KR20180030132A - 드라이브 시스템 및 인버터 장치 - Google Patents

Abstract

센서리스 제어를 안정적으로 행하는 드라이브 시스템 및 인버터 장치를 제공한다. 실시 형태의 드라이브 시스템은, 전동기(M)와, 전동기(M)를 구동하는 교류 전류를 출력하는 주 회로부(50)와, 주 회로부(50)의 출력 전류값을 검출하는 검출부(80)와, 전동기(M)에 통전하는 전류에 상당하는 전류 지령값을 생성하는 전류 지령 생성부(10)와, 전류 지령값과 전류값이 일치하도록 주 회로부(50)의 게이트 지령을 생성하는 게이트 지령 생성부(40)와, 주 회로부(50)의 출력 전압 목표 벡터를 연산하는 연산부(42)와, 주 회로부(50)가 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 전류값과 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 전동기(M)의 회전 위상 추정값을 연산하는 추정부(70)를 구비한다. 초기 추정에 있어서의 전류 지령값은 전동기(M)의 회전자를 자기 포화시키는 전류를 흐르게 하는 것이며, 회전 위상 추정값의 연산에 사용하는 전동기(M)의 동적 인덕턴스는, 전동기(M)의 회전자가 자기 포화되었을 때의 값이다.

Description

드라이브 시스템 및 인버터 장치

본 발명의 실시 형태는, 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 관한 것이다.

전동기를 제어하는 인버터 장치에 있어서, 소형 경량·저비용화·신뢰성 향상을 위해, 리졸버·인코더 등의 회전자의 위치 센서를 사용하지 않는 센서리스 제어법이 제안되어 있다.

예를 들어, 권선에 쇄교하는 무부하 자속에 의해 발생하는 전압 정보를 사용하여 회전자 위치를 추정하는 방법이나, 고조파 전압을 중첩하여 회전자 돌극에 기인하여 발생하는 고조파 전류 정보를 사용하는 센서리스 방법이 제안되어 있다.

또한, 철도나 산업 용도에 사용되는 인버터 장치에서는, 타행 운전이나 순간 정전 등으로부터 인버터를 기동할 때, 회전자 위치의 초기 추정이 필요해진다. 이 경우, 재기동 시에 인버터 장치의 스위칭 패턴을 제어하여, 권선을 단락시킴으로써 발생하는 전류를 관측하여 회전자 위치를 추정하는 방법이나, 자석 유기 전압에 의해 발생하는 전류를 제로로 억제 제어하여, 그때 발생하는 특징량을 이용하여 회전자 위치를 추정하는 방법이 제안되어 있다.

또한, PMSM(영구 자석 동기 전동기)용 프리런 재기동 방식으로서, 비제로 전압 벡터를 출력하는 인버터 스위칭을 행하여, 모터 속도에 구애되지 않고 하나의 수식으로 회전자 위치를 추정하는 방법이 제안되어 있다.

일본 특허 제5534935호 공보

예를 들어, 전동기로서 SynRM(싱크로너스 릴럭턴스 모터)을 제어하는 경우, 통전하는 전류에 따라 크게 인덕턴스가 변화된다. PMSM은 회전자에 자석이 있기 때문에 회전자의 센터 브리지는 항상 자기 포화된 상태이며, 전류 변화에 대한 인덕턴스(동적 인덕턴스)의 변화는 작다. 이에 비해 SynRM은 전류 통전에 의해 회전자의 센터 브리지에 있어서의 자기 포화가 진행되기 때문에, PMSM과 비교하면 전류 변화에 대한 인덕턴스의 변화가 커진다.

센서리스 제어를 행할 때에 제어용 파라미터로서 예를 들어 자기 포화가 발생하지 않은 경우의 인덕턴스를 사용한 경우, 실제의 모터 파라미터와 제어용 파라미터에 괴리가 발생하여, 전동기의 회전 위상을 고정밀도로 연산할 수 없어, 센서리스 제어를 할 수 없거나 혹은 불안정화되는 경우가 있었다.

본 발명의 실시 형태는, 상기 사정을 감안하여 이루어진 것이며, 전동기의 회전 위상 및 회전 속도의 추정값을 고정밀도로 연산하여, 센서리스 제어를 안정적으로 행하는 것이 가능한 드라이브 시스템 및 인버터 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

실시 형태에 의한 드라이브 시스템은, 전동기와, 상기 전동기를 구동하는 교류 전류를 출력하는 인버터 주 회로부와, 상기 인버터 주 회로부로부터 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와, 상기 전동기에 통전하는 전류에 상당하는 전류 지령값을 생성하는 전류 지령 생성부와, 상기 전류 지령값과 상기 전류 검출부에 의해 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 주 회로부의 게이트 지령을 생성하는 게이트 지령 생성부와, 상기 게이트 지령에 기초하여 상기 인버터 주 회로부의 출력 전압 목표 벡터를 연산하는 출력 전압 목표 벡터 연산부와, 상기 인버터 주 회로부가 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값과 상기 인버터 주 회로부의 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상 추정값을 연산하는 회전 위상 추정부를 구비하고, 상기 초기 추정에 있어서의 상기 전류 지령값은, 상기 전동기의 회전자를 자기 포화시키는 전류를 흐르게 하는 것이며, 상기 추정 오차 연산부에 있어서, 상기 회전 위상 추정값의 연산에 사용하는 상기 전동기의 동적 인덕턴스는, 상기 전동기의 회전자가 자기 포화되었을 때의 값이다.

도 1은 제1 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 일 구성예를 설명하기 위한 블록도이다.
도 2는 제1 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 있어서의 d축, q축 및 추정 회전 좌표계(dc축, qc축)의 정의를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 도 1에 나타낸 게이트 지령 생성부의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 도 1에 나타낸 전동기의 일부의 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 도 4에 나타낸 구성의 전동기에 전류 통전하였을 때의 d축 인덕턴스의 변화의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은 회전자에 센터 브리지를 구비하지 않는 SynRM에 전류 통전하였을 때의 전류 변화에 대한 d축 인덕턴스의 변화의 일례를 나타내는 도면이다.
도 7은 전동기의 회전자 위치의 초기 추정을 행한 후에 통상 제어를 행하는 인버터 장치의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 전동기의 회전자 위치의 초기 추정을 행한 후에 통상 제어를 행하는 인버터 장치의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 제2 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 전류 지령 생성부의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 제3 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 일 구성예를 설명하기 위한 블록도이다.

이하, 제1 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 대해, 도면을 참조하여 설명한다.

도 1은 제1 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 일 구성예를 설명하기 위한 블록도이다.

본 실시 형태의 드라이브 시스템은, 전동기(M)와 인버터 장치를 구비하고 있다. 인버터 장치는, 전류 지령 생성부(10)와, dq/αβ 변환부(20)와, 각도 연산부(30)와, 게이트 지령 생성부(40)와, 인버터 주 회로부(50)와, uw/αβ 변환부(60)와, 회전 위상 추정부(70)와, 전류 검출부(80)를 구비하고 있다.

전류 지령 생성부(10)는, 상위 컨트롤러(CTR)로부터, 전류 진폭 지령(idq_ref)과, 전류 위상 지령(β_ref)과, 전류 통전 플래그(Ion)를 수신한다. 전류 지령 생성부(10)는, 전류 진폭 지령과 전류 위상 지령에 기초하여, 전동기(M)에 통전하는 d축 전류 지령값(id_ref)과 q축 전류 지령값(iq_ref)을 연산하고, 전류 통전 플래그(Ion)가 온(하이레벨)일 때, 그 값을 출력한다. d축 전류 지령값(id_ref)과 q축 전류 지령값(iq_ref)은 하기 식에 의해 구해진다.

도 2는, 제1 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 있어서의 d축, q축 및 추정 회전 좌표계(dc축, qc축)의 정의를 설명하기 위한 도면이다.

d축은, 전동기(M)의 회전자에 있어서 정적 인덕턴스가 가장 작아지는 벡터 축이고, q축은 전기각으로 d축과 직교하는 벡터 축이다. 이에 비해, 추정 회전 좌표계는 회전자의 추정 위치에 있어서의 d축과 q축에 대응한다. 즉, d축으로부터 추정 오차 Δθ만큼 회전한 벡터 축이 dc축이고, q축으로부터 추정 오차 Δθ만큼 회전한 벡터 축이 qc축이다. 상기 식에 의해 구해지는 d축 전류 지령값(id_ref)은 dc축으로부터 180도 회전한 방향의 벡터 값이고, q축 전류 지령값(iq_ref)은 qc축의 방향의 벡터 값이다.

dq/αβ 변환부(20)는, dq축의 좌표계로 나타내어진 d축 전류 지령값(id_ref)과 q축 전류 지령값(iq_ref)을, αβ축의 고정 좌표계로 나타내어진 α축 전류 지령값(iα_ref)과 β축 전류 지령값(iβ_ref)으로 변환한다. 또한, α축은, 전동기(M)의 U상 권선 축을 나타내고, β축은 α축에 직교하는 축이다. αβ축의 고정 좌표계로 나타내어진 값은, 전동기의 회전자 위상각을 사용하지 않고 연산하는 것이 가능하다.

dq/αβ 변환부(20)의 후단에는 차분기가 배치되어 있다. dq/αβ 변환부(20)로부터 출력된 α축 전류 지령값(iα_ref) 및 β축 전류 지령값(iβ_ref)은 차분기에 입력된다. 또한, 전류 검출부(80)에 의해, 인버터 주 회로부(50)로부터 출력된 전류값이 검출되고, uw/αβ 변환부(60)에 의해 αβ축 고정 좌표계로 변환된 전류값(iα_FBK, iβ_FBK)이 차분기에 입력된다. 차분기는, α축 전류 지령값(iα_ref)과 인버터 주 회로부(50)로부터 출력된 전류값(iα_FBK)의 전류 벡터 편차(Δiα)와, β축 전류 지령값(iβ_ref)과 인버터 주 회로부(50)로부터 출력된 전류값(iβ_FBK)의 전류 벡터 편차(Δiβ)를 출력한다.

각도 연산부(30)에는, 차분기로부터 출력된 전류 벡터 편차(Δiα)와, 전류 벡터 편차(Δiβ)가 입력된다. 각도 연산부(30)는, 입력된 전류 벡터 편차(Δiα, Δiβ)로부터 αβ축(고정 좌표계)의 전류 벡터 편차의 각도(θi)를 연산한다. 각도(θi)는, 전류 벡터 편차(Δiα, Δiβ)의 역탄젠트(tan^-1)에 의해 구해진다.

도 3은 도 1에 나타낸 게이트 지령 생성부의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다.

게이트 지령 생성부(40)는, 전류 지령값과 실제로 인버터 주 회로부(50)로부터 출력된 전류값이 일치하도록, 인버터 주 회로부(50)의 U상, V상, W상의 스위칭 소자에 부여하는 게이트 지령을 출력한다.

본 실시 형태에서는, 인버터 주 회로부(50)의 6개(각 상 2개)의 스위칭 소자의 스위칭 상태의 조합은 8가지 있다는 점에서, 인버터 주 회로부(50)의 출력 전압에 각 상의 위상차를 고려하여, 각각의 스위칭 상태에 대응하는 8개의 전압 벡터를 가상하고 있다. 8개의 전압 벡터는, 서로 π/3만큼 위상이 상이하고, 또한 크기가 동등한 6개의 기본 전압 벡터 V1 내지 V6과, 2개의 제로 전압 벡터 V0, V7로서 표현할 수 있다. 여기서, 8개의 전압 벡터는 8가지의 스위칭 상태에 대응하고, 예를 들어 각 상의 플러스측의 스위칭 소자가 온일 때에 「1」로 나타내고, 각 상의 마이너스측의 스위칭 소자가 온일 때에 「0」으로 나타낸 것이다.

본 실시 형태에서는, 전류 지령값과 검출 전류의 전류 벡터 편차의 각도(θi)에 기초하여, 비제로 전압 벡터(제로 전압 벡터 V0＝(000) 및 V7＝(111) 이외의 전압 벡터 V1 내지 V6)를 선택하여 게이트 지령을 생성하는 전류 추종형 PWM 제어를 예로서 설명한다. 전압 벡터 V1은, UVW의 게이트 지령으로 나타내면, (001)에 대응한다. 마찬가지로, V2 내지 V7, V0은, (010), (011), (100), (101), (110), (111), (000)이다. 이 중, V0과 V7은, UVW의 상간 전압이 0V이기 때문에 제로 전압 벡터라고 하고, V2 내지 V6은 비제로 전압 벡터라고 한다. 인버터 주 회로부(50)가 제로 전압 벡터 V0 또는 V7을 출력하고 있을 때, 전류는 회전자의 유기 전압에만 의해 변화되어, 그 변화량이 작아진다. 따라서, 본 실시 형태에서는, 회전자 위치를 검출할 때에 전류 미분항을 크게 하기 위해, 전압 벡터로서 비제로 전압 벡터만을 선택하는 것으로 하고 있다.

게이트 지령 생성부(40)는, 각도(θi)의 범위에 대한 U상, V상, W상의 게이트 지령을 저장한 테이블(TB)과, 출력 전압 목표 벡터 연산부(42)를 구비하고 있다. 게이트 지령 생성부(40)는, 테이블(TB)을 사용하여, 전압 벡터 V4를 기준(＝0)으로 하여, 각도(θi)의 벡터에 가장 가까운 전압 벡터를 선택하고, 선택한 전압 벡터에 대응하는 게이트 지령을 출력한다.

출력 전압 목표 벡터 연산부(42)는, 테이블(TB)로부터 출력된 게이트 지령을 수신하고, UVW상에 대응한 게이트 지령을 αβ 변환하여 αβ축 고정 좌표계의 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ를 연산하여 출력한다. 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ는, 인버터 주 회로부(50)의 게이트 지령으로부터 연산할 수 있는 3상 교류 전압 지령을 αβ 변환한 것이며, 게이트 지령이 실현하려고 하고 있는 인버터 주 회로부(50)의 출력 전압 벡터 값이다.

인버터 주 회로부(50)는, 직류 전원(직류 부하)과, U상, V상, W상의 각 상 2개의 스위칭 소자를 구비하고 있다. 각 상 2개의 스위칭 소자는, 직류 전원의 정극에 접속된 직류 라인과, 직류 전원의 부극에 접속된 직류 라인 사이에 직렬로 접속되어 있다. 인버터 주 회로부(50)의 스위칭 소자는, 게이트 지령 생성부(40)로부터 수신한 게이트 지령에 의해 제어된다. 인버터 주 회로부(50)는 U상 전류(Iu), V상 전류(Iv), W상 전류(Iw)를 교류 부하인 전동기(M)에 출력하는 3상 교류 인버터이다. 또한, 인버터 주 회로부(50)는, 전동기(M)에 의해 발전된 전력을 직류 전원인 이차 전지로 충전하는 것도 가능하다.

도 4는 도 1에 나타낸 전동기의 일부의 구성예를 설명하기 위한 도면이다. 또한, 여기서는, 전동기(M)의 일부만을 나타내고 있고, 전동기(M)의 고정자(100) 및 회전자(200)는, 예를 들어 도 4에 나타낸 구성을 복수 조합한 것이 된다.

전동기(M)는, 예를 들어 고정자(100)와, 회전자(200)를 구비한 싱크로너스 릴럭턴스 모터이다. 회전자(200)는, 에어 갭(210)과, 외주 브리지(BR1)와, 센터 브리지(BR2)를 갖고 있다.

센터 브리지(BR2)는, 회전자(200)의 외주와 중심을 연결하는 라인 상에 배치하고 있다. 또한, 센터 브리지(BR2)가 배치된 라인이 d축이 된다. 외주 브리지(BR1)는, 회전자(200)의 외주와 에어 갭(210) 사이에 위치하고 있다. 도 4에 나타낸 전동기(M)의 부분에는, 회전자(200)의 외주부로부터 중심부를 향해 연장된 6개의 에어 갭(210)이 설치되어 있다. 에어 갭(210)은 센터 브리지(BR2)와 외주 브리지(BR1) 사이에 연장되어 있다.

회전 위상 추정부(70)는, 인버터 주 회로부(50)가 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 전류 검출부(80)에 의해 검출된 전류값과 인버터 주 회로부(50)의 출력 전압 목표값 Vα, Vβ에 기초하여, 전동기(M)의 회전 위상 추정값을 연산한다.

회전 위상 추정부(70)는, αβ/dq 변환부(72)와, 추정 오차 연산부(74)와, PLL 연산부(76)와, 저역 통과 필터(FL)와, 적분기(78)를 구비하고 있다.

αβ/dq 변환부(72)는, 적분기(78)로부터 회전 위상 추정값 θest를 수신하고, 게이트 지령 생성부로부터 αβ축 고정 좌표계의 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ를 수신하고, uw/αβ 변환부(60)로부터 αβ축 고정 좌표계의 전류값 iα_FBK, iβ_FBK를 수신하고, 이들 벡터 값을 dq축 좌표계로 변환하여 출력한다. αβ/dq 변환부(72)로부터 출력되는 값은, 추정 오차 Δθ를 포함하는 dcqc 좌표계의 전압 벡터 Vdc, Vqc와, 전류 벡터 idc, iqc이다.

추정 오차 연산부(74)는, αβ/dq 변환부(72)로부터 전압 벡터 Vdc, Vqc와, 전류 벡터 idc, iqc를 수신하고, 이들에 기초하여 추정 오차 Δθ를 연산한다. 이하에, 추정 오차 Δθ의 연산식에 대해 설명한다.

먼저, SynRM의 전압 방정식은 수식 1로 표현된다.

여기서, R은 전동기(M)의 권선 저항이고, ωe는 전기각 각속도이고, Ld, Lq는 dq축 좌표계의 인덕턴스이고, p는 미분 연산자(＝d/dt)이다.

또한, 상기 수식 1을 일반적으로 사용되고 있는 확장 유기 전압 표현으로 바꾸어 쓰면 수식 2와 같이 표현된다.

이때, dq축에 대해 추정 오차 Δθ를 발생시키는 경우, 수식 2는 수식 3과 같이 바꾸어 쓸 수 있다.

여기서, 기본파 전류에 대한 인덕턴스와, 고조파 전류에 대한 인덕턴스의 거동이 상이한 것에 착안하여, 기본파 전류에 대한 인덕턴스(정적 인덕턴스)를 Lda, Lqa라고 하고, 고조파 전류에 대한 인덕턴스(동적 인덕턴스)를 Ldh, Lqh라고 하면, 수식 3은 수식 4와 같이 표현된다.

단, 상기 수식 4에 있어서 Ex는 하기 수식 5에 의해 연산되는 값이고, Ex는 확장 유기 전압이다.

추정 오차 Δθ를 연산하기 위해 수식 4를 변형하면, 수식 6과 같이 표현된다.

또한 수식 6의 dc축과 qc축의 성분을 나누어 역탄젠트를 취하면, 추정 오차 Δθ는 수식 7과 같이 표현된다.

추정 오차 연산부(74)는, 상기 수식 7을 사용하여, 추정 오차 Δθ를 연산할 수 있다. 그러나, 인버터 주 회로부(50)를 정지한 상태로부터 전동기(M)인 SynRM을 재기동할 때에는, 이하의 과제가 있었다.

상술한 수식 5에 의하면, SynRM에 전류를 통전하지 않는 경우의 확장 유기 전압이 제로이기 때문에, 무부하 전압을 이용한 방법으로는 회전 위상을 계산할 수 없다. 마찬가지로, 무부하 전압이 없기 때문에 권선 단락을 행하여도 모터에 전류는 흐르지 않아 회전 위상을 계산할 수 없다.

전동기(M)로서 SynRM을 채용한 경우, 통전하는 전류에 따라 크게 인덕턴스가 변화된다. 특히, SynRM의 회전자(200)에 센터 브리지(BR2)를 설치하였을 때, 인덕턴스의 변화가 커지는 경향이 있다. 예를 들어, PMSM은 회전자에 자석이 있기 때문에 회전자의 센터 브리지는 항상 자기 포화되어 있고, 전류 변화에 대한 인덕턴스(동적 인덕턴스)의 변화는 작다. 이에 비해 SynRM은 전류 통전에 의해 회전자의 센터 브리지의 자기 포화가 진행되기 때문에, 전류 변화에 대한 인덕턴스의 변화가 심해진다.

도 5는, 도 4에 나타낸 구성의 전동기에 전류 통전하였을 때의 전류 변화에 대한 d축 인덕턴스의 변화의 일례를 나타내는 도면이다. 또한, 도 5에서는, 사각의 플롯이 정적 인덕턴스 Lda를 나타내고, 마름모꼴의 플롯이 동적 인덕턴스 Ldh를 나타내고 있다. 또한, 이 예에서 사용한 전동기는 정격으로 10kW 정도의 출력을 행하는 것이며, 횡축은, 전동기(M)의 정격 전류를 1로 하였을 때의 d축 전류의 크기를 비로 나타낸 값이고, 종축은 전동기(M)의 동적 인덕턴스 Ldh의 최댓값을 1로 하고 동적 인덕턴스 Ldh를 비로 나타낸 값이다.

도 5에 나타낸 예에 의하면, d축 전류가 작을 때에는 동적 인덕턴스 Ldh는 크지만, d축 전류가 커지면 동적 인덕턴스 Ldh의 값이 급격하게 작아지고, d축 전류가 정격 전류에 대해 2할 정도의 크기 이상일 때에 동적 인덕턴스 Ldh의 변화가 작아진다.

도 6은, 회전자(200)에 센터 브리지를 구비하지 않는 SynRM에 전류 통전하였을 때의 전류 변화에 대한 d축 인덕턴스의 변화의 일례를 나타내는 도면이다. 또한, 도 6도 도 5와 마찬가지로, 사각의 플롯이 정적 인덕턴스 Lda를 나타내고, 마름모꼴의 플롯이 동적 인덕턴스 Ldh를 나타내고 있다. 또한, 횡축은, 전동기(M)의 정격 전류를 1로 하였을 때의 d축 전류의 크기를 비로 나타낸 값이고, 종축은 전동기(M)의 동적 인덕턴스 Ldh의 최댓값을 1로 하고 동적 인덕턴스 Ldh를 비로 나타낸 값이다.

도 6에 나타낸 예에 의하면, 회전자(200)에 센터 브리지를 설치한 도 5의 예에 비해 동적 인덕턴스 Ldh의 변화는 작아지기는 하지만, d축 전류가 작을 때에는 동적 인덕턴스 Ldh는 크고, d축 전류가 커지면 동적 인덕턴스 Ldh의 값이 작아지고, d축 전류가 정격 전류에 대해 2할 정도의 크기 이상일 때에 동적 인덕턴스 Ldh의 변화가 작아지는 경향이 얻어졌다. 이것으로부터, 회전자(200)에 센터 브리지를 설치하느냐 여부에 관계없이, d축 전류가 정격 전류에 대해 2할 정도의 크기일 때에는, 회전자(200)가 자기 포화 상태로 되어 있는 것이라고 생각된다.

수식 7을 사용하여 추정 오차 Δθ를 연산하는 경우에는, 동적 인덕턴스 Ldh를 파라미터로서 설정하고, 그 값을 사용하여 추정 오차 Δθ를 연산한다. 동적 인덕턴스 Ldh는 d축 전류에 의한 함수이며, 동적 인덕턴스 Ldh의 d축 전류의 변화에 대한 변화가 큰 경우에는, 파라미터 설정값과 실제 값에 괴리가 발생하기 때문에 회전 위상을 고정밀도로 연산할 수 없어, 센서리스 제어를 할 수 없거나 혹은 불안정화되게 된다.

그래서, 본 실시 형태에서는, 추정 오차 연산부(74)에서는, 회전 위상 추정값 θest의 연산에 사용하는 전동기(M)의 동적 인덕턴스 Ldh는, 전동기(M)의 회전자가 자기 포화되었을 때의 값으로 하고 있다. 즉, 추정 오차 연산부(74)에서는, d축 전류가 정격 전류에 대해 2할 이상이며 정격 전류 이하의 범위의 전류에 대응한 동적 인덕턴스 Ldh의 값, 예를 들어 동적 인덕턴스 Ldh의 최댓값의 1할 이하의 값을 수식 7의 파라미터로 설정하여, 추정 오차 Δθ를 연산하고 있다. 이때, 전류 지령 생성부(10)는, 전동기(M)에 대해 d축 전류를 통전하는 위치 탐사용 전류 지령을 출력하고 있다. 초기 추정에 있어서의 전류 지령(위치 탐사용 전류 지령)은 전동기(M)의 회전자를 자기 포화시키는 값으로 설정된다. 또한, 전동기(M)의 회전자가 자기 포화된 상태라 함은, d축 전류의 변화에 대한 전동기(M)의 동적 인덕턴스 Ldh의 변화가 충분히 작아진 상태이다. 상기한 바와 같이 동적 인덕턴스 Ldh의 값을 파라미터로서 설정함으로써, SynRM의 구성에 관계없이, 수식 7을 사용하여 추정 오차 Δθ를 연산하는 것이 가능해진다. 또한, 전동기(M)에 PMSM을 채용한 경우라도, 마찬가지로 동적 인덕턴스 Ldh를 설정함으로써, 수식 7을 사용하여 추정 오차 Δθ를 연산하는 것이 가능하다.

또한, 도 5 및 도 6의 예에 의하면, d축 전류가 정격 전류의 2할 정도에서 동적 인덕턴스 Ldh의 값이 안정된다는 점에서, 회전자 위치의 초기 추정을 행할 때에는, 전동기(M)에 흐르는 d축 전류가 정격 전류의 2할 정도의 크기 이상으로 되도록 탐사 전류 지령값을 설정해야 한다. 또한, 탐사 전류 지령값의 최댓값은 정격 전류 이하로 하는 것이 바람직하다. 전동기(M)의 구성에 의해 탐사 전류가 커지면 토크 쇼크에 의해 전동기(M)의 고장이나, 전동기(M)에 부수된 기기의 고장 원인이 되기 때문에, 토크 쇼크의 규정이 있는 경우에는 더욱 토크 쇼크가 생기지 않도록 설정해야 한다.

초기 추정 시에 전동기에 흐르게 할 수 있는 전류의 최댓값은, 하기와 같이 토크의 허용값 Ts에 의해 결정할 수 있다. 추정 오차 Δθ≒Δβ를 고려한 토크는 하기 식과 같이 나타낼 수 있다.

초기 위상 추정의 제어 중에는 βref＝0으로 제어하고, 하기 식과 같이 Δβ분에 비례한 토크가 출력된다.

토크 허용값을 Ts라고 하면, 전동기(M)에 흐르게 할 수 있는 탐사 전류는 하기와 같이 연산하는 것이 가능하다.

PLL 연산부(76)는, 추정 오차 연산부(74)에 의해 연산된 추정 오차 Δθ를 수신하고, 추정 오차 Δθ가 제로로 되도록 회전 속도 추정값 ωest´를 연산하여 출력한다. 또한, 이 회전 속도 추정값 ωest´는, 기본파 이외의 주파수 성분을 포함하기 때문에, 저역 통과 필터(FL)에 의해 기본파 성분 이외의 주파수 성분을 제외하고, 회전 속도 추정값 ωest로서 추정 오차 연산부(74)와 적분기(78)에 출력된다. PLL 연산부(76)와, 저역 통과 필터(FL)는, 추정 오차 Δθ가 제로가 되도록 회전 속도 추정값 ωest를 연산하는 연산부이다.

적분기(78)는 회전 속도 추정값 ωest를 적분하여 회전 위상 추정값 θest를 연산하고, dq/αβ 변환부(20) 및 αβ/dq 변환부(72)로 출력한다.

다음으로, 인버터 장치가 정지 혹은 그에 준하는 상태로부터 기동할 때의 인버터 장치의 동작에 관한 일례에 대해 설명한다.

도 7은 전동기의 회전자 위치의 초기 추정을 행한 후에 통상 제어를 행하는 인버터 장치의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면이다. 여기서는, 통전하는 전류 위상 지령(idq_ref)은, d축 전류의 정격 전류의 2할 이상의 크기가 되는 값이며, 전기적으로 180deg 진행한 위상(-d축 방향)에 전류를 통전하는 예에 대해 설명한다.

먼저, 인버터 장치가 정지한 상태에 있어서, 상위 컨트롤러(CTR)가 기동 지령 및 전류 통전 플래그(Ion)를 제로로부터 1로 세운다. 인버터 장치는, 상위 컨트롤러(CTR)로부터의 기동 지령이 1이 되면, 기동 처리를 행한다.

계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)가 초기 추정 개시 플래그를 제로로부터 1로 세운다. 인버터 장치의 전류 지령 생성부(10)는, 전류 통전 플래그(Ion)가 1이고, 또한 초기 추정 개시 플래그가 1로 되면, d축 전류 지령(id_ref) 및 q축 전류 지령(iq_ref)을 출력한다. 이때 전류 지령 생성부(10)로부터 출력되는 d축 전류 지령(id_ref) 및 q축 전류 지령(iq_ref)은, 위치 탐사용 전류 지령이고, d축 전류의 정격 전류 2할 이상의 크기이고, 전기적으로 180deg 진행된 위상(-d축 방향)에 전류를 통전하도록 설정된다. 이 위치 탐사용 전류 지령에 의해 전동기(M)를 구동하면, 전동기(M)의 회전자(200)의 자기 포화가 진행되어, 전동기(M)의 회전자가 충분히 자기 포화된 상태로 되어, 동적 인덕턴스 Ldh가 최댓값의 1할 정도의 값으로 안정된다.

회전 위상 추정부(70)는, 초기 추정 개시 플래그가 1로 되었을 때, 초기 추정의 동작을 개시한다. 이때, 추정 오차 연산부(74)는, 상술한 수식 7에서 사용하는 동적 인덕턴스 Ldh의 파라미터를, 예를 들어 정격 전류의 2할 이상이며 정격 전류 이하의 전류값에 대응하는 값으로 한다.

도 7에 따르면, 초기 추정을 개시하고 나서 전동기(M)에 흐르는 전류가 d축 전류 지령(id_ref)으로 될 때까지의 동안은, 전동기(M)의 동적 인덕턴스 Ldh의 값이 안정되지 않으므로, 회전 위상 추정값 θest와 실제 값의 추정 오차가 크게 되어 있지만, 전동기(M)에 흐르는 d축 전류가 d축 전류 지령값에 접근하면 전동기(M)의 회전자(200)의 자기 포화가 진행되어, 회전 위상 추정값 θest와 실제 값의 추정 오차 Δθ가 작게 되어 있다. 전동기(M)에 흐르는 d축 전류가 d축 전류 지령값과 대략 동등해졌을 때에는, 회전 위상 추정값 θest와 실제 값의 추정 오차 Δθ도 대략 제로가 되어, 정확한 회전 위상 추정값 θest를 연산할 수 있다.

계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)가 추정 완료 플래그 및 역행 플래그를 제로로부터 1로 세운다. 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기 추정 개시 플래그를 세우고 나서 소정 시간 경과 후에 추정 완료 플래그를 세워도 되고, 추정 오차 Δθ의 값을 감시하여 추정 오차 Δθ의 크기가 소정값 이하로 되었을 때에 추정 완료 플래그를 세워도 된다.

추정 완료 플래그 및 역행 플래그가 세워지면, 상위 컨트롤러(CTR)는, 통상 제어의 전류 지령(idq_ref)을 인버터 장치에 출력한다. 도 7의 예에서는 초기 추정 후에 역행을 행하는 예를 나타내고 있다. 이 통상 제어에서는, 초기 추정에 의해 추정된 회전 위상 추정값 θest 및 회전 속도 추정값 ωest를 전동기(M)의 회전 위상 및 회전 속도의 초기값으로서 채용한다. 전류 지령 생성부(10)는, 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러(CTR)로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 역행 플래그가 세워졌을 때, 전류 위상 지령을 초기 추정 시보다 지연된 값으로 한다. 이 예에서는, 초기 추정의 동작에 있어서, 위치 탐사용 전류 지령은 -d축 방향으로 전류를 흐르게 하는 것이라고 설정하고 있었기 때문에, 역행 제어를 개시할 때에 d축 전류 지령의 변화를 작게 할 수 있어, 초기 추정으로부터 통상 제어로의 이행을 원활하게 행할 수 있다.

도 8은, 전동기의 회전자 위치의 초기 추정을 행한 후에 통상 제어를 행하는 인버터 장치의 동작의 일례를 설명하기 위한 도면이다. 또한, 이 예에 있어서, 초기 추정의 동작은 도 7에 나타낸 예와 마찬가지이다.

초기 추정 개시 플래그를 설정한 후, 상위 컨트롤러(CTR)가 추정 완료 플래그 및 회생 플래그를 제로로부터 1로 세운다. 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기 추정 개시 플래그를 세우고 나서 소정 시간 경과 후에 추정 완료 플래그를 세워도 되고, 추정 오차 Δθ의 값을 감시하여 추정 오차 Δθ의 크기가 소정값 이하로 되었을 때에 추정 완료 플래그를 세워도 된다.

추정 완료 플래그 및 회생 플래그가 세워지면, 상위 컨트롤러(CTR)는, 통상 제어의 전류 지령(idq_ref)을 인버터 장치로 출력한다. 도 8의 예에서는 초기 추정 후에 회생을 행하는 예를 나타내고 있다. 이 통상 제어에서는, 초기 추정에 의해 추정된 회전 위상 추정값 θest 및 회전 속도 추정값 ωest를 전동기(M)의 회전 위상 및 회전 속도의 초기값으로서 채용한다. 전류 지령 생성부(10)는, 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러(CTR)로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 회생 플래그가 세워졌을 때, 전류 위상 지령을 초기 추정 시보다 진행된 값으로 한다. 이 예에서는, 초기 추정의 동작에 있어서, 위치 탐사용 전류 지령은 -d축 방향으로 전류를 흐르게 하는 것이라고 설정하고 있었기 때문에, 회생 제어를 개시할 때에 d축 전류 지령의 변화를 작게 할 수 있어, 초기 추정으로부터 통상 제어로의 이행을 원활하게 행할 수 있다.

상기한 바와 같이, 본 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 따르면, 전동기의 회전 위상 및 회전 속도의 추정값을 고정밀도로 연산하여, 센서리스 제어를 안정적으로 행하는 것이 가능한 인버터 장치를 제공할 수 있다.

다음으로, 제2 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치에 대해 도면을 참조하여 이하에 설명한다.

도 9는, 제2 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 전류 지령 생성부의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다. 또한, 이하의 설명에 있어서, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지의 구성에 대해서는, 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

본 실시 형태의 인버터 장치는, 전류 지령 생성부(12)를 구비하고 있다.

전류 지령 생성부(12)는, 변화율 레이트 지령부(14)와, 변화율 리미터(16)와, 전류 지령 연산부(18)를 구비하고 있다.

변화율 레이트 지령부(14)는, 추정 오차 연산부(74)에 의해 연산된 추정 오차 Δθ를 수신하여, 추정 오차 Δθ의 값에 따른 변화율 레이트(Sa)를 출력한다. 변화율 레이트 지령부(14)는, 예를 들어 추정 오차 Δθ의 값이 클수록 변화율 레이트(Sa)를 작게 하고, 추정 오차 Δθ의 값이 작을수록 변화율 레이트(Sa)를 크게 한다. 또한, 변화율 리미트의 증가율(Sa)은, 회전 위상 오차에 따라서 변경하면 되고, 회전 위상 오차가 소정값 이내에 들어가도록 결정한다.

변화율 리미터(16)는, 전류 진폭 지령값(idq_ref)과 변화율 레이트(Sa)를 수신한다. 또한, 변화율 리미터(16)의 전단에는, 전류 통전 플래그(Ion)가 온(＝1)일 때만 전류 진폭 지령(idq_ref)을 변화율 리미터(16)에 입력하는 연산부가 설치되어 있다. 변화율 리미터(16)는, 제로로부터 1로 스텝 형상으로 변화되는 전류 진폭 지령(idq_ref)을, 변화율 레이트(Sa)의 크기에 기초하여 서서히 증가시켜 출력한다.

전류 지령 연산부(18)는, 변화율 리미터(16)로부터 출력된 전류 진폭 지령(idq_ref)과, 외부로부터 입력된 전류 위상 지령(β_ref)을 수신한다. 전류 지령 연산부(18)는, 상술한 제1 실시 형태의 전류 지령 생성부(10)와 동일한 연산을 행한다. 즉, 전류 지령 연산부(18)는, 하기 식에 의해 d축 전류 지령값(id_ref)과 q축 전류 지령값(iq_ref)을 연산한다.

상술한 제1 실시 형태에 있어서, 전류 진폭 지령(idq_ref)은 제로로부터 1로 스텝 형상으로 변화되는 경우, 초기 추정을 개시하였을 때와 같이 회전 위상 추정이 고정밀도로 행해지고 있지 않은 상태에서 전류를 통전하는 경우에는, 토크 쇼크를 발생하는 경우가 있다. 예를 들어, SynRM의 토크는 하기 수식 8로 표현된다.

상기 수식 8은, 회전 위상 추정에 오차가 없는 경우이며, 회전 위상 추정에 오차가 있는 경우는 등가적으로 전류 위상에 추정 오차 Δβ가 발생하여 β_ref+Δβ로 된다. 그 때의 토크는 하기 수식 9와 같이 표현할 수 있다.

또한, 상기 수식 9에 있어서, 통전하는 전류 위상 지령을 -d축 방향(β_ref＝90deg)이라고 하면, 하기 수식 10과 같이 표현할 수 있다.

상기 수식 10에 의하면, 토크 쇼크는 전류 진폭의 제곱과 sin2Δβ에 비례함을 알 수 있다. 전류 통전을 개시할 때에 회전 위상 추정 오차가 45deg인 경우, 발생하는 토크 쇼크는 최댓값이 된다. 역행 제어나 회생 제어를 행하기 전의 초기 추정 시에 토크 쇼크를 발생하는 것은, 예를 들어 철도라면 승차감의 악화를 초래해 버린다.

이에 비해, 본 실시 형태에서는 초기 추정 시에 통전하는 전류에 대한 변화율 리미터(16)를 설치하고 있다. 변화율 리미터(16)에 의해 전류 진폭 지령(idq_ref)의 변화율에 레이트를 갖게 함으로써 토크 쇼크를 저감할 수 있다.

또한, 본 실시 형태에서는, 회전 위상 오차 Δθ의 값에 따라서 변화율 레이트(Sa)를 결정하였지만, 회전 위상 오차 Δθ에 제한된 것은 아니며 토크를 직접 검출하여 변화율 레이트를 결정하는 방법이나 해석 결과 등의 데이터를 사용하여 미리 변화율 레이트를 결정하는 방법이라도, 초기 추정 시의 토크 쇼크를 저감할 수 있다.

즉, 본 실시 형태에 따르면, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지의 효과가 얻어짐과 함께, 초기 추정 시의 토크 쇼크를 저감할 수 있어, 드라이브 시스템, 인버터 장치 및 전동기를 탑재한 차량 등의 승차감과 토크 추정 정밀도를 향상시킬 수 있다.

다음으로, 제3 실시 형태의 인버터 장치에 대해 도면을 참조하여 이하에 설명한다.

도 10은, 제3 실시 형태의 드라이브 시스템 및 인버터 장치의 일 구성예를 설명하기 위한 블록도이다. 또한, 이하의 설명에 있어서, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지의 구성에 대해 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

본 실시 형태의 인버터 장치는, 자속 검출부(90)를 더 구비하고 있다. 또한, 회전 위상 추정부(70)는, 3상/dq 변환부(73)와, 2개의 미분기(75)를 더 구비하고 있다.

자속 검출부(90)는, 예를 들어 홀 소자 등의 자기 센서이며, 전동기(M)의 교류 자속 φu, φv, φw를 검출하여 출력한다. 각 상의 교류 자속 φu, φv, φw는, φu＝Φcosωt, φv＝Φcos(ωt-120°), φw＝Φcos(ωt-240°)로 나타낼 수 있다.

3상/dq 변환부(73)는, 자속 검출부(90)에 의해 검출된 교류 자속 φu, φv, φw를 수신하고, dq축 좌표계의 벡터 값 φd, φq로 변환하여 출력한다.

3상/dq 변환부(73)로부터 출력된 벡터 값 φd, φq는 미분기(75)에 의해 각각 미분되어, 하기 식과 같이 dq축 좌표계의 전압값 Vd, Vq가 연산된다.

미분기(75)에 의해 연산된 전압값 Vd, Vq는, 추정 오차 연산부(74)에 입력된다. 추정 오차 연산부(74)는, 상술한 수식 7의 Vdc에 전압값 Vd를 사용하여, 수식 7의 Vqc의 전압값 Vq를 사용하여 추정 오차 Δθ를 연산한다. 따라서, 본 실시 형태의 인버터 장치에서는, 상술한 제1 실시 형태의 게이트 지령 생성부(40)의 출력 전압 목표 벡터 연산부(42)를 생략해도 된다.

상기한 구성 이외에는, 본 실시 형태의 인버터 장치는 상술한 제1 실시 형태의 인버터 장치와 마찬가지이다. 본 실시 형태의 인버터 장치에 따르면, 제1 실시 형태의 인버터 장치와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 장치의 전류 지령 생성부(10) 대신에, 제2 실시 형태의 전류 지령 생성부(12)를 채용해도 상관없다. 그 경우에는, 상술한 제2 실시 형태와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술한 복수의 실시 형태에서는, 전동기(M)로서 SynRM을 채용한 예에 대해 설명하였지만, 예를 들어 PMSM 등을 전동기(M)로서 채용한 경우라도 상술한 실시 형태와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술한 실시 형태에서는, 인버터 주 회로부(50)로의 게이트 지령을 전류 편차에 따라서 결정하는 전류 추종형 PWM 제어를 사용한 시스템을 나타냈지만, 전류를 제어하는 방법이면 다른 방법이라도 마찬가지의 효과가 얻어지고, 예를 들어 전류 편차에 기초하여 인버터 전압 지령을 연산하는 PI 제어와 같은 방법이라도 마찬가지의 효과가 얻어진다. 또한, 상술한 실시 형태에서는 게이트 지령을 전류 벡터 편차의 각도로부터 직접 결정하는 방법을 예로 들었지만, 전류를 제어하기 위한 게이트 지령을 결정할 수 있으면, 예를 들어 삼각파 비교 변조나 공간 벡터 변조와 같은 방법을 사용해도 마찬가지의 효과가 얻어진다.

또한, 상술한 실시 형태에서는 통전하는 전류 진폭 지령(idq_ref)을, 전동기에 흐르는 전류-인덕턴스 특성을 기초로 결정하는 예를 설명하였지만, 싱크로너스 릴럭턴스 모터(SynRM)가 자기 포화되었다고 판단할 수 있는 방법이면 다른 방법(예를 들어, 회전자(200)의 센터 브리지(BR2)의 자속 밀도를 기초로 전류 지령을 결정하는 방법)이어도 된다.

또한, 상술한 실시 형태에서는, 위치 탐사용 전류 지령을 -d축 방향으로 하여 전류를 통전하는 방법을 설명하였지만, 위치 탐사용 전류 지령을 +d축 방향으로 하여 전류를 통전해도 회전 위상과 회전 속도를 추정하는 것이 가능하다. 또한, 상술한 실시 형태에서는, 회전 좌표계 상에서 회전 위상 오차를 계산하고, 그 정보로부터 회전 위상과 회전 속도를 연산하는 방법을 예로 들었지만, 예를 들어 특허문헌 1에 개시되어 있는 바와 같이 회전 위상을 직접 연산하는 방법이라도 마찬가지의 효과가 얻어진다.

또한, 상술한 실시 형태에서는 전류 편차에 따라서 인버터로의 게이트 지령을 결정하였지만, 게이트 지령을 결정하는 수단은 전류 편차 벡터에 제한된 것은 아니며, 전류를 제어하기 위한 스위칭 방법을 결정할 수 있는 방법이면, 예를 들어 모터 자속 벡터를 기초로 한 방법이라도 마찬가지의 효과가 얻어진다.

본 발명의 몇 가지의 실시 형태를 설명하였지만, 이들 실시 형태는, 예로서 제시한 것이며, 발명의 범위를 한정하는 것은 의도하고 있지 않다. 이들 신규의 실시 형태는, 그 밖의 다양한 형태로 실시되는 것이 가능하고, 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 다양한 생략, 치환, 변경을 행할 수 있다. 이들 실시 형태나 그 변형은, 발명의 범위나 요지에 포함됨과 함께, 청구범위에 기재된 발명과 그 균 등의 범위에 포함된다.

또한, 상기한 복수의 실시 형태의 인버터 장치에 있어서의 모든 연산은, 소프트웨어에 의해 실현되어도 되고, 하드웨어에 의해 실현되어도 되고, 소프트웨어와 하드웨어의 조합에 의해 실현되어도 된다. 상기 복수의 실시 형태의 인버터 장치는, 예를 들어 하나 또는 복수의 프로세서 및 메모리를 포함하고, 메모리에 기록된 프로그램을 판독하여 프로세서에 의해 다양한 연산이 실행되어도 상관없다.

Claims (9)

1. 전동기와,
   상기 전동기를 구동하는 교류 전류를 출력하는 인버터 주 회로부와,
   상기 인버터 주 회로부로부터 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
   상기 전동기에 통전하는 전류에 상당하는 전류 지령값을 생성하는 전류 지령 생성부와,
   상기 전류 지령값과 상기 전류 검출부에 의해 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 주 회로부의 게이트 지령을 생성하는 게이트 지령 생성부와,
   상기 게이트 지령에 기초하여 상기 인버터 주 회로부의 출력 전압 목표 벡터를 연산하는 출력 전압 목표 벡터 연산부와,
   상기 인버터 주 회로부가 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값과 상기 인버터 주 회로부의 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상 추정값을 연산하는 회전 위상 추정부를 구비하고,
   상기 초기 추정에 있어서의 상기 전류 지령값은, 상기 전동기의 회전자를 자기 포화시키는 전류를 흐르게 하는 것이며,
   상기 회전 위상 추정부에 있어서, 상기 회전 위상 추정값의 연산에 사용하는 상기 전동기의 동적 인덕턴스는, 상기 전동기의 회전자가 자기 포화되었을 때의 값인 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
2. 제1항에 있어서,
   상기 초기 추정에 있어서 상기 인버터 주 회로부로부터 상기 전동기로 출력되는 전류는, 상기 전동기의 동적 인덕턴스를 그 최댓값의 1할 이하로 하는 값인 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
3. 제1항에 있어서,
   상기 초기 추정에 있어서의 상기 전류 지령값에 의해 상기 인버터 주 회로부로부터 상기 전동기로 출력되는 전류는, 상기 전동기의 정격 전류의 2할 이상, 상기 정격 전류 이하의 값인 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
4. 제3항에 있어서,
   상기 전동기에 있어서 정적 인덕턴스가 최소가 되는 축을 d축으로 하고, 상기 전류 지령값 중, 전류 위상 지령은 d축으로부터 전기적으로 180°진행한 방향인 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
5. 제1항에 있어서,
   상기 전류 지령값은 전류 진폭 지령과 전류 위상 지령을 갖고,
   상기 전류 지령 생성부는, 상기 회전 위상 추정값의 추정 오차의 크기에 따른 값의 변화율 레이트를 출력하는 변화율 레이트 지령부와, 상기 변화율 레이트의 값에 따른 변화율로 상기 전류 진폭 지령을 변화시키는 변화율 리미트를 더 구비한 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
6. 제1항에 있어서,
   상기 전류 지령값은 전류 진폭 지령과 전류 위상 지령을 갖고,
   상기 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 역행 플래그가 세워졌을 때, 상기 전류 위상 지령은 상기 초기 추정 시보다 지연된 값이 되고,
   상기 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 회생 플래그가 세워졌을 때, 상기 전류 위상 지령은 상기 초기 추정 시보다 진행된 값으로 되는 것을 특징으로 하는, 드라이브 시스템.
7. 접속되는 전동기를 구동하는 교류 전류를 출력하는 인버터 주 회로부와,
   상기 인버터 주 회로부로부터 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
   상기 전동기에 통전하는 전류에 상당하는 전류 지령값을 생성하는 전류 지령 생성부와,
   상기 전류 지령값과 상기 전류 검출부에 의해 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 주 회로부의 게이트 지령을 생성하는 게이트 지령 생성부와,
   상기 게이트 지령에 기초하여 상기 인버터 주 회로부의 출력 전압 목표 벡터를 연산하는 출력 전압 목표 벡터 연산부와,
   상기 전류 검출부에 의해 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여 상기 전동기의 회전 위상 추정값을 연산하는 회전 위상 추정부를 구비하고,
   상기 회전 위상 추정부에 의한 연산이 개시될 때에 상기 인버터 주 회로부로부터 출력하는 전류는, 정격 전류 이하 내지 상기 정격 전류의 2할 이상으로 되도록 제어되는 것을 특징으로 하는, 인버터 장치.
8. 제7항에 있어서,
   상기 전류 지령값은 전류 진폭 지령과 전류 위상 지령을 갖고,
   상기 전류 지령 생성부는, 상기 회전 위상 추정값의 추정 오차의 크기에 따른 값의 변화율 레이트를 출력하는 변화율 레이트 지령부와, 상기 변화율 레이트의 값에 따른 변화율로 상기 전류 진폭 지령을 변화시키는 변화율 리미트를 더 구비한 것을 특징으로 하는, 인버터 장치.
9. 제7항에 있어서,
   상기 전류 지령값은 전류 진폭 지령과 전류 위상 지령을 갖고,
   상기 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 역행 플래그가 세워졌을 때, 상기 전류 위상 지령은 상기 초기 추정 시보다 지연된 값이 되고,
   상기 초기 추정 종료 후에 상위 컨트롤러로부터 출력되는 추정 완료 플래그가 세워지고, 또한 회생 플래그가 세워졌을 때, 상기 전류 위상 지령은 상기 초기 추정 시보다 진행된 값으로 되는 것을 특징으로 하는, 인버터 장치.

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