JP7251424B2 - インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 - Google Patents
インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP7251424B2 JP7251424B2 JP2019171208A JP2019171208A JP7251424B2 JP 7251424 B2 JP7251424 B2 JP 7251424B2 JP 2019171208 A JP2019171208 A JP 2019171208A JP 2019171208 A JP2019171208 A JP 2019171208A JP 7251424 B2 JP7251424 B2 JP 7251424B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- axis
- voltage command
- command
- axis voltage
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は、インバータ装置及びインバータ装置の制御方法に関する。
一般に、ＰＭ（Permanent Magnet）モータは、回転子に永久磁石を使用しているため、励磁電流及び二次電流が生じず、誘導電動機よりも高効率な運転が可能である。
特に、永久磁石同期電動機であるＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）が広く普及している。
ＰＭＳＭを制御するインバータ装置として、代表的には、ベクトル制御及びＶ／ｆ制御を例示することができる。
ここで、ベクトル制御には、回転子位置センサにより得られる回転子位置情報が必要であるが、回転子位置センサは熱及び振動の影響が受けやすく、耐環境性が低い。
また、回転子位置センサの設置は、コストの増加につながる。
特に、永久磁石同期電動機であるＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）が広く普及している。
ＰＭＳＭを制御するインバータ装置として、代表的には、ベクトル制御及びＶ／ｆ制御を例示することができる。
ここで、ベクトル制御には、回転子位置センサにより得られる回転子位置情報が必要であるが、回転子位置センサは熱及び振動の影響が受けやすく、耐環境性が低い。
また、回転子位置センサの設置は、コストの増加につながる。
他方で、回転子位置情報が不要なＰＭＳＭの簡便な制御方法として、Ｖ／ｆ制御が知られている。
Ｖ／ｆ制御は、インバータ装置の出力電圧の振幅と周波数との比を一定とする制御方法である。
Ｖ／ｆ制御では、ベクトル制御よりも演算量が少ない。
そのため、インバータ装置の制御部を低コストのマイコンにより実現することができる。
Ｖ／ｆ制御は、インバータ装置の出力電圧の振幅と周波数との比を一定とする制御方法である。
Ｖ／ｆ制御では、ベクトル制御よりも演算量が少ない。
そのため、インバータ装置の制御部を低コストのマイコンにより実現することができる。
しかしながら、Ｖ／ｆ制御では、回転子位置の検出を行っていないため、負荷運転時に電流位相を適切に制御することが困難であり、無効電力が生じ、効率が低下するという問題があった。
従来技術の一例である非特許文献１には、電圧補正量を適切に制御することでインバータ出力電圧をモータ制御軸であるｑ軸と一致させて無効電力の発生を抑えることが可能な技術が開示されている。
伊東淳一，豊崎次郎，大沢博、「永久磁石同期電動機のV/f制御の高性能化」、電気学会論文誌Ｄ、２００３年、Ｖｏｌ．１２２、Ｎｏ．３、ｐ．２５３－２５９
しかしながら、上記の従来技術では、負荷運転時における磁気飽和の影響によってｑ軸のインダクタンスが変動し、無効電力の推定精度が低下する、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御で駆動するインバータ装置を、磁気飽和に対してロバストとし、且つ高効率で運転可能とする技術を提供することを目的とする。
上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、回転角周波数指令に基づいてγ軸の電圧指令及びδ軸の電圧指令を生成し、下記の式（６）により算出したΔＱをＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出し、前記γ軸の電圧指令と、前記δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算した前記δ軸の補正後電圧指令と、をα軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβに座標変換し、前記α軸の電圧指令ｖα及び前記β軸の電圧指令ｖβに基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成し、前記式（６）のｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１０）により算出したδ軸インダクタンスを用いて算出した、無負荷時からの前記δ軸インダクタンスの変動率を乗じることで補正された値であるインバータ装置である。
ただし、ω：回転角周波数指令、ｉγ：γ軸電流推定値、ｉδ：δ軸電流推定値、ｖγ：γ軸電圧指令、ｖδ：δ軸電圧指令、Ｌｑ：永久磁石同期電動機のｑ軸インダクタンス値、Ｌδ：永久磁石同期電動機のδ軸インダクタンス値、Ｒ：巻線抵抗値である。
又は、本発明は、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、回転角周波数指令に基づいてγ軸の電圧指令及びδ軸の電圧指令を生成すること、下記の式（６）により算出したΔＱをＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出すること、前記γ軸の電圧指令と、前記δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算した前記δ軸の補正後電圧指令と、をα軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβに座標変換すること、及び前記α軸の電圧指令ｖα及び前記β軸の電圧指令ｖβに基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することを含み、前記式（６）のｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１０）により算出したδ軸インダクタンスを用いて算出した、無負荷時からの前記δ軸インダクタンスの変動率を乗じることで補正された値であるインバータ装置の制御方法である。
ただし、ω：回転角周波数指令、ｉγ：γ軸電流推定値、ｉδ：δ軸電流推定値、ｖγ：γ軸電圧指令、ｖδ：δ軸電圧指令、Ｌｑ：永久磁石同期電動機のｑ軸インダクタンス値、Ｌδ：永久磁石同期電動機のδ軸インダクタンス値、Ｒ：巻線抵抗値である。
本発明によれば、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御で駆動するインバータ装置を、磁気飽和に対してロバストとし、且つ高効率で運転することができる、という効果を奏する。
以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための形態について説明する。
ただし、本発明は、以下の実施形態の記載によって限定解釈されるものではない。
ただし、本発明は、以下の実施形態の記載によって限定解釈されるものではない。
＜実施形態１＞
図１は、ＰＭＳＭの座標系を示す図である。
図１に示す座標系では、ＰＭＳＭの運転時にδ軸方向に相電圧の空間ベクトルが向くように設定されている。
図１は、ＰＭＳＭの座標系を示す図である。
図１に示す座標系では、ＰＭＳＭの運転時にδ軸方向に相電圧の空間ベクトルが向くように設定されている。
ＰＭＳＭの制御においては、回転子に設けられた磁石の磁束の発生方向がｄ軸方向であると定義され、このｄ軸と直交する誘起電圧の発生方向がｑ軸方向であると定義される。
ここで、ｑ軸方向に流れるｑ軸方向電流ｉｑはトルクに寄与するため有効電力を発生させ、ｑ軸方向電流ｉｑと直交するｑ軸方向に流れるｄ軸方向電流ｉｄが無効電力を発生させる。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となるように制御すると、Ｖ／ｆ制御における最大トルク及び最大電流が得られ、モータの銅損を最小に抑えることができる。
ここで、ｑ軸方向に流れるｑ軸方向電流ｉｑはトルクに寄与するため有効電力を発生させ、ｑ軸方向電流ｉｑと直交するｑ軸方向に流れるｄ軸方向電流ｉｄが無効電力を発生させる。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となるように制御すると、Ｖ／ｆ制御における最大トルク及び最大電流が得られ、モータの銅損を最小に抑えることができる。
図２は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１と、モータのｄ‐ｑ軸方向との関係を示す図である。
図２においては、インバータが出力する電圧位相を基準とし、インバータが出力する電圧の軸をδ軸とし、これと直交する方向の軸をγ軸とし、以後このγδ軸をＶ／ｆ制御軸と称する。
このとき、図２に示すように、モータの回転子位置を基準としたモータ制御軸であるｄｑ軸とＶ／ｆ制御軸とが異なることになる。
すなわち、インバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１の方向と、モータのｑ軸方向とが一致しない。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ≠０であるため、ｄ軸方向に電流が流れてしまいモータの銅損を増加させ、これが無効電力を発生させて、インバータ装置の電力効率を低下させる。
なお、ここで、ｄｑ軸とＶ／ｆ制御軸との位相差は、負荷の大きさに応じて大きくなる。
そのため、高負荷時における電力効率の低下が特に問題となる。
図２においては、インバータが出力する電圧位相を基準とし、インバータが出力する電圧の軸をδ軸とし、これと直交する方向の軸をγ軸とし、以後このγδ軸をＶ／ｆ制御軸と称する。
このとき、図２に示すように、モータの回転子位置を基準としたモータ制御軸であるｄｑ軸とＶ／ｆ制御軸とが異なることになる。
すなわち、インバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１の方向と、モータのｑ軸方向とが一致しない。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ≠０であるため、ｄ軸方向に電流が流れてしまいモータの銅損を増加させ、これが無効電力を発生させて、インバータ装置の電力効率を低下させる。
なお、ここで、ｄｑ軸とＶ／ｆ制御軸との位相差は、負荷の大きさに応じて大きくなる。
そのため、高負荷時における電力効率の低下が特に問題となる。
図３は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１と、δ軸と、γ軸と、モータのｄ‐ｑ軸との関係を示す図である。
図３に示す所定の負荷角においては、出力電流Ｉ１が流れる。
図３に示す出力電流Ｉ１をｄ‐ｑ軸の座標系に分解するとｄ軸方向にはｄ軸方向電流ｉｄが流れるため、無効電力が発生する。
図３に示す所定の負荷角においては、出力電流Ｉ１が流れる。
図３に示す出力電流Ｉ１をｄ‐ｑ軸の座標系に分解するとｄ軸方向にはｄ軸方向電流ｉｄが流れるため、無効電力が発生する。
図４は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する補正後の出力電圧と、δ軸と、γ軸と、モータのｄ‐ｑ軸と、の関係を示す図である。
ここで、ｄ軸方向電流ｉｄによる無効電力を抑えるために、出力電圧Ｖ１に対して電圧補償量ΔＶを加算し、補償量加算後出力電圧Ｖ２＝Ｖ１＋ΔＶとする。
そして、補償量加算後出力電圧Ｖ２により流れる電流を出力電流Ｉ２とする。
出力電流Ｉ２は、モータの制御軸であるｑ軸と一致する。
ここで、ｄ軸方向電流ｉｄによる無効電力を抑えるために、出力電圧Ｖ１に対して電圧補償量ΔＶを加算し、補償量加算後出力電圧Ｖ２＝Ｖ１＋ΔＶとする。
そして、補償量加算後出力電圧Ｖ２により流れる電流を出力電流Ｉ２とする。
出力電流Ｉ２は、モータの制御軸であるｑ軸と一致する。
しかしながら、Ｖ／ｆ制御では、回転子位置の検出を行っていないため、負荷運転時に電流位相を適切に制御することが困難であり、無効電力が生じ、効率が低下するという問題があった。
そこで、上記の従来技術の一例である非特許文献１には、ＰＭＳＭを所望の回転角周波数指令ωで運転するシステムにおいて、無効電力推定値Ｑｄｑ，Ｑγδに応じてδ軸の電圧指令Ｖδを補正することで、効率を向上させている。
図５は、従来技術のインバータ装置を含むシステム構成を示す図である。
図５には、電圧指令演算部１１と、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、無効電力推定部１５と、加算器１６と、が示されている。
図５には、電圧指令演算部１１と、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、無効電力推定部１５と、加算器１６と、が示されている。
電圧指令演算部１１には、図示しない制御部からの回転角周波数指令ωが入力され、電圧指令演算部１１は、δ軸の電圧指令ｖδ及びγ軸の電圧指令ｖγを出力する。
ここで、一般に、Ｖ／ｆ制御では、γ軸の電圧指令ｖγは、ｖγ＝０に設定され、δ軸の電圧指令ｖδは、回転角周波数指令ωに比例する値に設定される。
ここで、一般に、Ｖ／ｆ制御では、γ軸の電圧指令ｖγは、ｖγ＝０に設定され、δ軸の電圧指令ｖδは、回転角周波数指令ωに比例する値に設定される。
インバータ部１２には、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγが入力され、インバータ部１２は、ＰＭＳＭ１３に三相電圧を出力する。
ここで、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’は、加算器１６によって、δ軸の電圧指令ｖδに電圧補償量指令Ｖｃｍｄが加算されたものである。
インバータ部１２は、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγに基づいて三相電圧指令ｖｕｖｗを生成し、三相電圧指令ｖｕｖｗと三角波状のキャリア信号との比較を行い、この比較した結果に基づいてインバータ部１２内のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することで、所定の振幅及び所定の周波数の三相電圧をＰＭＳＭ１３に出力する。
ここで、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’は、加算器１６によって、δ軸の電圧指令ｖδに電圧補償量指令Ｖｃｍｄが加算されたものである。
インバータ部１２は、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγに基づいて三相電圧指令ｖｕｖｗを生成し、三相電圧指令ｖｕｖｗと三角波状のキャリア信号との比較を行い、この比較した結果に基づいてインバータ部１２内のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することで、所定の振幅及び所定の周波数の三相電圧をＰＭＳＭ１３に出力する。
一般に、モータの制御においては、制御の簡素化のために対称三相交流を等価な二相交流に変換した、回転座標系である二相座標系が用いられる。
ここで、巻線抵抗値Ｒ、モータのｄ軸インダクタンス値Ｌｄ、モータのｑ軸インダクタンス値Ｌｑ、微分演算子ｐ、誘起電圧定数Ｋｅ、回転角周波数指令ωを用いると、ＰＭＳＭ１３は下記の式（１）の電圧方程式で表される。
そして、モータ制御軸であるｄｑ軸上における無効電力Ｑｄｑは、下記の式（２）で表される。
上記の式（１）を上記の式（２）に代入すると、下記の式（３）が得られる。
ここで、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となるように制御すると、最大トルク及び最大電流が得られるため、ｉｄ＝０とし、定常状態における動作を考慮して微分演算子ｐ＝０とすると、下記の式（４）が得られる。
ここで、インバータ部１２の出力電流をＩ１とすると、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０での制御時には、Ｉ１＝（ｉｑ）２となる。
次に、Ｖ／ｆ制御軸における無効電力Ｑγδを算出する。
Ｖ／ｆ制御軸においても同様にしてｉδ＝０とすると、Ｖ／ｆ制御軸の無効電力Ｑγδは下記の式（５）で表される。
Ｖ／ｆ制御軸においても同様にしてｉδ＝０とすると、Ｖ／ｆ制御軸の無効電力Ｑγδは下記の式（５）で表される。
そして、Ｖ／ｆ制御軸において最大トルク及び最大電流を得るためには、上記の式（４）と式（５）と、を一致させればよい。
ここで、インバータ部１２の出力電流Ｉ１をＶ／ｆ制御軸、すなわちγδ軸に分解すると、図３に示すように（Ｉ１）２＝（ｉγ）２＋（ｉδ）２となるため、下記の式（６）を満たすように、すなわち、ΔＱ＝０となるようにＰＩ（Proportional-Integral）制御を行うことで、Ｖ／ｆ制御軸上の出力電圧Ｖ１を補正する。
ここで、インバータ部１２の出力電流Ｉ１をＶ／ｆ制御軸、すなわちγδ軸に分解すると、図３に示すように（Ｉ１）２＝（ｉγ）２＋（ｉδ）２となるため、下記の式（６）を満たすように、すなわち、ΔＱ＝０となるようにＰＩ（Proportional-Integral）制御を行うことで、Ｖ／ｆ制御軸上の出力電圧Ｖ１を補正する。
図６は、上記説明した技術に係るインバータ装置の詳細を示したブロック図を含むシステム構成を示す図である。
図６には、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、無効電力推定部１５と、加算器１６と、が示されている。
図６に示すインバータ部１２は、座標変換器１２０と、二相三相変換器１２２と、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３と、電流検出器１２４と、を備える。
図６には、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、無効電力推定部１５と、加算器１６と、が示されている。
図６に示すインバータ部１２は、座標変換器１２０と、二相三相変換器１２２と、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３と、電流検出器１２４と、を備える。
ここで、下記の式（７）に示すように周波数指令ｆｃｍｄの積分により図示しない出力電圧位相推定器により図１に示す出力電圧位相θｖｆを推定する。
なお、出力電圧位相θｖｆは、αβ軸とγδ軸との位相差である。
なお、出力電圧位相θｖｆは、αβ軸とγδ軸との位相差である。
ここで、ｆｃｍｄ＝ω／２πは周波数指令であり、ｓはラプラス演算子である。
次に、出力電圧位相θｖｆとＶ／ｆ制御軸上の回転座標のγ軸電圧指令ｖγ及びδ軸の電圧指令ｖδから固定座標軸上のα軸電圧指令ｖα及びβ軸電圧指令ｖβが算出され、これに基づいて、三相電圧指令ｖｕｖｗが生成され、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３のゲート信号が生成される。
座標変換器１２０には、γ‐δ軸の電圧指令、すなわちδ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγが入力され、座標変換器１２０は、座標変換を行って、α‐β軸の電圧指令、すなわちα‐β軸電圧指令ｖαβを出力する。
α‐β軸電圧指令ｖαβは、α軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβを含む。
α‐β軸電圧指令ｖαβは、α軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβを含む。
二相三相変換器１２２には、α‐β軸電圧指令ｖαβが入力され、二相三相変換器１２２は、α‐β軸電圧指令ｖαβを三相の座標系に変換することで、三相電圧指令ｖｕｖｗを出力する。
ＰＷＭ回路及びインバータ１２３には、三相電圧指令ｖｕｖｗが入力され、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３は、三相電圧指令ｖｕｖｗと三角波状のキャリア信号との比較を行い、この比較した結果に基づいてＰＷＭ回路及びインバータ１２３内のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することで、所定の振幅及び所定の周波数の三相電圧をＰＭＳＭ１３に出力する。
電流検出器１２４は、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３の出力側とＰＭＳＭ１３との間に配されており、三相電流を検出して三相電流検出値ｉｕｖｗを出力する。
無効電力推定部１５は、三相二相変換器１５０と、乗算器１５１，１５２，１５５と、加算器１５３と、減算器１５６と、乗算器１５４と、を備える。
三相二相変換器１５０には、出力電圧位相θｖｆ及び三相電流検出値ｉｕｖｗが入力され、三相二相変換器１５０は、三相電流検出値ｉｕｖｗをγδ軸上に座標変換することで、γ軸電流推定値ｉγ及びδ軸電流推定値ｉδを出力する。
ここで、座標変換は、下記の式（８），（９）により行う。
三相二相変換器１５０には、出力電圧位相θｖｆ及び三相電流検出値ｉｕｖｗが入力され、三相二相変換器１５０は、三相電流検出値ｉｕｖｗをγδ軸上に座標変換することで、γ軸電流推定値ｉγ及びδ軸電流推定値ｉδを出力する。
ここで、座標変換は、下記の式（８），（９）により行う。
乗算器１５１は、入力されるδ軸電流推定値ｉδを二乗して出力する。
乗算器１５２は、入力されるγ軸電流推定値ｉγを二乗して出力する。
加算器１５３は、乗算器１５１の出力に乗算器１５２の出力を加算する。
乗算器１５４は、加算器１５３の出力に回転角周波数指令ωと、モータのｑ軸インダクタンス値Ｌｑと、を乗算する。
乗算器１５５は、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’にγ軸電流推定値ｉγを乗算する。
減算器１５６は、乗算器１５４の出力から乗算器１５５の出力を減算して出力する。
すなわち、無効電力推定部１５は、上記の式（６）のΔＱを算出して出力している。
乗算器１５２は、入力されるγ軸電流推定値ｉγを二乗して出力する。
加算器１５３は、乗算器１５１の出力に乗算器１５２の出力を加算する。
乗算器１５４は、加算器１５３の出力に回転角周波数指令ωと、モータのｑ軸インダクタンス値Ｌｑと、を乗算する。
乗算器１５５は、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’にγ軸電流推定値ｉγを乗算する。
減算器１５６は、乗算器１５４の出力から乗算器１５５の出力を減算して出力する。
すなわち、無効電力推定部１５は、上記の式（６）のΔＱを算出して出力している。
図６に示す電圧補償量指令演算部１４は、ＰＩ制御器１４１を備える。
ＰＩ制御器１４１には、減算器１５６の出力が入力され、ＰＩ制御器１４１は、上記の式（６）のΔＱが０となるように、ｄｑ軸無効電流目標値Ｑｄｑ＊＝０が入力され、電圧補償量指令Ｖｃｍｄを出力する。
そして、加算器１６によって、電圧補償量指令Ｖｃｍｄがδ軸の電圧指令ｖδに加算されてδ軸の補正後電圧指令ｖδ’が出力されることで、フィードバック制御が実現されている。
なお、ＰＩ制御器１４１に代えて、Ｐ（Proportional）演算を行うＰ制御器又はＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）演算を行うＰＩＤ制御器が設けられていてもよい。
そして、加算器１６によって、電圧補償量指令Ｖｃｍｄがδ軸の電圧指令ｖδに加算されてδ軸の補正後電圧指令ｖδ’が出力されることで、フィードバック制御が実現されている。
なお、ＰＩ制御器１４１に代えて、Ｐ（Proportional）演算を行うＰ制御器又はＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）演算を行うＰＩＤ制御器が設けられていてもよい。
以上説明したように、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となるように制御することで、図６に示す構成において最大トルク及び最大電流が得られるとされている。
上述した構成では、モータの制御軸上の無効電力Ｑｄｑがｑ軸インダクタンス値Ｌｑを用いて表現されている。
しかしながら、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、磁気飽和の影響を受けやすい。
特に、回転子に磁石が埋め込まれた、埋め込み型同期電動機であるＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）においては、負荷電流によってｑ軸インダクタンス値Ｌｑの変動が顕著である。
これにより、上記の式（４）又は図６に示す無効電力推定部１５におけるｑ軸インダクタンス値Ｌｑの設定値と真値との間に誤差が生じてしまい、負荷時のパラメータ変動による無効電力の推定精度の低下と、これに伴うインバータ装置の高効率制御の精度の低下とが発生するおそれがある。
上述した構成では、モータの制御軸上の無効電力Ｑｄｑがｑ軸インダクタンス値Ｌｑを用いて表現されている。
しかしながら、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、磁気飽和の影響を受けやすい。
特に、回転子に磁石が埋め込まれた、埋め込み型同期電動機であるＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）においては、負荷電流によってｑ軸インダクタンス値Ｌｑの変動が顕著である。
これにより、上記の式（４）又は図６に示す無効電力推定部１５におけるｑ軸インダクタンス値Ｌｑの設定値と真値との間に誤差が生じてしまい、負荷時のパラメータ変動による無効電力の推定精度の低下と、これに伴うインバータ装置の高効率制御の精度の低下とが発生するおそれがある。
そこで、本実施形態では、Ｖ／ｆ制御軸におけるδ軸インダクタンスの変動からｑ軸インダクタンス値Ｌｑの変動を推定し、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑを補正することで、無効電力の推定に用いるｑ軸インダクタンス値Ｌｑを真値に近づける。
図７は、本実施形態に係るインバータ装置が備える電圧補償量指令演算部１４と、無効電力推定部１５ａと、インダクタンス値補償部２０と、を示す図である。
図７に示す構成のうち、図６に示す構成と同じ構成については図６と同一の符号を付している。
図７に示す無効電力推定部１５ａは、加算器１５３の出力と乗算器１５４の入力との間に乗算器２１１が追加された点のみが無効電力推定部１５と異なり、その他の構成は同じである。
図７に示すインダクタンス値補償部２０は、微分器２０１と、乗算器２０２，２０８と、乗算器２０３，２０６と、減算器２０４，２０７と、除算器２０５，２０９，２１０と、を備える。
図７に示す構成のうち、図６に示す構成と同じ構成については図６と同一の符号を付している。
図７に示す無効電力推定部１５ａは、加算器１５３の出力と乗算器１５４の入力との間に乗算器２１１が追加された点のみが無効電力推定部１５と異なり、その他の構成は同じである。
図７に示すインダクタンス値補償部２０は、微分器２０１と、乗算器２０２，２０８と、乗算器２０３，２０６と、減算器２０４，２０７と、除算器２０５，２０９，２１０と、を備える。
はじめに、予め無負荷で行う事前運転時において、以下に示す構成と動作によって、無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０を算出する。
微分器２０１には、出力電圧位相θｖｆが入力され、微分器２０１は、出力電圧位相θｖｆを微分して回転角周波数ωｆを出力する。
なお、回転角周波数ωｆは、回転角周波数指令ωに置き換えられてもよい。
乗算器２０２には、回転角周波数ωｆ及び無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０が入力され、乗算器２０２は、回転角周波数ωｆに無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０を乗算した値を出力する。
乗算器２０３には、無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０が入力され、乗算器２０３は、無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０に巻線抵抗値Ｒを乗算した値を出力する。
減算器２０４は、乗算器２０３の出力から無負荷時γ軸電圧指令ｖγ０を減算して出力する。
除算器２０５には、乗算器２０２の出力及び減算器２０４の出力が入力され、除算器２０５は、減算器２０４の出力を乗算器２０２の出力で除算した無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０を出力する。
微分器２０１には、出力電圧位相θｖｆが入力され、微分器２０１は、出力電圧位相θｖｆを微分して回転角周波数ωｆを出力する。
なお、回転角周波数ωｆは、回転角周波数指令ωに置き換えられてもよい。
乗算器２０２には、回転角周波数ωｆ及び無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０が入力され、乗算器２０２は、回転角周波数ωｆに無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０を乗算した値を出力する。
乗算器２０３には、無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０が入力され、乗算器２０３は、無負荷時γ軸電流推定値ｉγ０に巻線抵抗値Ｒを乗算した値を出力する。
減算器２０４は、乗算器２０３の出力から無負荷時γ軸電圧指令ｖγ０を減算して出力する。
除算器２０５には、乗算器２０２の出力及び減算器２０４の出力が入力され、除算器２０５は、減算器２０４の出力を乗算器２０２の出力で除算した無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０を出力する。
ここで、無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０については、予め無負荷で行う事前運転時のパラメータとして、図示しない記憶部に記憶される。
次に、負荷運転時において、以下に示す構成と動作によって、δ軸インダクタンス値Ｌδを算出する。
乗算器２０６には、γ軸電流推定値ｉγが入力され、乗算器２０６は、γ軸電流推定値ｉγに巻線抵抗値Ｒを乗算した値を出力する。
減算器２０７は、乗算器２０６の出力からγ軸電圧指令ｖγを減算した値を出力する。
乗算器２０８には、回転角周波数ωｆ及びδ軸電流推定値ｉδが入力され、乗算器２０８は、回転角周波数ωｆにδ軸電流推定値ｉδを乗算した値を出力する。
除算器２０９には、減算器２０７の出力及び乗算器２０８の出力が入力され、除算器２０９は、減算器２０７の出力を乗算器２０８の出力で除算したδ軸インダクタンス値Ｌδを出力する。
更に、除算器２１０には、除算器２０９の出力であるδ軸インダクタンス値Ｌδ及び除算器２０５の出力である無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０（前記記憶部に記憶された値）が入力され、除算器２１０は、除算器２０９の出力を除算器２０５の出力で除算して無負荷時からのδ軸インダクタンスの変動率を出力する。
乗算器２１１には、加算器１５３の出力及び除算器２１０の出力が入力され、乗算器２１１は、加算器１５３の出力に除算器２１０の出力を乗算した値を出力する。
次に、負荷運転時において、以下に示す構成と動作によって、δ軸インダクタンス値Ｌδを算出する。
乗算器２０６には、γ軸電流推定値ｉγが入力され、乗算器２０６は、γ軸電流推定値ｉγに巻線抵抗値Ｒを乗算した値を出力する。
減算器２０７は、乗算器２０６の出力からγ軸電圧指令ｖγを減算した値を出力する。
乗算器２０８には、回転角周波数ωｆ及びδ軸電流推定値ｉδが入力され、乗算器２０８は、回転角周波数ωｆにδ軸電流推定値ｉδを乗算した値を出力する。
除算器２０９には、減算器２０７の出力及び乗算器２０８の出力が入力され、除算器２０９は、減算器２０７の出力を乗算器２０８の出力で除算したδ軸インダクタンス値Ｌδを出力する。
更に、除算器２１０には、除算器２０９の出力であるδ軸インダクタンス値Ｌδ及び除算器２０５の出力である無負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ０（前記記憶部に記憶された値）が入力され、除算器２１０は、除算器２０９の出力を除算器２０５の出力で除算して無負荷時からのδ軸インダクタンスの変動率を出力する。
乗算器２１１には、加算器１５３の出力及び除算器２１０の出力が入力され、乗算器２１１は、加算器１５３の出力に除算器２１０の出力を乗算した値を出力する。
次に、所定負荷時のδ軸電流推定値ｉδを所定負荷時δ軸電流推定値ｉδ１と設定し、このときのδ軸インダクタンス値Ｌδを所定負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ１と設定すると、所定負荷時δ軸インダクタンス値Ｌδ１は、この所定負荷における運転時のパラメータ及び下記の式（１０）を用いて取得される。
ここで、δ軸インダクタンス値Ｌδの変動率は、Ｌδ１／Ｌδ０となる。
そして、上記の式（６）において、無負荷時ｑ軸インダクタンス値Ｌｑ０を公称値で設定し、δ軸電流推定値ｉδの変化に合わせてδ軸インダクタンス値Ｌδの変動率を乗算することでｑ軸インダクタンス値Ｌｑが補正される。
そして、上記の式（６）において、無負荷時ｑ軸インダクタンス値Ｌｑ０を公称値で設定し、δ軸電流推定値ｉδの変化に合わせてδ軸インダクタンス値Ｌδの変動率を乗算することでｑ軸インダクタンス値Ｌｑが補正される。
ここで、上述のように、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの補正にδ軸インダクタンス値Ｌδの変動率を用いる理由を説明する。
まず、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１１）で表される。
まず、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１１）で表される。
上記の式（１０）におけるγ軸電流推定値ｉγの大きさと上記の式（１１）におけるｄ軸電流推定値ｉｄの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
同様に、γ軸電圧指令ｖγの大きさとｄ軸電圧指令ｖｄの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
また、同様に、δ軸電流推定値ｉδの大きさとｑ軸電流推定値ｉｑの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
従って、負荷の変化に対してのδ軸インダクタンス値Ｌδの大きさとｑ軸インダクタンス値Ｌｑの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
そのため、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの補正にδ軸インダクタンス値Ｌδの変動率を用いることができる。
同様に、γ軸電圧指令ｖγの大きさとｄ軸電圧指令ｖｄの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
また、同様に、δ軸電流推定値ｉδの大きさとｑ軸電流推定値ｉｑの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
従って、負荷の変化に対してのδ軸インダクタンス値Ｌδの大きさとｑ軸インダクタンス値Ｌｑの大きさの間には、概ね比例関係が成立する。
そのため、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの補正にδ軸インダクタンス値Ｌδの変動率を用いることができる。
このように、本実施形態に係るインバータ装置によれば、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの変動に応じた補正が可能である。
従って、本実施形態に係るインバータ装置によれば、磁気飽和に対してロバストとし、且つ高効率で運転することができる
従って、本実施形態に係るインバータ装置によれば、磁気飽和に対してロバストとし、且つ高効率で運転することができる
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、上述した構成に対して、構成要素の付加、削除又は転換を行った様々な変形例も含むものとする。
１１ 電圧指令演算部
１２ インバータ部
１２０ 座標変換器
１２２ 二相三相変換器
１２３ ＰＷＭ回路及びインバータ
１２４ 電流検出器
１３ ＰＭＳＭ
１４ 電圧補償量指令演算部
１４１ ＰＩ制御器
１５，１５ａ 無効電力推定部
１５０ 三相二相変換器
１５１，１５２，１５５ 乗算器
１５３ 加算器
１５４ 乗算器
１５６ 減算器
１６ 加算器
２０ インダクタンス値補償部
２０１ 微分器
２０２，２０３，２０６，２０８ 乗算器
２０４，２０７ 減算器
２０５，２０９，２１０ 除算器
２１１ 乗算器
１２ インバータ部
１２０ 座標変換器
１２２ 二相三相変換器
１２３ ＰＷＭ回路及びインバータ
１２４ 電流検出器
１３ ＰＭＳＭ
１４ 電圧補償量指令演算部
１４１ ＰＩ制御器
１５，１５ａ 無効電力推定部
１５０ 三相二相変換器
１５１，１５２，１５５ 乗算器
１５３ 加算器
１５４ 乗算器
１５６ 減算器
１６ 加算器
２０ インダクタンス値補償部
２０１ 微分器
２０２，２０３，２０６，２０８ 乗算器
２０４，２０７ 減算器
２０５，２０９，２１０ 除算器
２１１ 乗算器
Claims (2)
- 永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、
回転角周波数指令に基づいてγ軸の電圧指令及びδ軸の電圧指令を生成し、
下記の式（６）により算出したΔＱをＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出し、
前記γ軸の電圧指令と、前記δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算した前記δ軸の補正後電圧指令と、をα軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβに座標変換し、
前記α軸の電圧指令ｖα及び前記β軸の電圧指令ｖβに基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成し、
前記式（６）のｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１０）により算出したδ軸インダクタンスを用いて算出した、無負荷時からの前記δ軸インダクタンスの変動率を、無負荷時ｑ軸インダクタンス値Ｌｑ０に対して乗じることで補正された値であるインバータ装置。
- 永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、
回転角周波数指令に基づいてγ軸の電圧指令及びδ軸の電圧指令を生成すること、
下記の式（６）により算出したΔＱをＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出すること、
前記γ軸の電圧指令と、前記δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算した前記δ軸の補正後電圧指令と、をα軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβに座標変換すること、及び
前記α軸の電圧指令ｖα及び前記β軸の電圧指令ｖβに基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することを含み、
前記式（６）のｑ軸インダクタンス値Ｌｑは、下記の式（１０）により算出したδ軸インダクタンスを用いて算出した、無負荷時からの前記δ軸インダクタンスの変動率を、無負荷時ｑ軸インダクタンス値Ｌｑ０に対して乗じることで補正された値であるインバータ装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019171208A JP7251424B2 (ja) | 2019-09-20 | 2019-09-20 | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019171208A JP7251424B2 (ja) | 2019-09-20 | 2019-09-20 | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2021048740A JP2021048740A (ja) | 2021-03-25 |
| JP7251424B2 true JP7251424B2 (ja) | 2023-04-04 |
Family
ID=74878859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2019171208A Active JP7251424B2 (ja) | 2019-09-20 | 2019-09-20 | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7251424B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116345942B (zh) * | 2023-06-01 | 2023-08-25 | 华中科技大学 | 一种并网逆变器控制方法及其应用 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005184988A (ja) | 2003-12-19 | 2005-07-07 | Yaskawa Electric Corp | 永久磁石型交流電動機の速度制御装置 |
| JP5644820B2 (ja) | 2012-08-17 | 2014-12-24 | 株式会社安川電機 | モータ制御装置 |
-
2019
- 2019-09-20 JP JP2019171208A patent/JP7251424B2/ja active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005184988A (ja) | 2003-12-19 | 2005-07-07 | Yaskawa Electric Corp | 永久磁石型交流電動機の速度制御装置 |
| JP5644820B2 (ja) | 2012-08-17 | 2014-12-24 | 株式会社安川電機 | モータ制御装置 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 中島 雄希，Ｖ／ｆ制御に基づくＩＰＭＳＭの最大効率制御，平成２５年電気学会全国大会講演論文集 （第４分冊），日本，The Institute of Electrical Engineers of Japan，2013年03月，p.199～200 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2021048740A (ja) | 2021-03-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4988329B2 (ja) | 永久磁石モータのビートレス制御装置 | |
| US8988027B2 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
| JP4989075B2 (ja) | 電動機駆動制御装置及び電動機駆動システム | |
| KR101046802B1 (ko) | 교류 회전기의 제어 장치 및 이 제어 장치를 사용한 교류회전기의 전기적 정수 측정 방법 | |
| JP6367332B2 (ja) | インバータ制御装置及びモータ駆動システム | |
| JP3684203B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| US20170264227A1 (en) | Inverter control device and motor drive system | |
| KR20180030132A (ko) | 드라이브 시스템 및 인버터 장치 | |
| JP6414771B2 (ja) | モータ制御装置及びモータ制御方法 | |
| JP6166601B2 (ja) | モータ制御装置及び発電機制御装置 | |
| KR101941976B1 (ko) | 전동기 제어장치 | |
| JP5648310B2 (ja) | 同期モータの制御装置、及び同期モータの制御方法 | |
| JP4596906B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP7251424B2 (ja) | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 | |
| JP2013150498A (ja) | 同期電動機の制御装置及び制御方法 | |
| JP6541092B2 (ja) | 永久磁石同期電動機の制御装置 | |
| JP2016100994A (ja) | モータ制御装置及び発電機制御装置 | |
| JP2016096666A (ja) | モータ制御装置 | |
| KR20080019131A (ko) | 전압제어기를 이용한 유도전동기 및 그 제어방법 | |
| JP6908888B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| CN111801886A (zh) | 电力转换装置 | |
| KR102255250B1 (ko) | 인버터 제어장치 | |
| JP7226211B2 (ja) | インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 | |
| JP6680104B2 (ja) | モータの制御装置、及び、制御方法 | |
| US20230198438A1 (en) | Rotary machine control device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20220225 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20221108 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20221226 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20230221 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20230306 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7251424 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |