JP2017046456A - ドライブシステムおよびインバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 センサレス制御を安定して行うドライブシステムおよびインバータ装置を提供する。【解決手段】 実施形態のドライブシステムは、電動機Ｍと、電動機Ｍを駆動する交流電流を出力する主回路部５０と、主回路部５０の出力電流値を検出する検出部８０と、電動機Ｍに通電する電流に相当する電流指令値を生成する電流指令生成部１０と、電流指令値と電流値とが一致するように主回路部５０のゲート指令を生成するゲート指令生成部４０と、主回路部５０の出力電圧目標ベクトルを演算する演算部４２と、主回路部５０が起動する際の初期推定において、電流値と出力電圧目標ベクトルとに基づいて、電動機Ｍの回転位相推定値を演算する推定部７０と、を備える。初期推定における電流指令値は電動機Ｍの回転子を磁気飽和させる電流を流すものであって、回転位相推定値の演算に用いる電動機Ｍの動的インダクタンスは、電動機Ｍの回転子が磁気飽和したときの値である。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、ドライブシステムおよびインバータ装置に関する。

電動機を制御するインバータ装置において、小型軽量・低コスト化・信頼性向上のため、レゾルバ・エンコーダ等の回転子の位置センサを用いないセンサレス制御法が提案されている。

例えば、巻線に鎖交する無負荷磁束により発生する電圧情報を用いて回転子位置を推定する方法や、高調波電圧を重畳して回転子突極に起因して発生する高調波電流情報を用いるセンサレス方法が提案されている。

また、鉄道や産業用途に用いられるインバータ装置では、惰行運転や瞬時停電などからインバータを起動するときに、回転子位置の初期推定が必要となる。この場合、再起動の際にインバータ装置のスイッチングパタンを制御して、巻線を短絡させることにより発生する電流を観測して回転子位置を推定する方法や、磁石誘起電圧で発生する電流をゼロに抑制制御して、その際に発生する特徴量を利用して回転子位置を推定する方法が提案されている。

さらに、ＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）向けのフリーラン再起動の方式として、非ゼロ電圧ベクトルを出力するインバータスイッチングを行い、モータ速度に依らず一つの数式で回転子位置を推定する方法が提案されている。

特許第５５３４９３５号公報

例えば電動機としてＳｙｎＲＭ（シンクロナスリラクタンスモータ）を制御する場合、通電する電流によって大きくインダクタンスが変化する。ＰＭＳＭは回転子に磁石があるために回転子のセンターブリッジは常に磁気飽和した状態であって、電流変化に対するインダクタンス（動的インダクタンス）の変化は小さい。これに対してＳｙｎＲＭは電流通電により回転子のセンターブリッジにおける磁気飽和が進むため、ＰＭＳＭと比較すると電流変化に対するインダクタンスの変化が大きくなる。

センサレス制御を行う際に制御用パラメータとして例えば磁気飽和が生じていない場合のインダクタンスを用いた場合、実際のモータパラメータと制御用パラメータとに乖離が生じ、電動機の回転位相が精度よく演算できず、センサレス制御ができないもしくは不安定化することがあった。

本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、電動機の回転位相および回転速度の推定値を制度良く演算し、センサレス制御を安定して行うことが可能なドライブシステムおよびインバータ装置を提供することを目的とする。

実施形態によるドライブシステムは、電動機と、前記電動機を駆動する交流電流を出力するインバータ主回路部と、前記インバータ主回路部から出力される交流電流の電流値を検出する電流検出部と、前記電動機に通電する電流に相当する電流指令値を生成する電流指令生成部と、前記電流指令値と前記電流検出部で検出した電流値とが一致するように前記インバータ主回路部のゲート指令を生成するゲート指令生成部と、前記ゲート指令に基づいて前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルを演算する出力電圧目標ベクトル演算部と、前記インバータ主回路部が起動する際の初期推定において、前記電流検出部で検出された電流値と前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルとに基づいて、前記電動機の回転位相推定値を演算する回転位相推定部と、を備え、前記初期推定における前記電流指令値は、前記電動機の回転子を磁気飽和させる電流を流すものであって、前記推定誤差演算部において、前記回転位相推定値の演算に用いる前記電動機の動的インダクタンスは、前記電動機の回転子が磁気飽和したときの値である。

図１は、第１実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の一構成例を説明するためのブロック図である。 図２は、第１実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置におけるｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。 図３は、図１に示すゲート指令生成部の一構成例を説明するための図である。 図４は、図１に示す電動機の一部の構成例を説明するための図である。 図５は、図４に示した構成の電動機に電流通電した際のｄ軸インダクタンスの変化の一例を示す図である。 図６は、回転子にセンターブリッジを備えないＳｙｎＲＭに電流通電した際の電流変化に対するｄ軸インダクタンスの変化の一例を示す図である。 図７は、電動機の回転子位置の初期推定を行った後に通常制御を行うインバータ装置の動作の一例を説明するための図である。 図８は、電動機の回転子位置の初期推定を行った後に通常制御を行うインバータ装置の動作の一例を説明するための図である。 図９は、第２実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の電流指令生成部の一構成例を説明するための図である。 図１０は、第３実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の一構成例を説明するためのブロック図である。

以下、第１実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の一構成例を説明するためのブロック図である。

本実施形態のドライブシステムは、電動機Ｍとインバータ装置とを備えている。インバータ装置は、電流指令生成部１０と、ｄｑ／αβ変換部２０と、角度演算部３０と、ゲート指令生成部４０と、３相インバータ主回路部５０と、ｕｗ／αβ変換部６０と、回転位相推定部７０と、電流検出部８０と、を備えている。

電流指令生成部１０は、上位コントローラＣＴＲから、電流振幅指令ｉｄｑ_rｅｆと、電流位相指令β_ｒｅｆと、電流通電フラグＩｏｎと、を受信する。電流指令生成部１０は、電流振幅指令と電流位相指令とに基づいて、電動機Ｍに通電するｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとを演算し、電流通電フラグＩｏｎがオン（ハイレベル）のときにその値を出力する。ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆは下記式により求められる。
ｉｄ_ｒｅｆ＝−ｉｄｑ_rｅｆ・ｓｉｎβ_ｒｅｆ
ｉｑ_ｒｅｆ＝ｉｄｑ_rｅｆ・ｃｏｓβ_ｒｅｆ

図２は、第１実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置におけるｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。
ｄ軸は、電動機Ｍの回転子において静的インダクタンスが最も小さくなるベクトル軸であり、ｑ軸は電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。これに対し、推定回転座標系は回転子の推定位置におけるｄ軸とｑ軸とに対応する。すなわち、ｄ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｄｃ軸であり、ｑ軸から推定誤差Δθだけ回転してベクトル軸がｑｃ軸である。上記式により求められるｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆはｄｃ軸から１８０度回転した方向のベクトル値であって、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆはｑｃ軸の方向のベクトル値である。

ｄｑ／αβ変換部２０は、ｄｑ軸の座標系で表されたｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとを、αβ軸の固定座標系で表されたα軸電流指令値ｉα_ｒｅｆとβ軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆとに変換する。なお、α軸は、電動機ＭのＵ相巻線軸を示し、β軸はα軸に直交する軸である。αβ軸の固定座標系で表された値は、電動機の回転子位相角を用いることなく演算することが可能である。

ｄｑ／αβ変換部２０の後段には差分器が配置されている。ｄｑ／αβ変換部２０から出力されたα軸電流指令値ｉα_ｒｅｆおよびβ軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆは差分器に入力される。また、電流検出部８０により、インバータ主回路部５０から出力された電流値が検出され、ｕｗ／αβ変換部６０によりαβ軸固定座標系に変換された電流値ｉα_ＦＢＫ、ｉβ_ＦＢＫが差分器に入力される。差分器は、α軸電流指令値ｉα_ｒｅｆと３相インバータ主回路部５０から出力された電流値ｉα_ＦＢＫとの電流ベクトル偏差Δｉαと、β軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆと３相インバータ主回路部５０から出力された電流値ｉβ_ＦＢＫとの電流ベクトル偏差Δｉβとを出力する。

角度演算部３０には、差分器から出力された電流ベクトル偏差Δｉαと、電流ベクトル偏差Δｉβとが入力される。角度演算部３０は、入力された電流ベクトル偏差Δｉα、Δｉβからαβ軸（固定座標系）の電流ベクトル偏差の角度θｉを演算する。角度θｉは、電流ベクトル偏差Δｉα、Δｉβの逆正接（ｔａｎ^−１）により求められる。

図３は、図１に示すゲート指令生成部の一構成例を説明するための図である。
ゲート指令生成部４０は、電流指令値と実際にインバータ主回路部５０から出力された電流値とが一致するように、インバータ主回路部５０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子に与えるゲート指令を出力する。

本実施形態では、インバータ主回路部５０の６つ（各相２つ）のスイッチング素子のスイッチング状態の組み合わせは８通りあることから、インバータ主回路部５０の出力電圧に各相の位相差を考慮して、それぞれのスイッチング状態に対応する８つの電圧ベクトルを仮想している。８つの電圧ベクトルは、互いにπ／３だけ位相が異なり且つ大きさが等しい６つの基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、２つのゼロベクトルＶ０、Ｖ７として表現することができる。ここで、８つの電圧ベクトルは８通りのスイッチング状態に対応し、例えば、各相の正側のスイッチング素子がオンであるときに「１」と表し、各相の負側のスイッチング素子がオンであるときに「０」と表したものである。

本実施形態では、電流指令値と検出電流の電流ベクトル偏差の角度θｉに基づいて、非ゼロ電圧ベクトル（零電圧ベクトルＶ０＝（０００）およびＶ７＝（１１１）以外の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６）を選択してゲート指令を生成する電流追従型ＰＷＭ制御を例として説明する。電圧ベクトルＶ１は、ＵＶＷのゲート指令で表すと、（００１）に対応する。同様に、Ｖ２〜Ｖ７、Ｖ０は、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）、（０００）である。このうち、Ｖ０とＶ７は、ＵＶＷの相間電圧が０Ｖであるから零電圧ベクトルといい、Ｖ２〜Ｖ６は非零電圧ベクトルという。インバータ主回路部５０が零電圧ベクトルＶ０又はＶ７を出力しているとき、電流は回転子の誘起電圧のみにより変化し、その変化量が小さくなる。したがって、本実施形態では、回転子位置を検出する際に電流微分項を大きくするため、電圧ベクトルとして非零電圧ベクトルのみを選択するものとしている。

ゲート指令生成部４０は、角度θｉの範囲に対するＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート指令格納したテーブルＴＢと、出力電圧目標ベクトル演算部４２と、を備えている。ゲート指令生成部４０は、テーブルＴＢを用いて、電圧ベクトルＶ４を基準（＝０）として、角度θｉのベクトルに最も近い電圧ベクトルを選択し、選択した電圧ベクトルに対応するゲート指令を出力する。

出力電圧目標ベクトル演算部４２は、テーブルＴＢから出力されたゲート指令を受信し、ＵＶＷ相に対応したゲート指令をαβ変換してαβ軸固定座標系の出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβを演算して出力する。出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβは、インバータ主回路部５０のゲート指令から演算できる３相交流電圧指令をαβ変換したものであって、ゲート指令が実現しようとしているインバータ主回路部５０の出力電圧のベクトル値である。

インバータ主回路部５０は、直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ主回路部５０のスイッチング素子は、ゲート指令生成部４０から受信したゲート指令により制御される。インバータ主回路部５０は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを交流負荷である電動機Ｍへ出力する３相交流インバータである。また、インバータ主回路部５０は、電動機Ｍで発電された電力を直流電源である二次電池へ充電することも可能である。

図４は、図１に示す電動機の一部の構成例を説明するための図である。なお、ここでは、電動機Ｍの一部のみを示しており、電動機Ｍの固定子１００および回転子２００は、例えば図４に示す構成を複数組み合わせたものとなる。

電動機Ｍは、例えば、固定子１００と、回転子２００とを備えたシンクロナスリラクタンスモータである。回転子２００は、エアギャップ２１０と、外周ブリッジＢＲ１と、センターブリッジＢＲ２とを有している。

センターブリッジＢＲ２は、回転子２００の外周と中心とを結ぶライン上に配置している。なお、センターブリッジＢＲ２が配置したラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２００の外周とエアギャップ２１０との間に位置している。図４に示す電動機Ｍの部分には、回転子２００の外周部から中心部に向かって延びた６つのエアギャップ２１０が設けられている。エアギャップ２１０は、センターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。

回転位相推定部７０は、インバータ主回路部５０が起動する際の初期推定において、電流検出部８０で検出された電流値とインバータ主回路部５０の出力電圧目標値Ｖα、Ｖβとに基づいて、電動機Ｍの回転位相推定値を演算する。
回転位相推定部７０は、αβ／ｄｑ変換部７２と、推定誤差演算部７４と、ＰＬＬ演算部７６と、ローパスフィルタＦＬと、積分器７８と、を備えている。
αβ／ｄｑ変換部７２は、積分器７８から回転位相推定値θｅｓｔを受信し、ゲート指令生成部からαβ軸固定座標系の出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβを受信し、ｕｗ／αβ変換部６０からαβ軸固定座標系の電流値ｉα_ＦＢＫ、ｉβ_ＦＢＫを受信し、これらのベクトル値をｄｑ軸座標系に変換して出力する。αβ／ｄｑ変換部７２から出力される値は、推定誤差Δθを含むｄｃｑｃ座標系の電圧ベクトルＶｄｃ、Ｖｑｃと、電流ベクトルｉｄｃ、ｉｑｃとである。

推定誤差演算部７４は、αβ／ｄｑ変換部７２から電圧ベクトルＶｄｃ、Ｖｑｃと、電流ベクトルｉｄｃ、ｉｑｃと、を受信し、これらに基づいて推定誤差Δθを演算する。以下に、推定誤差Δθの演算式について説明する。

まず、ＳｙｎＲＭの電圧方程式は数式１にて表現される。
ここで、Ｒは電動機Ｍの巻線抵抗であり、ωｅは電気角角速度であり、Ｌｄ、Ｌｑはｄｑ軸座標系のインダクタンスであり、ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。

更に、上記数式１を、一般的に使用されている拡張誘起電圧表現に書き換えると数式２のように表現される。
このとき、ｄｑ軸に対して推定誤差Δθを生じる場合、数式２は数式３のように書き換えることができる。

ここで、基本波電流に対するインダクタンスと、高調波電流に対するインダクタンスとの振る舞いが異なることに着目し、基本波電流に対するインダクタンス（静的インダクタンス）をＬｄａ、Ｌｑａとし、高調波電流に対するインダクタンス（動的インダクタンス）をＬｄｈ、Ｌｑｈとすると、数式３は数式４のように表現される。

ただし、上記数式４においてＥｘは下記数式５により演算される値であり、Ｅｘは拡張誘起電圧である。
推定誤差Δθを演算するために数式４を変形すると、数式６のように表現される。

更に数式６のｄｃ軸とｑｃ軸との成分を割り算して逆正接をとると、推定誤差Δθは数式７のように表現される。

推定誤差演算部７４は、上記数式７を用いて、推定誤差Δθを演算することができる。しかしながら、インバータ主回路部５０を停止した状態から電動機ＭであるＳｙｎＲＭを再起動する際には、以下の課題があった。

上述の数式５によると、ＳｙｎＲＭに電流を通電しない場合の拡張誘起電圧がゼロであるため、無負荷電圧を利用した方法では回転位相を計算できない。同様に、無負荷電圧が無いために巻線短絡を行ってもモータに電流は流れず回転位相を計算できない。

電動機ＭとしてＳｙｎＲＭを採用した場合、通電する電流によって大きくインダクタンスが変化する。特に、ＳｙｎＲＭの回転子２００にセンターブリッジＢＲ２を設けたときに、インダクタンスの変化が大きくなる傾向がある。例えば、ＰＭＳＭは回転子に磁石があるために回転子のセンターブリッジは常に磁気飽和しており、電流変化に対するインダクタンス（動的インダクタンス）の変化は小さい。これに対してＳｙｎＲＭは電流通電により回転子のセンターブリッジの磁気飽和が進むため、電流変化に対するインダクタンスの変化が激しくなる。

図５は、図４に示した構成の電動機に電流通電した際の電流変化に対するｄ軸インダクタンスの変化の一例を示す図である。なお、図５では、四角のプロットが静的インダクタンスＬｄａを示し、ひし形のプロットが動的インダクタンスＬｄｈを示している。また、この例で用いた電動機は定格で１０ｋＷ程度の出力を行うものであって、横軸は、電動機Ｍの定格電流を１としたときのｄ軸電流の大きさを比で表した値であり、縦軸は電動機Ｍの動的インダクタンスＬｄｈの最大値を１として動的インダクタンスＬｄｈを比で表した値である。

図５に示す例によれば、ｄ軸電流が小さいときには動的インダクタンスＬｄｈは大きいが、ｄ軸電流が大きくなると動的インダクタンスＬｄｈの値が急激に小さくなり、ｄ軸電流が定格電流に対して２割程度の大きさ以上のときに動的インダクタンスＬｄｈの変化が小さくなる。

図６は、回転子２００にセンターブリッジを備えないＳｙｎＲＭに電流通電した際の電流変化に対するｄ軸インダクタンスの変化の一例を示す図である。なお、図６も図５と同様に、四角のプロットが静的インダクタンスＬｄａを示し、ひし形のプロットが動的インダクタンスＬｄｈを示している。また、横軸は、電動機Ｍの定格電流を１としたときのｄ軸電流の大きさを比で表した値であり、縦軸は電動機Ｍの動的インダクタンスＬｄｈの最大値を１として動的インダクタンスＬｄｈを比で表した値である。

図６に示す例によれば、回転子２００にセンターブリッジを設けた図５の例に比べて動的インダクタンスＬｄｈの変化は小さくなるものの、ｄ軸電流が小さいときには動的インダクタンスＬｄｈは大きく、ｄ軸電流が大きくなると動的インダクタンスＬｄｈの値が小さくなり、ｄ軸電流が定格電流に対して２割程度の大きさ以上であるときに動的インダクタンスＬｄｈの変化が小さくなる傾向が得られた。このことから、回転子２００にセンターブリッジを設けるか否かに関わらず、ｄ軸電流が定格電流に対して２割程度の大きさのときには、回転子２００が磁気飽和状態となっているものと考えられる。

数式７を用いて推定誤差Δθを演算する場合には、動的インダクタンスＬｄｈをパラメータとして設定し、その値を用いて推定誤差Δθを演算する。動的インダクタンスＬｄｈはｄ軸電流による関数であり、動的インダクタンスＬｄｈのｄ軸電流の変化に対する変化が大きい場合には、パラメータ設定値と実際値に乖離が生じるために回転位相が精度よく演算できず、センサレス制御ができないもしくは不安定化することになる。

そこで、本実施形態では、推定誤差演算部７４では、回転位相推定値θｅｓｔの演算に用いる電動機Ｍの動的インダクタンスＬｄｈは、電動機Ｍの回転子が磁気飽和したときの値としている。すなわち、推定誤差演算部７４では、ｄ軸電流が定格電流に対して２割以上であって定格電流以下の範囲の電流に対応した動的インダクタンスＬｄｈの値、例えば、動的インダクタンスＬｄｈの最大値の１割以下の値を数式７のパラメータに設定し、推定誤差Δθを演算している。このとき、電流指令生成部１０は、電動機Ｍに対してｄ軸電流を通電する位置探査用電流指令を出力している。初期推定における電流指令（位置探査用電流指令）は、電動機Ｍの回転子を磁気飽和させる値に設定される。なお、電動機Ｍの回転子が磁気飽和した状態とは、ｄ軸電流の変化に対する電動機Ｍの動的インダクタンスＬｄｈの変化が十分に小さくなっている状態である。上記のように動的インダクタンスＬｄｈの値をパラメータとして設定することにより、ＳｙｎＲＭの構成に関わらず、数式７を用いて推定誤差Δθを演算することが可能となる。また、電動機ＭにＰＭＳＭを採用した場合であっても、同様に動的インダクタンスＬｄｈを設定することにより、数式７を用いて推定誤差Δθを演算することが可能である。

また、図５および図６の例によれば、ｄ軸電流が定格電流の２割程度で動的インダクタンスＬｄｈの値が安定していることから、回転子位置の初期推定を行う際には、電動機Ｍに流れるｄ軸電流が定格電流の２割程度の大きさ以上となるように、探査電流指令値を設定すべきである。また、探査電流指令値の最大値は定格電流以下とすることが望ましい。電動機Ｍの構成により探査電流が大きくなるとトルクショックにより電動機Ｍの故障や、電動機Ｍに付随した機器の故障の原因となるため、トルクショックの規定がある場合には、更に、トルクショックが出ないように設定すべきである。

初期推定の際に電動機に流すことができる電流の最大値は、下記のようにトルクの許容値Ｔｓにより決定することができる。推定誤差Δθ≒Δβを考慮したトルクは下記式のように表すことができる。

初期位相推定の制御中はβｒｅｆ＝０で制御し、下記式のようにΔβ分に比例したトルクが出力される。

トルク許容値をＴｓとすると、電動機Ｍに流すことができる探査電流は下記のように演算することが可能である。

ＰＬＬ演算部７６は、推定誤差演算部７４で演算された推定誤差Δθを受信し、推定誤差Δθがゼロとなるように、回転速度推定値ωｅｓｔ´を演算して出力する。なお、この回転速度推定値ωｅｓｔ´は、基本波以外の周波数成分を含むため、ローパスフィルタＦＬにより基本波成分以外の周波数成分を除いて、回転速度推定値ωｅｓｔとして推定誤差演算部７４と積分器７８とに出力される。ＰＬＬ演算部７６と、ローパスフィルタＦＬとは、推定誤差Δθがゼロとなるように回転速度推定値ωｅｓｔを演算する演算部である。
積分器７８は、回転速度推定値ωｅｓｔを積分して回転位相推定値θｅｓｔを演算し、ｄｑ／αβ変換部２０およびαβ／ｄｑ変換部７２へ出力する。

次に、インバータ装置が停止若しくはそれに準ずる状態から起動する際のインバータ装置の動作についての一例について説明する。
図７は、電動機の回転子位置の初期推定を行った後に通常制御を行うインバータ装置の動作の一例を説明するための図である。ここでは、通電する電流位相指令ｉｄｑ_ｒｅｆは、ｄ軸電流の定格電流の２割以上の大きさとなる値であって、電気的に１８０ｄｅｇ進んだ位相（−ｄ軸方向）に電流を通電する例について説明する。

まず、インバータ装置が停止している状態において、上位コントローラＣＴＲが起動指令および電流通電フラグＩｏｎをゼロから１へ立ち上げる。インバータ装置は、上位コントローラＣＴＲからの起動指令が１となると、起動処理を行う。

続いて、上位コントローラＣＴＲが初期推定開始フラグをゼロから１へ立ち上げる。インバータ装置の電流指令生成部１０は、電流通電フラグＩｏｎが１であり、かつ、初期推定開始フラグが１となると、ｄ軸電流指令ｉｄ_ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ_ｒｅｆを出力する。このとき電流指令生成部１０から出力されるｄ軸電流指令ｉｄ_ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ_ｒｅｆは、位置探査用電流指令であって、ｄ軸電流の定格電流の２割以上の大きさであり、電気的に１８０ｄｅｇ進んだ位相（−ｄ軸方向）に電流を通電ように設定される。この位置探査用電流指令により電動機Ｍを駆動すると、電動機Ｍの回転子２００の磁気飽和が進み、電動機Ｍの回転子が十分磁気飽和した状態となり、動的インダクタンスＬｄｈが最大値の１割程度の値で安定する。

回転位相推定部７０は、初期推定開始フラグが１となったときに、初期推定の動作を開始する。このとき、推定誤差演算部７４は、上述の数式７で用いる動的インダクタンスＬｄｈのパラメータを、例えば、定格電流の２割以上であって定格電流以下の電流値に対応する値とする。

図７によれば、初期推定を開始してから電動機Ｍに流れる電流がｄ軸電流指令ｉｄ_ｒｅｆとなるまでの間は、電動機Ｍの動的インダクタンスＬｄｈの値が安定しないため、回転位相推定値θｅｓｔと実際値との推定誤差が大きくなっているが、電動機Ｍに流れるｄ軸電流がｄ軸電流指令値に近付くと電動機Ｍの回転子２００の磁気飽和が進み、回転位相推定値θｅｓｔと実際値との推定誤差Δθが小さくなっている。電動機Ｍに流れるｄ軸電流がｄ軸電流指令値と略等しくなったときには、回転位相推定値θｅｓｔと実際値との推定誤差Δθも略ゼロとなり、正確な回転位相推定値θｅｓｔを演算することができている。

続いて、上位コントローラＣＴＲが推定完了フラグおよび力行フラグをゼロから１へ立ち上げる。上位コントローラＣＴＲは、初期推定開始フラグを立ち上げてから所定時間経過後に推定完了フラグを立ち上げても良く、推定誤差Δθの値を監視して推定誤差Δθの大きさが所定値以下となった際に推定完了フラグを立ち上げても良い。

推定完了フラグおよび力行フラグが立ち上がると、上位コントローラＣＴＲは、通常制御の電流指令ｉｄｑ_ｒｅｆをインバータ装置へ出力する。図７の例では初期推定後に力行を行う例を示している。この通常制御では、初期推定にて推定された回転位相推定値θｅｓｔおよび回転速度推定値ωｅｓｔを電動機Ｍの回転位相および回転速度の初期値として採用する。電流指令生成部１０は、初期推定終了後に上位コントローラＣＴＲから出力される推定完了フラグが立ち上がり、かつ、力行フラグが立ち上がったときに、電流位相指令を初期推定時よりも遅れた値とする。この例では、初期推定の動作において、位置探査用電流指令は−ｄ軸方向に電流を流すものと設定していたため、力行制御を開始する際にｄ軸電流指令の変化を小さくすることができ、初期推定から通常制御への移行がスムーズに行える。

図８は、電動機の回転子位置の初期推定を行った後に通常制御を行うインバータ装置の動作の一例を説明するための図である。なお、この例において、初期推定の動作は図７に示した例と同様である。

初期推定開始フラグを立ち上げた後、上位コントローラＣＴＲが推定完了フラグおよび回生フラグをゼロから１へ立ち上げる。上位コントローラＣＴＲは、初期推定開始フラグを立ち上げてから所定時間経過後に推定完了フラグを立ち上げても良く、推定誤差Δθの値を監視して推定誤差Δθの大きさが所定値以下となった際に推定完了フラグを立ち上げても良い。

推定完了フラグおよび回生フラグが立ち上がると、上位コントローラＣＴＲは、通常制御の電流指令ｉｄｑ_ｒｅｆをインバータ装置へ出力する。図８の例では初期推定後に回生を行う例を示している。この通常制御では、初期推定にて推定された回転位相推定値θｅｓｔおよび回転速度推定値ωｅｓｔを電動機Ｍの回転位相および回転速度の初期値として採用する。電流指令生成部１０は、初期推定終了後に上位コントローラＣＴＲから出力される推定完了フラグが立ち上がり、かつ、回生フラグが立ち上がったときに、電流位相指令を初期推定時よりも進んだ値とする。この例では、初期推定の動作において、位置探査用電流指令は−ｄ軸方向に電流を流すものと設定していたため、回生制御を開始する際にｄ軸電流指令の変化を小さくすることができ、初期推定から通常制御への移行がスムーズに行える。

上記のように、本実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置によれば、電動機の回転位相および回転速度の推定値を制度良く演算し、センサレス制御を安定して行うことが可能なインバータ装置を提供することができる。

次に、第２実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置について図面を参照して以下に説明する。
図９は、第２実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の電流指令生成部の一構成例を説明するための図である。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態のインバータ装置は、電流指令生成部１２を備えている。
電流指令生成部１２は、変化率レート指令部１４と、変化率リミッタ１６と、電流指令演算部１８と、を備えている。

変化率レート指令部１４は、推定誤差演算部７４で演算された推定誤差Δθを受信して、推定誤差Δθの値に応じた変化率レートＳａを出力する。変化率レート指令部１４は、例えば、推定誤差Δθの値が大きいほど変化率レートＳａを小さくし、推定誤差Δθの値が小さいほど変化率レートＳａを大きくする。また、変化率リミットの増加率Ｓａは回転位相誤差に応じて変更すればよく、回転位相誤差が所定値以内に収まるように決定する。

変化率リミッタ１６は、電流振幅指令値ｉｄｑ_ｒｅｆと変化率レートＳａとを受信する。なお、変化率リミッタ１６の前段には、電流通電フラグＩｏｎがオン（＝１）のときのみ電流振幅指令ｉｄｑ_ｒｅｆを変化率リミッタ１６に入力する演算部が設けられている。変化率リミッタ１６は、ゼロから１へステップ状に変化する電流振幅指令ｉｄｑ_ｒｅｆを、変化率レートＳａの大きさに基づいて徐々に増加させて出力する。

電流指令演算部１８は、変化率リミッタ１６から出力された電流振幅指令ｉｄｑ_rｅｆと、外部から入力された電流位相指令β_ｒｅｆと、を受信する。電流指令演算部１８は、上述の第１実施形態の電流指令生成部１０と同じ演算を行う。すなわち、電流指令演算部１８は、下記式によりｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとを演算する。
ｉｄ_ｒｅｆ＝−ｉｄｑ_rｅｆ・ｓｉｎβ_ｒｅｆ
ｉｑ_ｒｅｆ＝ｉｄｑ_rｅｆ・ｃｏｓβ_ｒｅｆ

上述の第１実施形態において、電流振幅指令ｉｄｑ_ｒｅｆはゼロから１へステップ状変化する場合、初期推定を開始したときのように回転位相推定が精度よく行われていない状態で電流を通電する場合には、トルクショックを発生することがある。例えばＳｙｎＲＭのトルクは下記数式８で表現される。

上記数式８は、回転位相推定に誤差が無い場合であり、回転位相推定に誤差がある場合は等価的に電流位相に推定誤差Δβが発生してβ_ｒｅｆ＋Δβとなる。その際のトルクは下記数式９のように表現することができる。

さらに、上記数式９において、通電する電流位相指令を−ｄ軸方向（β_ｒｅｆ＝９０ｄｅｇ）とすると、下記数式１０のように表現することができる。

上記数式１０によれば、トルクショックは電流振幅の二乗とｓｉｎ２Δβに比例することが分かる。電流通電を開始する際に回転位相推定誤差が４５ｄｅｇである場合、発生するトルクショックは最大値となる。力行制御や回生制御を行う前の初期推定時にトルクショックを発生することは、例えば鉄道であれば乗り心地の悪化を招いてしまう。

これに対し、本実施形態では初期推定時に通電する電流に対する変化率リミッタ１６を設けている。変化率リミッタ１６により電流振幅指令ｉｄｑ_ｒｅｆの変化率にレートを持たせることでトルクショックを低減することができる。

なお、本実施形態では、回転位相誤差Δθの値に応じて変化率レートＳａを決定したが、回転位相誤差Δθに限ったものではなくトルクを直接検出して変化率レートを決定する方法や解析結果等のデータを用いて予め変化率レートを決定する方法であっても、初期推定時のトルクショックを低減することができる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の第１実施形態と同様の効果が得られるとともに、初期推定時のトルクショックを低減でき、ドライブシステム、インバータ装置および電動機を搭載した車両等の乗り心地とトルク推定精度を向上することができる。

次に、第３実施形態のインバータ装置について図面を参照して以下に説明する。
図１０は、第３実施形態のドライブシステムおよびインバータ装置の一構成例を説明するためのブロック図である。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成について同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態のインバータ装置は、磁束検出部９０を更に備えている。また、回転位相推定部７０は、３相／ｄｑ変換部７３と、２つの微分器７５と、を更に備えている。

磁束検出部９０は、例えばホール素子などの磁気センサであって、電動機Ｍの交流磁束φｕ、φｖ、φｗを検出して出力する。各相の交流磁束φｕ、φｖ、φｗは、φｕ＝Φｃｏｓωｔ、φｖ＝Φｃｏｓ（ωｔ−１２０°）、φｗ＝Φｃｏｓ（ωｔ−２４０°）と表すことができる。

３相／ｄｑ変換部７３は、磁束検出部９０で検出された交流磁束φｕ、φｖ、φｗを受信し、ｄｑ軸座標系のベクトル値φｄ、φｑへ変換して出力する。
３相／ｄｑ変換部７３から出力されたベクトル値φｄ、φｑは微分器７５でそれぞれ微分されて、下記式のようにｄｑ軸座標系の電圧値Ｖｄ、Ｖｑが演算される。

微分器７５で演算された電圧値Ｖｄ、Ｖｑは、推定誤差演算部７４に入力される。推定誤差演算部７４は、上述の数式７のＶｄｃに電圧値Ｖｄを用い、数式７のＶｑｃの電圧値Ｖｑを用いて推定誤差Δθを演算する。したがって、本実施形態のインバータ装置では、上述の第１実施形態のゲート指令生成部４０の出力電圧目標ベクトル演算部４２を省略してもよい。

上記の構成以外は、本実施形態のインバータ装置は上述の第１実施形態のインバータ装置と同様である。本実施形態のインバータ装置によれば、第１実施形態のインバータ装置と同様の効果を得ることができる。なお、本実施形態のインバータ装置の電流指令生成部１０に代えて、第２実施形態の電流指令生成部１２を採用しても構わない。その場合には、上述の第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、上述の複数の実施形態では、電動機ＭとしてＳｙｎＲＭを採用した例について説明したが、例えばＰＭＳＭなどを電動機Ｍとして採用した場合であっても上述の実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、上述の実施形態では、インバータ主回路部５０へのゲート指令を電流偏差に応じて決定する電流追従型ＰＷＭ制御を用いたシステムを示したが、電流を制御する方法であれば他の方法であっても同様の効果が得られ、例えば電流偏差に基づいてインバータ電圧指令を演算するＰＩ制御のような方法でも同様な効果が得られる。また、上述の実施形態ではゲート指令を電流ベクトル偏差の角度から直接決定する方法を例としたが、電流を制御するためのゲート指令が決定できれば、例えば三角波比較変調や空間ベクトル変調のような方法を用いても同様の効果が得られる。

また、上述の実施形態では通電する電流振幅指令ｉｄｑ_ｒｅｆを、電動機に流れる電流−インダクタンス特性を基に決定する例を説明したが、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）が磁気飽和したと判断できる方法であれば他の方法（例えば回転子２００のセンターブリッジＢＲ２の磁束密度を基に電流指令を決定する方法）であっても良い。

また、上述の実施形態では、位置探査用電流指令を−ｄ軸方向として電流を通電する方法を説明したが、位置探査用電流指令を＋ｄ軸方向として電流を通電しても回転位相と回転速度とを推定することが可能である。また、上述の実施形態では、回転座標系上で回転位相誤差を計算し、その情報から回転位相と回転速度とを演算する方法を例としたが、例えば特許文献１に開示されているように回転位相を直接演算する方法であっても同様な効果が得られる。

さらに、上述の実施形態では電流偏差に応じてインバータへのゲート指令を決定したが、ゲート指令を決定する手段は電流偏差ベクトルに限ったものではなく、電流を制御するためのスイッチング方法が決定できる方法であれば、例えばモータ磁束ベクトルを基にした方法であっても同様の効果が得られる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
なお、上記の複数の実施形態のインバータ装置における全ての演算は、ソフトウエアにより実現されても良く、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアとハードウエアの組み合わせにより実現されてもよい。上記複数の実施形態のインバータ装置は、例えば、１つ又は複数のプロセッサおよびメモリを含み、メモリに記録されたプログラムを読み出してプロセッサにより種々の演算が実行されても構わない。

１０…電流指令生成部、１２…電流指令生成部、１４…変化率レート指令部、１６…変化率リミッタ、１８…電流指令演算部、２０…ｄｑ／αβ変換部、３０…角度演算部、４０…ゲート指令生成部、４２…出力電圧目標ベクトル演算部、５０…インバータ主回路部、６０…ｕｗ／αβ変換部、７０…回転位相推定部、７２…αβ／ｄｑ変換部、７３…３相／ｄｑ変換部、７４…推定誤差演算部、７５…微分器、７６…ＰＬＬ演算部、ＦＬ…フィルタ、７８…積分器、８０…電流検出部、９０…磁束検出部、１００…固定子、２００…回転子、２１０…エアギャップ、ＢＲ１…外周ブリッジ、ＢＲ２…センターブリッジ、Ｍ…電動機、ＣＴＲ…上位コントローラ。

Claims (7)

1. 電動機と、
   前記電動機を駆動する交流電流を出力するインバータ主回路部と、
   前記インバータ主回路部から出力される交流電流の電流値を検出する電流検出部と、
   前記電動機に通電する電流に相当する電流指令値を生成する電流指令生成部と、
   前記電流指令値と前記電流検出部で検出した電流値とが一致するように前記インバータ主回路部のゲート指令を生成するゲート指令生成部と、
   前記ゲート指令に基づいて前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルを演算する出力電圧目標ベクトル演算部と、
   前記インバータ主回路部が起動する際の初期推定において、前記電流検出部で検出された電流値と前記インバータ主回路部の前記出力電圧目標ベクトルとに基づいて、前記電動機の回転位相推定値を演算する回転位相推定部と、を備え、
   前記初期推定における前記電流指令値は、前記電動機の回転子を磁気飽和させる電流を流すものであって、
   前記回転位相推定部において、前記回転位相推定値の演算に用いる前記電動機の動的インダクタンスは、前記電動機の回転子が磁気飽和したときの値であることを特徴とするドライブシステム。
2. 前記初期推定において前記インバータ主回路部から前記電動機へ出力される電流は、前記電動機の動的インダクタンスをその最大値の１割以下とする値であることを特徴とする請求項１記載のドライブシステム。
3. 前記初期推定における前記電流指令値によって前記インバータ主回路部から前記電動機へ出力される電流は、前記電動機の定格電流の２割以上、前記定格電流以下の値であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のドライブシステム。
4. 前記電流指令値は電流振幅指令と電流位相指令とを有し、
   前記電流指令生成部は、前記回転位相推定値の推定誤差の大きさに応じた値の変化率レートを出力する変化率レート指令部と、前記変化率レートの値に応じた変化率で前記電流振幅指令を変化させる変化率リミットと、を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のドライブシステム。
5. 前記電動機において静的インダクタンスが最小となる軸をｄ軸とし、前記電流指令値のうち、電流位相指令はｄ軸から電気的に１８０°進んだ方向であることを特徴とする請求項３又は請求項４記載のドライブシステム。
6. 前記電流指令値は電流振幅指令と電流位相指令とを有し、
   前記初期推定終了後に上位コントローラから出力される推定完了フラグが立ち上がり、かつ、力行フラグが立ち上がったときに、前記電流位相指令は前記初期推定時よりも遅れた値となり、
   前記初期推定終了後に上位コントローラから出力される推定完了フラグが立ち上がり、かつ、回生フラグが立ち上がったときに、前記電流位相指令は前記初期推定時よりも進んだ値となることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のドライブシステム。
7. 接続される電動機を駆動する交流電流を出力するインバータ主回路部と、
   前記インバータ主回路部から出力される交流電流の電流値を検出する電流検出部と、
   前記電動機に通電する電流に相当する電流指令値を生成する電流指令生成部と、
   前記電流指令値と前記電流検出部で検出した電流値とが一致するように前記インバータ主回路部のゲート指令を生成するゲート指令生成部と、
   前記ゲート指令に基づいて前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルを演算する出力電圧目標ベクトル演算部と、
   前記電流検出部で検出された電流値と前記出力電圧目標ベクトルとに基づいて前記電動機の回転位相推定値を演算する回転位相推定部と、を備え、
   前記回転位相推定部による演算が開始される際に前記インバータ主回路部から出力する電流は、定格電流以下乃至前記定格電流の２割以上となるように制御されることを特徴とするインバータ装置。