波形是频率为第二频率f2的正弦波。将在“(2.2.3)反馈控制器”中说明输出电压命令值的生成。
在本实施例中，PDM控制器3例如包括具有处理器和存储器的微计算机。也就是说，PDM控制器3由包括处理器和存储器的计算机***来实现。处理器执行适当的程序，由此PDM控制器3用作获取器31、ΔΣ调制器32和信号输出器33(参见图2)。该程序可以预先存储在存储器中，经由诸如因特网等的电信网络来提供，或者由诸如存储该程序的存储卡等的非暂时性存储介质来提供。
获取器31获取三相的输出电压命令值各自的绝对值和符号。图3是示出输出电压命令值、输出电压命令值的绝对值和输出电压命令值的符号的波形图。如图3所示，输出电压命令值的波形是正弦波。因而，输出电压命令值的绝对值的波形是通过对输出电压命令值进行全波整流所获得的波形。此外，输出电压命令值的符号示出输出电压命令值的极性(正/负)。
获取器31将三相的输出电压命令值的绝对值输出至ΔΣ调制器32。获取器 31将三相的输出电压命令值的符号进一步输出至信号输出器33。
ΔΣ调制器32生成与三相的输出电压命令值各自相对应的PDM信号。在本实施例中，ΔΣ调制器32包括加法器321、积分器322、比较器323、D触发器324和D-A转换器325(参见图4)。加法器321接收三相的输出电压命令值各自的绝对值和ΔΣ调制器32(D触发器324)的输出的反馈值。反馈值是D-A转换器325的输出值。D-A转换器325将ΔΣ调制器32(D触发器324)的输出值(数字值0/1)转换成模拟值，并将该模拟值输出至加法器321。加法器321将通过从输出电压命令值的绝对值中减去反馈值所获得的值(差值)输出至积分器322。积分器322对从加法器321输出的值进行积分。比较器323将积分器322的输出值与阈值Vth进行比较。当积分器322的输出值大于阈值Vth时，比较器323的输出为“1”，并且当积分器322的输出值小于阈值Vth时，比较器323的输出为“0”。D触发器324接收过零检测器326的检测信号。过零检测器326检测输入交流电压Vi为零的定时(过零)，并且过零检测器326将感测结果(检测信号)输出至D触发器324。D触发器324与输入交流电压Vi的过零同步地保持比较器 323的输出值。来自D触发器324的输出(PDM信号)被输出至信号输出器33。
信号输出器33根据从ΔΣ调制器32输出的各个PDM信号、与三相(U相、V 相、W相)对应的输出电压命令值的符号(极性)、以及输入交流电压Vi的符号 (极性)，来输出控制信号S1a～S6b。
具体地，信号输出器33与对应于U相的PDM信号同步地接通/断开开关元件Q1和Q2。此时，信号输出器33根据U相输出电压命令值vu的极性和输入交流电压Vi的极性来接通/断开开关元件Q1和Q2。
信号输出器33与对应于V相的PDM信号同步地接通/断开开关元件Q3和 Q4。此时，信号输出器33根据V相输出电压命令值vv的极性和输入交流电压 Vi的极性来接通/断开开关元件Q3和Q4。
信号输出器33与对应于W相的PDM信号同步地接通/断开开关元件Q5和 Q6。此时，信号输出器33根据W相输出电压命令值vw的极性和输入交流电压Vi的极性来接通/断开开关元件Q5和Q6。
例如，当输入交流电压Vi的极性为“正”并且U相输出电压命令值vu的极性为“正”时，信号输出器33接通开关元件Q1并且断开开关元件Q2。当输入交流电压Vi的极性为“正”并且U相输出电压命令值vu的极性为“负”时，信号输出器33断开开关元件Q1并且接通开关元件Q2。当输入交流电压Vi的极性为“负”并且U相输出电压命令值vu的极性为“正”时，信号输出器33断开开关元件Q1并且接通开关元件Q2。当输入交流电压Vi的极性为“负”并且U相输出电压命令值vu的极性为“负”时，信号输出器33接通开关元件Q1并且断开开关元件Q2。这里，仅说明了U相，但同样的说明适用于V相和W相。
通过PDM控制来在输入交流电压Vi为零的定时切换(接通/断开)开关元件Q1～Q6。这使得能够减少由开关元件Q1～Q6引起的开关损耗。因而，本实施例的电力转换***1提高了电力转换效率。此外，在PDM控制中，与在脉冲宽度调制(PWM)控制中相比，输出电压与输入电压的比(使用率)更高。也就是说，在PDM控制中，与PWM控制相比，可以增加要施加至同步电机50 的电压。
(2.2.3)反馈控制器
反馈控制器4被配置为基于电压转换器2的输出电流值和负载5(同步电机50)的状态来生成输出电压命令值，并将该输出电压命令值输出至PDM控制器3。在本实施例中，电压转换器2的输出电流值包括三相的输出交流电流 Io的电流值。这里，将U相输出交流电流Iu的电流值定义为U相输出电流值iu，将V相输出交流电流Iv的电流值定义为V相输出电流值iv，并且将W相输出交流Iw的电流值定义为W相输出电流值iw。此外，在本实施例中，负载5(同步电机50)的状态是指同步电机50的转动位置θ和转动速度ω。反馈控制器4对电压转换器2的输出电流值以及同步电机50的转动位置θ和转动速度ω进行反馈控制，以生成输出电压命令值。具体地，反馈控制器4基于矢量控制来生成输出电压命令值。
在本实施例中，反馈控制器4例如包括具有处理器和存储器的微计算机。也就是说，反馈控制器4由包括处理器和存储器的计算机***来实现。处理器执行适当的程序，以使得反馈控制器4用作信号处理器41、第一坐标转换器42、第二坐标转换器43、加法器44、46、48、以及PI控制器45、47、49(参见图5)。该程序可以预先存储在存储器中，经由诸如因特网等的电信网络来提供，或者由诸如存储该程序的存储卡等的非暂时性存储介质来提供。
信号处理器41根据设置到同步电机50的位置传感器51的输出信号来计算同步电机50的转动位置θ和转动速度ω。同步电机50设置有编码器作为位置传感器51。在本实施例中，信号输出器33对编码器的计数值进行机械角偏移校正，并且计算具有反映同步电机50的极对数的值的电角作为转动位置θ。此外，信号处理器41计算一定时间段期间的转动位置θ的变化(差)作为转动速度ω。信号处理器41将如此计算出的转动位置θ输出至第一坐标转换器42和第二坐标转换器43。此外，信号处理器41将如此计算出的转动速度ω输出至加法器44。
第一坐标转换器42通过坐标转换的算术处理，根据三相的输出电流值iu、iv、iw以及转动位置θ来计算d轴电流值id和q轴电流值iq。三相的输出电流值 iu、iv和iw是利用电流检测器71检测的。电流检测器71例如包括电流互感器或霍尔元件。电流检测器71检测U相输出交流电流Iu、V相输出交流电流Iv 和W相输出交流电流Iw，并且将U相输出电流值iu、V相输出电流值iv和W相输出电流值iw作为感测结果输出至第一坐标转换器42。第一坐标转换器42包括A-D转换器，并且将三相的输出电流值iu、iv和iw转换成数字值，并将这些数字值用在算术处理中。
第一坐标转换器42进行将三相固定坐标(u,v,w)转换成两相转动坐标(d, q)的坐标转换处理，以计算d轴电流值id和q轴电流值iq(参见[公式1])。
[公式1]
Figure DEST_PATH_GDA0002706673280000121
第一坐标转换器42将如此计算出的d轴电流值id输出至加法器48，并将如此计算出的q轴电流值iq输出至加法器46。
加法器44接收信号处理器41所计算出的转动速度ω和来自外部装置的转动速度命令值ω0。转动速度命令值ω0是同步电机50的转动速度ω的目标值。加法器44将通过从转动速度命令值ω0中减去作为测量值的转动速度ω所获得的值(差值)输出至PI控制器45。PI控制器45被配置为进行比例运算和积分运算，以根据从加法器44输出的值生成q轴电流命令值iq0。PI控制器45将如此生成的q轴电流命令值iq0输出至加法器46。加法器46接收PI控制器45所生成的q轴电流命令值iq0和第一坐标转换器42所计算出的q轴电流值iq。加法器 46将通过从q轴电流命令值iq0中减去作为测量值的q轴电流值iq所获得的值 (差值)输出至PI控制器47。PI控制器47被配置为进行比例运算和积分运算，以根据从加法器46输出的值生成q轴电压命令值vq0。PI控制器47将如此生成的q轴电压命令值vq0输出至第二坐标转换器43。
此外，加法器48接收第一坐标转换器42所计算出的d轴电流值id和来自外部装置的d轴电流命令值id0。d轴电流命令值id0是同步电机50的d轴电流的目标值。在本实施例中，d轴电流命令值id0例如为0。加法器48将通过从d轴电流命令值id0中减去作为测量值的d轴电流值id所获得的值(差值)输出至PI 控制器49。PI控制器49被配置为进行比例运算和积分运算，以根据从加法器 48输出的值生成d轴电压命令值vd0。PI控制器49将由此生成的d轴电压命令值vd0输出至第二坐标转换器43。
在PI控制器45、47和49中，通过[公式2]获得传递函数G(s)。Kp是比例增益，并且Ti是积分时间常数。
[公式2]
Figure DEST_PATH_GDA0002706673280000131
因此，通过转动速度ω的反馈回路(主回路)以及输出电流值iu、iv和iw的反馈回路(副回路)来设置比例增益Kp和积分时间常数Ti，使得提高了同步电机50的转动速度跟随性。
第二坐标转换器43接收转动位置θ、d轴电压命令值vd0和q轴电压命令值 vq0。第二坐标转换器43通过坐标转换的算术处理，根据转动位置θ、d轴电压命令值vd0和q轴电压命令值vq0来计算三相(U相、V相、W相)的输出电压命令值vu、vv和vw。具体地，第二坐标转换器43进行将两相转动坐标(d,q) 转换成三相锁定坐标(u,v,w)的坐标转换处理，以计算三相的输出电压命令值vu、vv和vw。针对三相的输出电压命令值vu、vv和vw的计算公式对应于通过上述[公式1]的逆转换所获得的公式，由此这里省略其详细说明。
(3)优点
接着，将说明根据本实施例的电力转换***1的优点。
在本实施例的电力转换***1中，反馈控制器4对电压转换器2的输出电流值iu、iv和iw以及同步电机50的转动位置θ和转动速度ω进行反馈控制，以生成输出电压命令值vu、vv和vw。因而，在电力转换***1中，提高了电压转换器2的输出控制的精度。结果，在电力转换***1中，提高了用作被供给电压转换器2的输出电力的负载5的同步电机50的控制精度。
图6示出根据本实施例的电力转换***1的操作模拟的结果的曲线图。如图6所示，三相的输出交流电压Vu、Vv和Vw分别与三相的输出电压命令值 vu、vv和vw同相地改变。此外，在本实施例中，用作负载5的同步电机50包括电感分量，因此三相的输出交流电流Iu、Iv和Iw相对于三相的输出交流电压Vu、Vv和Vw具有相位滞后。此外，同步电机50的转动速度ω收敛于规定的转动速度命令值ω0。
此外，在本实施例的电力转换***1中，PDM控制器3进行电压转换器2 的PDM控制。因此，在输入交流电压Vi为零的定时进行开关，因此降低了开关损耗。此外，在PDM控制中，与在PWM控制中相比，输出电压相对于输入电压的使用率更高，因此PDM控制的情况允许提高施加至同步电机50的电压。
此外，本实施例的电力转换***1从非接触供电装置6接收输入交流电压 Vi。因而，输入交流电压Vi的频率(第一频率f1)充分高于输出交流电压Vo的频率(第二频率f2)。在PDM控制中，使用输入交流电压Vi的半周期作为一个脉冲，因此输出电力的分辨率提高。这进一步提高了同步电机50的控制精度。
此外，电压转换器2由具有开关元件Q1～Q6作为多个双向开关的矩阵转换器构成。这使得电压转换器2能够直接进行AC/AC转换，因此可以省略电解电容器。因而，抑制了电力转换***1的寿命由于电解电容器而被缩短。换句话说，电力转换***1的寿命延长。
(4)电压转换电路的控制方法
与电力转换***1的功能类似的功能也可通过电压转换器2(以下也称为电压转换电路2)的控制方法来实现。
接着，将说明电压转换器2的控制方法。根据本实施例的控制方法是用于控制电压转换电路2的方法，该电压转换电路2被配置为根据控制信号 S1a～S6b来将具有第一频率f1的输入交流电压Vi转换成具有比第一频率f1低的第二频率f2的输出交流电压Vo，并将该输出交流电压Vo输出至负载5。如图7所示，电压转换电路2的控制方法包括PDM控制步骤St1和反馈控制步骤 St2。
PDM控制步骤St1是如下的步骤：对输出交流电压Vo的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成PDM信号(调制信号)，并且基于该PDM信号、输入交流电压Vi的极性和输出电压命令值的极性来生成控制信号S1a～S6b。也就是说，在PDM控制步骤St1中，将控制信号S1a～S6b输出至电压转换电路2以对电压转换电路2进行PDM控制。
反馈控制步骤St2是如下的步骤：基于供给至负载5的输出电流值和负载 5的状态来生成输出电压命令值。也就是说，反馈控制步骤St2进行基于电压转换电路2的输出电流值和负载5的状态(在本实施例中为同步电机50的转动速度ω和转动位置θ)来生成输出电压命令值的反馈控制。
根据本实施例的电压转换电路2的控制方法也提高了电压转换电路2的输出控制的精度。结果，在电压转换电路2的控制方法中，提高了用作被供给来自电压转换电路2的输出电力的负载5的同步电机50的控制精度。
电压转换电路2的控制方法可通过计算机***所执行的程序来实现。
电力转换***1在PDM控制器3和反馈控制器4等中包括计算机***。计算机***包括作为硬件的处理器和存储器作为主要组件。处理器执行计算机***的存储器中所存储的程序，由此实现作为PDM控制器3和反馈控制器4 等的功能。该程序可以预先存储在计算机***的存储器中，经由电信网络来提供，或者作为诸如存储该程序的计算机***可读存储卡、光盘或硬盘驱动器等的非暂时性记录介质来提供。计算机***的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路组成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上、或者分布在多个芯片上，以适当者为准。这多个芯片可以一起集成在单个装置中或分布在多个装置中，而不受限制。此外，PDM控制器3和反馈控制器4可以包括在不同的芯片中，或者可以收集在一个芯片上。
(5)变形例
上述实施例仅仅是本公开的各种实施例的示例。可以根据设计等进行各种修改，只要实现了本公开的目的即可。以下将说明根据本实施例的电力转换***1的变形例。注意，可以适当组合以下要说明的变形例中的任何变形例。
在上述示例中，电压转换器2由具有开关元件Q1～Q6作为多个双向开关的矩阵转换器构成，但电压转换器2不限于该示例。电压转换器2可以由包括整流电路和具有多个单向开关的逆变电路的间接型矩阵转换器构成。
在上述示例中，用作负载5的同步电机50是旋转电机，而且可以是线性电机。
此外，在上述示例中，将输入交流电压Vi从非接触供电装置6通过无线供电输入至电压转换器2，但这不应被解释为限制性的。可以将输入交流电压Vi从与非接触供电装置6不同的电源装置通过接触供电输入至电压转换器 2。此外，可以通过对在受电线圈L2处产生的交流电压的频率进行转换来生成输入交流电压Vi。
此外，负载5不限于同步电机50，而且例如可以是电磁烹饪装置。在这种情况下，电压转换器2将输出交流电压Vo输出至电磁烹饪装置的电感器。此外，反馈控制器4基于电磁烹饪装置的温度(具体为将放置在电磁烹饪装置上的烹饪器具的温度)作为负载5的状态来生成输出电压命令值。
此外，输出交流电压Vo不限于三相的输出交流电压，而且可以是单相的输出交流电压。
(6)总结
第一方面的电力转换***(1)被配置为将具有第一频率(f1)的输入交流电压(Vi)转换成具有比第一频率(f1)低的第二频率(f2)的输出交流电压(Vo)。电力转换***(1)包括电压转换器(2)、PDM控制器(3)和反馈控制器(4)。电压转换器(2)被配置为根据控制信号(S1a～S6b)来将输入交流电压(Vi)转换成输出交流电压(Vo)，并将该输出交流电压(Vo)输出至负载(5)。PDM控制器(3)被配置为对输出交流电压(Vo)的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成调制信号(PDM信号)，根据该调制信号、输入交流电压(Vi)的极性和输出电压命令值的极性来生成控制信号(S1a～S6b)，并将这些控制信号(S1a～S6b)输出至电压转换器(2)。反馈控制器(4)被配置为基于电压转换器(2)的输出电流值和负载(5)的状态来生成输出电压命令值，并将该输出电压命令值输出至PDM控制器(3)。
通过该方面，反馈控制器(4)对电压转换器(2)的输出电流值和负载(5)的状态进行反馈控制，以生成输出电压命令值。因而，在电力转换***(1)中，提高了电压转换器(2)的输出控制的精度。
在参考第一方面的第二方面的电力转换***(1)中，PDM控制器(3)被配置为与输入交流电压(Vi)为零的定时同步地生成调制信号(PDM信号)。
该方面使得电压转换器(2)能够与输入交流电压(Vi)为零的定时同步地工作，从而减少电力损失。
在参考第一方面或第二方面的第三方面的电力转换***(1)中，反馈控制器(4)被配置为进行矢量控制以生成所述输出电压命令值。
通过该方面，提高了输出电压命令值的精度。
在参考第一方面至第三方面中任一方面的第四方面的电力转换***(1) 中，输入交流电压(Vi)具有单相。输出交流电压(Vo)具有三相。
该方面使得能够将三相的输出交流电压(Vo)供给至负载(5)。
在参考第一方面至第四方面中任一方面的第五方面的电力转换***(1) 中，负载(5)是同步电机(50)。
该方面使得能够提高同步电机(50)的控制精度。
在参考第一方面至第五方面中任一方面的第六方面的电力转换***(1) 中，输入交流电压(Vi)是通过无线供电输入的。
通过该方面，输入交流电压(Vi)的频率相对较高，因而提高了PDM控制器(3)所进行的脉冲密度调制的精度。
在参考第一方面至第六方面中任一方面的第七方面的电力转换***(1) 中，电压转换器(2)是具有多个双向开关(开关元件Q1～Q6)的矩阵转换器。
通过该方面，可以省略电压转换器(2)中的电解电容器，因而抑制了电力转换***(1)的寿命缩短。
在参考第一方面至第七方面中任一方面的第八方面的电力转换***(1) 中，第一频率(f1)的位数比第二频率(f2)的位数大三位以上。
该方面使得能够提高输出交流电压(Vo)的分辨率。
第九方面的电压转换电路(2)的控制方法是用于控制电压转换电路(2)的方法，该电压转换电路(2)被配置为根据控制信号(S1a～S6b)来将具有第一频率(f1)的输入交流电压(Vi)转换成具有比第一频率(f1)低的第二频率(f2)的输出交流电压(Vo)，并将该输出交流电压(Vo)至负载(5)。电压转换电路(2)的控制方法包括PDM控制步骤(St1)和反馈控制步骤(St2)。PDM控制步骤(St1)包括：对输出交流电压(Vo)的输出电压命令值进行脉冲密度调制以生成调制信号(PDM信号)，并且根据该调制信号、输入交流电压(Vi)的极性和输出电压命令值的极性来生成控制信号(S1a～S6b)。反馈控制步骤(St2)包括：基于供给至负载(5)的输出电流值和负载(5)的状态来生成输出电压命令值。
通过该方面，反馈控制步骤(St2)对电压转换电路(2)的输出电流值和负载 (5)的状态进行反馈控制，以生成输出电压命令值。因而，在电压转换电路(2) 的控制方法中，提高了电压转换电路(2)的输出控制的精度。
附图标记列表
1 电力转换***
2 电压转换器(电压转换电路)
3 PDM控制器
4 反馈控制器
5 负载
50 同步电机
Vi 输入交流电压
Vo 输出交流电压
f1 第一频率
f2 第二频率
S1a～S6b 控制信号
Q1～Q6 开关元件(双向开关)
St1 PDM控制步骤
St2 反馈控制步骤。

Claims (8)

1.一种电力转换***，其被配置为将具有第一频率的输入交流电压转换成具有比所述第一频率低的第二频率的输出交流电压，其特征在于，所述电力转换***包括：
电压转换器，其被配置为：
根据控制信号来将所述输入交流电压转换成所述输出交流电压，以及
将所述输出交流电压输出至负载；
PDM控制器，其被配置为：
对所述输出交流电压的输出电压命令值进行脉冲密度调制，以生成调制信号，
根据所述调制信号、所述输入交流电压的极性和所述输出电压命令值的极性，来生成所述控制信号，以及
将所述控制信号输出至所述电压转换器；以及
反馈控制器，其被配置为：
基于所述电压转换器的输出电流值和所述负载的状态来生成所述输出电压命令值，以及
将所述输出电压命令值输出至所述PDM控制器。
2.根据权利要求1所述的电力转换***，其特征在于，
所述PDM控制器被配置为与所述输入交流电压为零的定时同步地生成所述调制信号。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述反馈控制器被配置为基于矢量控制来生成所述输出电压命令值。
4.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述输入交流电压具有单相，以及
所述输出交流电压具有三相。
5.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述负载是同步电机。
6.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述输入交流电压是通过无线供电输入的。
7.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述电压转换器是具有多个双向开关的矩阵转换器。
8.根据权利要求1或2所述的电力转换***，其特征在于，
所述第一频率的位数比所述第二频率的位数大三位以上。
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