JP2009060688A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電機子抵抗の影響を受けることなく、位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動する。
【解決手段】適応電流オブザーバ１１０は、埋込形永久磁石同期電動機１０１のモデルに基づいて電機子電流を推定し、逆伝達関数行列算出手段１１１は、電機子電流のγδ軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、γδ軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離し、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を出力し、角度・速度・一次抵抗推定器１１２は、逆伝達関数行列算出手段１１１から出力された角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#に基づいて、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は同期電動機の制御装置に関し、特に、位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動する制御方法に適用して好適なものである。

永久磁石同期電動機は、誘導電動機に比べて小型高効率であるという利点があり、エレベータなどの他、電気自動車や鉄道車両などの交通分野にも適用されている。特に、鉄道車両などの交通分野での電動機駆動装置は、極低速から弱め界磁運転範囲までの広い範囲で可変速運転とトルク制御が可能であることが要求される。このような永久磁石同期電動機の制御方法として、非特許文献１には、磁束を推定するオブザーバを用いることで、永久磁石同期電動機速度センサレスベクトル制御を実現する方法が開示されている。

図４は、従来の同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図４において、埋込形永久磁石同期電動機００１には、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速駆動する同期電動機の制御装置０００が接続され、埋込形永久磁石同期電動機００１の回転軸には負荷００２が接続されている。
ここで、同期電動機の制御装置０００には、電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、電機子電流磁束オブザーバ０１０、角度誤差演算手段０１１、速度・角度演算手段０１２、減算器０１３、０１４、０１５が設けられ、同期電動機の制御装置０００の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機００１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを検出する電流検出手段００３が設けられている。

そして、減算器０１３は、同期電動機の制御装置０００に与えられた速度指令値ω^*と、速度・角度演算手段０１２から出力された速度推定値ω_r#との偏差を算出することができる。
速度ＰＩＤ調節器００９は、減算器０１３から出力された速度指令値ω^*と速度推定値ω_r#との偏差がゼロになるように、速度指令値ω^*と速度推定値ω_r#との偏差のＰＩＤ演算を行うことにより、トルク指令値Ｔ^*を算出することができる。

電流指令値作成手段００８は、速度ＰＩＤ調節器００９から出力されたトルク指令値Ｔ^*に基づいて、γδ軸の電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*を算出することができる。なお、埋込形永久磁石同期電動機００１の磁石の磁極に平行な方向と推定している軸をγ軸、γ軸に直交する方向をδ軸とした。
三相／回転二相座標変換手段００６は、電流検出手段００３にて検出されたＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、速度・角度演算手段０１２から出力された角度推定値θ_#の回転座標変換を行うことで、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδを算出することができる。

減算器０１４、０１５は、電流指令値作成手段００８から出力された電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*と、三相／回転二相座標変換手段００６ら出力された電流検出値ｉγ、ｉδとの偏差をそれぞれ算出することができる。
電流制御手段００７は、減算器０１４、０１５からそれぞれ出力された電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*と電流検出値ｉγ、ｉδとの偏差がゼロになるように、γδ軸の電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*を算出することができる。

回転二相／三相座標変換手段００５は、速度・角度演算手段０１２から出力された角度推定値θ_#に基づいてγδ軸の電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを算出することができる。
電力変換装置００４は、回転二相／三相座標変換手段００５から出力される電圧指令値ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wに基づいて埋込形永久磁石同期電動機００１を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速制御することができる。

電機子電流磁束オブザーバ０１０は、電流制御手段００７から出力された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*から抵抗での電圧降下分を差し引いた値ｕγδに基づいて、埋込形永久磁石同期電動機００１の電機子電流磁束（固定子巻き線に流れる電流によって発生する磁束）を推定し、その電機子電流推定磁束λγδ_#とみかけの電機子電流磁束λγδ^*との偏差を算出することができる。

角度誤差演算手段０１１は、電機子電流磁束オブザーバ０１０から出力された電機子電流推定磁束λγδ_#とみかけの電機子電流磁束λγδ^*との偏差に基づいて、磁極位置の角度誤差Δθを算出することができる。
速度・角度演算手段０１２は、角度誤差演算手段０１１から出力された角度誤差Δθに基づいて、速度推定値ω_r#および角度推定値θ_#を算出することができる。

そして、速度指令値ω^*が同期電動機の制御装置０００に与えられると、その速度指令値ω^*と、速度・角度演算手段０１２から出力された速度推定値ω_r#との偏差が減算器０１３にて算出され、速度ＰＩＤ調節器００９に出力される。そして、速度ＰＩＤ調節器００９は、速度指令値ω^*と速度推定値ω_r#との偏差がゼロになるようにＰＩＤ演算を行い、トルク指令値Ｔ^*を電流指令値作成手段００８にトルク指令値Ｔ^*を出力する。そして、電流指令値作成手段００８は、トルク指令値Ｔ^*を速度ＰＩＤ調節器００９から受け取ると、トルク指令値Ｔ^*に基づいて電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*を算出し、減算器０１４、０１５にそれぞれ出力する。

一方、電流検出手段００３は、埋込形永久磁石同期電動機００１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを検出し、その検出値を三相／回転二相座標変換手段００６に出力する。そして、三相／回転二相座標変換手段００６は、ＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、速度・角度演算手段０１２から出力された角度推定値θ_#の回転座標変換を行うことで、電流検出値ｉγ、ｉδを算出し、減算器０１４、０１５にそれぞれ出力する。

そして、減算器０１４、０１５は、電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*と電流検出値ｉγ、ｉδとをそれぞれ受け取ると、電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*と電流検出値ｉγ、ｉδとの偏差をそれぞれ算出し、電流制御手段００７に出力する。そして、電流制御手段００７は、電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*と電流検出値ｉγ、ｉδとの偏差がゼロになるように電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*を算出し、回転二相／三相座標変換手段００５に出力する。

そして、回転二相／三相座標変換手段００５は、電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*を受け取ると、速度・角度演算手段０１２から出力された角度推定値θ_#に基づいて電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出し、電力変換装置００４に出力する。そして、電力変換装置００４は、電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に基づいて埋込形永久磁石同期電動機００１を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速制御する。

また、三相／回転二相座標変換手段００６にて算出された電流検出値ｉγ、ｉδは電機子電流磁束オブザーバ０１０に出力されるとともに、電流制御手段００７にて算出された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*は電機子電流磁束オブザーバ０１０に出力される。そして、電機子電流磁束オブザーバ０１０は、電流制御手段００７から出力された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*から抵抗での電圧降下分を差し引いた値ｕγδに基づいて、以下の（１）式の演算を行うことにより、埋込形永久磁石同期電動機００１の電機子電流磁束を推定し、その電機子電流推定磁束λγδ_#とみかけの電機子電流磁束λγδ^*との偏差を角度誤差演算手段０１１に出力する。

ただし、
ｕγδ：二軸のインバータ電圧から抵抗での電圧降下分を差し引いた値
ｐ：微分演算子
λγδ_#：二軸の電機子電流推定磁束
ω₁：速度推定値（＝ω_r#）（一次周波数と等しい）
Φ_m：磁石磁束
（αＩ−Ｊω₁）：電機子電流磁束オブザーバ０１０のフィードバックゲイン
λγδ^*：二軸のみかけの電機子電流磁束
である。なお、（１）式では、複素数表示を行列表示で表した。また、

である。ただし、
Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス
Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス
Ｒ_S：電機子抵抗
である。

（１）式において、電機子電流磁束オブザーバ０１０は、電流制御手段００７から出力された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*から抵抗での電圧降下分を差し引いた値ｕγδを入力とし、電機子電流推定磁束λγδ_#を算出することができる。また、（２）式において、電機子電流磁束オブザーバ０１０は、みかけの電機子電流磁束λγδ^*を算出し、電機子電流推定磁束λγδ_#との偏差（λγδ_#−λγδ^*）を角度誤差演算手段０１１に出力することができる。
そして、角度誤差演算手段０１１は、電機子電流推定磁束λγδ_#とみかけの電機子電流磁束λγδ^*との偏差（λγδ_#−λγδ^*）を受け取ると、磁極位置の角度誤差Δθを算出し、速度・角度演算手段０１２に出力する。
ここで、埋込形永久磁石同期電動機００１が定常状態にある場合（角度誤差Δθが小さい場合）、角度誤差演算手段０１１は、磁束推定誤差のγ軸成分を用いることにより、以下の（３）式にて角度誤差Δθを求めることができる。

また、埋込形永久磁石同期電動機００１が始動状態にある場合（角度誤差Δθが大きい場合）、角度誤差演算手段０１１は、以下の（４）式にて角度誤差Δθを求めることができる。

そして、速度・角度演算手段０１２は、角度誤差Δθを受け取ると、速度推定値ω_r#および角度推定値θ_#を算出し、速度推定値ω_r#を減算器０１３に出力するとともに、角度推定値θ_#を回転二相／三相座標変換手段００５および三相／回転二相座標変換手段００６に出力することで、磁極位置を検出する位置センサを用いることなく、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速駆動することができる。
ここで、速度・角度演算手段０１２は、以下の（５）式にて速度推定値ω_r#＝ω₁を求めることができる。

また、速度・角度演算手段０１２は、以下の（６）式にて角度推定値θ_#を求めることができる。

村上暁・梶野大樹・釜井健次・林洋一・福本哲哉：「適応オブザーバによる永久磁石同期電動機速度センサレスベクトル制御系の設計手法」，電気学会半導体電力変換研究会資料，ＳＰＣ−０２−８５

しかしながら、速度推定値ω_r#および角度推定値θ_#を算出するために、図４の電機子電流磁束オブザーバ０１０を用いる方法では、インバータ電圧から抵抗での電圧降下分を差し引いた値ｕγδが電機子電流磁束オブザーバ０１０の入力となるため、電機子抵抗が変動すると、角度推定値θ_#に誤差が発生するという問題があった。特に、低速では、出力電圧に占める電機子抵抗による電圧降下の割合が増えるため、電機子抵抗の誤差が角度推定値θ_#に大きな影響を及ぼし、低速でのトルク精度を劣化させるようになる。
そこで、本発明の目的は、電機子抵抗の影響を受けることなく、位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動することが可能な同期電動機の制御装置を提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載の同期電動機の制御装置によれば、同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、軸ずれの角度推定誤差および電機子の抵抗推定誤差から前記電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、前記２軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離する逆伝達関数行列算出手段と、前記逆伝達関数行列算出手段にて分離された角度誤差に比例する成分に基づいて磁極位置を推定する位置推定器と、前記推定された磁極位置を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする。

また、請求項２記載の同期電動機の制御装置によれば、前記逆伝達関数行列算出手段にて分離された抵抗誤差に比例する成分に基づいて電機子抵抗を推定する抵抗推定器を備え、前記適応電流オブザーバは、前記抵抗推定器にて推定された電機子抵抗に基づいて電機子電流を推定することを特徴とする。
また、請求項３記載の同期電動機の制御装置によれば、同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、前記電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差から抵抗誤差にのみ比例する成分と、角度誤差を含む成分とを抽出する安定化補償器と、前記安定化補償器にて抽出された角度誤差を含む成分に基づいて磁極位置を推定する位置推定器と、前記安定化補償器にて抽出された抵抗誤差にのみ比例する成分に基づいて電機子抵抗を推定する抵抗推定器と、前記推定された磁極位置を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする。

また、請求項４記載の同期電動機の制御装置によれば、前記適応電流オブザーバは、前記抵抗推定器にて推定された電機子抵抗に基づいて電機子電流を推定することを特徴とする。
また、請求項５記載の同期電動機の制御装置によれば、前記適応電流オブザーバのゲインは、前記角度誤差および前記２軸の検出値と推定値との偏差の関係が直流量となるように設定されることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列を用いることにより、角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とを分離して推定することができ、電機子抵抗を同時に同定しながら位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗が変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。

また、電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差から角度誤差に比例する成分と抵抗誤差にのみ比例する成分とを抽出することにより、角度誤差に依存することなく、抵抗誤差を推定することが可能となり、角度誤差と独立に電機子抵抗を推定しながら位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗が変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。
さらに、埋込形永久磁石同期電動機を制御する場合には、適応電流オブザーバのゲインを調整することで、運転条件に関わらず角度推定系のゲインを一定にすることができ、速度推定の応答が運転条件に左右されないように同期電動機の制御装置を構成することができる。

以下、本発明の実施形態に係る同期電動機の制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図１において、埋込形永久磁石同期電動機１０１には、埋込形永久磁石同期電動機１０１を可変速駆動する同期電動機の制御装置１００が接続され、埋込形永久磁石同期電動機１０１の回転軸には負荷１０２が接続されている。

ここで、同期電動機の制御装置１００には、電力変換装置１０４、回転二相／三相座標変換手段１０５、三相／回転二相座標変換手段１０６、電流制御手段１０７、電流指令値作成手段１０８、速度ＰＩＤ調節器１０９、適応電流オブザーバ１１０、逆伝達関数行列算出手段１１１、角度・速度・一次抵抗推定器１１２、減算器１１３、１１４、１１５が設けられ、同期電動機の制御装置１００の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機１０１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを検出する電流検出手段１０３が設けられている。

なお、電力変換装置１０４、回転二相／三相座標変換手段１０５、三相／回転二相座標変換手段１０６、電流制御手段１０７、電流指令値作成手段１０８、速度ＰＩＤ調節器１０９、減算器１１３、１１４、１１５は、図４の電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、減算器０１３、０１４、０１５とそれぞれ同様の動作を行うことができる。

適応電流オブザーバ１１０は、埋込形永久磁石同期電動機１０１のモデルに基づいて電機子電流を推定することができる。ここで、適応電流オブザーバ１１０は、電機子電流を推定する場合、角度・速度・一次抵抗推定器１１２にて推定された電機子抵抗推定値Ｒ_S#を埋込形永久磁石同期電動機１０１のモデルのパラメータとして使用することができる。
逆伝達関数行列算出手段１１１は、軸ずれの角度推定誤差Δθ_#および電機子の抵抗推定誤差ΔＲ_S#からγδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδと電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、γδ軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離し、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を出力することができる。

角度・速度・一次抵抗推定器１１２は、逆伝達関数行列算出手段１１１から出力された角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#に基づいて、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。
そして、三相／回転二相座標変換手段１０６にて算出された電流検出値ｉγ、ｉδは適応電流オブザーバ１１０に出力されるとともに、電流制御手段１０７にて算出された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*は適応電流オブザーバ１１０に出力される。さらに、角度・速度・一次抵抗推定器１１２にて算出された電機子抵抗推定値Ｒ_S#は適応電流オブザーバ１１０に出力される。

そして、適応電流オブザーバ１１０は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδおよびγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差（以下、電流誤差とも言う）をそれぞれ算出し、逆伝達関数行列算出手段１１１に出力する。
ここで、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδおよびγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#に関する状態方程式は、以下の（７）式で表すことができる。

ただし、
ｉγ_#、ｉδ_#：γδ軸の電流推定値
Ｒ_S#：電機子抵抗推定値
ｇ₁₁、ｇ₁₂、ｇ₂₁、ｇ₂₂：適応電流オブザーバ１１０のフィードバックゲイン
である。また、適応電流オブザーバ１１０のフィードバックゲインは、以下の（８）式のように与えることができる。

ただし、
ｇ_c：の極を決める制御変数（正の値）
である。
そして、逆伝達関数行列算出手段１１１は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差を受け取ると、電機子電流のγδ軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を算出し、角度・速度・一次抵抗推定器１１２に出力する。
ここで、インバータ出力周波数と埋込形永久磁石同期電動機１０１の回転速度が一致しているとみなせる場合、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#から、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差までの伝達関数の逆行列は、以下の（９）式にて与えることができる。

ただし、係数Ｂ₁₁〜Ｂ₂₂は、以下の（１０）式のように設定することができる。

一方、インバータ出力周波数と埋込形永久磁石同期電動機１０１の回転速度が異なっている場合、一次周波数と回転速度との誤差を考慮して、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#から、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差までの伝達関数の逆行列は、以下の（１１）式にて与えることができる。

ただし、係数Ｂ₁₁〜Ｂ₂₂は、以下の（１２）式のように設定することができる。

また、（１１）式において、係数Ｂ₁₁〜Ｂ₂₂の関係は、以下の（１３）式にて与えることができる。

このため、以下の（１４）式の関係を満たす場合には、（１１）式は（９）式と同様な形におくことができる。

ただし、過渡的な状態を考慮すると、逆伝達関数行列算出手段１１１にて算出される伝達関数の逆行列および実際の角度θから角度推定値θ_#までの閉ループ伝達関数の中に不安定な極が存在しないようにする必要がある。
このため、ｍ₀≧０の場合、ｆ（ｍ₀）＝１、ｍ₀＜０の場合、ｆ（ｍ₀）＝−１とすることができる。また、ｍ₀ｍ₁≧０の場合、ｈ₁＝｜ｍ₁｜、ｈ₀＝｜ｍ₀｜、ｍ₀ｍ₁＜０の場合、ｈ₁＝｜ｍ₀｜＋｜ｍ₀｜｜ｍ₁｜ｋ´とすることができる。

以下、逆伝達関数行列算出手段１１１にて算出される伝達関数の逆行列を用いることで、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を同時に推定できる点について説明する。
まず、同期電動機の制御装置１００のγδ軸が埋込形永久磁石同期電動機００１のｄｑ軸から角度誤差Δθを持つ場合、γδ軸から見た埋込形永久磁石同期電動機００１の状態方程式は以下の（１５）式にて与えることができる。

ただし、Ｃは、ｄｑ軸の量をγδ軸に変換する回転座標変換行列であり、以下の（１６）式にて与えることができる。Δθ＞０の場合、埋込形永久磁石同期電動機００１のｄｑ軸に比べてγδ軸がΔθだけ遅れている。

そして、（１５）式から（７）式を差し引くと、以下の（１７）式にて誤差方程式を与えることができる。

ただし、Ｆ₁（ｘ）、Ｆ₂（ｘ）は、角度誤差Δθを変数とする三角関数を含む２×２の行列である。
ここで、Ｆ₁（ｘ）、Ｆ₂（ｘ）において、ｃｏｓΔθ＝ｃｏｓ２Δθ＝１、ｓｉｎΔθ＝Δθ、ｓｉｎ２Δθ＝２Δθと近似する。また、Δω＝ｄ／ｄｔΔθとおき、適応電流オブザーバ１１０のフィードバックゲインとして（８）式の値を用いると、（１７）式は、以下の（１８）式のように書き直すことができる。

ただし、係数Ｂ₁₁〜Ｂ₂₂は、（１２）式のように設定することができる。この場合、適応電流オブザーバ１１０のフィードバックゲインの特性方程式は、以下の（１９）式にて与えることができ、適応電流オブザーバ１１０は安定に動作する。

そして、（１８）式を用いることにより、以下の（２０）式に示すように、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差、角度誤差Δθおよび電機子抵抗推定誤差（Ｒ_S−Ｒ_S#）の関係を与えることができる。

そして、（２０）式を（９）式に代入し、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差を消去した時の角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を求めると、以下の（２１）式のように表すことができ、角度誤差と抵抗誤差から逆伝達関数までの出力は一次遅れ系で表すことができる。

そして、角度・速度・一次抵抗推定器１１２は、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を受け取ると、以下の（２２）〜（２４）式を用いることにより、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。
そして、角度・速度・一次抵抗推定器１１２は、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出すると、速度推定値ω_r#を減算器１１３に出力し、角度推定値θ_#を回転二相／三相座標変換手段１０５および三相／回転二相座標変換手段１０６に出力し、電機子抵抗推定値Ｒ_S#を適応電流オブザーバ１１０に出力することができ、適応電流オブザーバ１１０は角度誤差Δθに比例する電流誤差を正確に出力することができる。

ただし、
Ｋθ_p：速度推定器の比例ゲイン
Ｋθ_i：速度推定器の積分ゲイン
Ｋ_Rp：抵抗推定器の比例ゲイン
Ｋ_Ri：抵抗推定器の積分ゲイン
である。
これにより、角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とを分離して推定することができ、電機子抵抗Ｒ_sを同時に同定しながら位置センサレスベクトル制御にて埋込形永久磁石同期電動機１０１を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗Ｒ_sが変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。

図２は、本発明の第２実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図２において、埋込形永久磁石同期電動機２０１には、埋込形永久磁石同期電動機２０１を可変速駆動する同期電動機の制御装置２００が接続され、埋込形永久磁石同期電動機２０１の回転軸には負荷２０２が接続されている。
ここで、同期電動機の制御装置２００には、電力変換装置２０４、回転二相／三相座標変換手段２０５、三相／回転二相座標変換手段２０６、電流制御手段２０７、電流指令値作成手段２０８、速度ＰＩＤ調節器２０９、適応電流オブザーバ２１０、安定化補償器２１１、角度・速度・一次抵抗推定器２１２、減算器２１３、２１４、２１５が設けられ、同期電動機の制御装置２００の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機２０１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを検出する電流検出手段２０３が設けられている。

なお、電力変換装置２０４、回転二相／三相座標変換手段２０５、三相／回転二相座標変換手段２０６、電流制御手段２０７、電流指令値作成手段２０８、速度ＰＩＤ調節器２０９、減算器２１３、２１４、２１５は、図４の電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、減算器０１３、０１４、０１５とそれぞれ同様の動作を行うことができる。

適応電流オブザーバ２１０は、埋込形永久磁石同期電動機２０１のモデルに基づいて電機子電流を推定することができる。ここで、適応電流オブザーバ２１０は、電機子電流を推定する場合、角度・速度・一次抵抗推定器２１２にて推定された電機子抵抗推定値Ｒ_S#を埋込形永久磁石同期電動機２０１のモデルのパラメータとして使用することができる。また、適応電流オブザーバ２１０のゲインは、角度誤差Δθおよび電流検出値ｉγ、ｉδと電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差のトルク軸成分の関係が直流量となるように設定することができる。

安定化補償器２１１は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδと電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差から抵抗誤差にのみ比例する成分と角度誤差を含む成分とを抽出し、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を出力することができる。
角度・速度・一次抵抗推定器２１２は、安定化補償器２１１から出力された角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#に基づいて、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。

そして、三相／回転二相座標変換手段２０６にて算出された電流検出値ｉγ、ｉδは適応電流オブザーバ２１０に出力されるとともに、電流制御手段２０７にて算出された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*は適応電流オブザーバ２１０に出力される。さらに、角度・速度・一次抵抗推定器２１２にて算出された電機子抵抗推定値Ｒ_S#は適応電流オブザーバ２１０に出力される。

そして、適応電流オブザーバ２１０は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδおよびγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差をそれぞれ算出し、安定化補償器２１１に出力する。
ここで、適応電流オブザーバ２１０の状態方程式は、上記の（７）式で表すことができる。また、適応電流オブザーバ２１０のフィードバックゲインは、制御変数α_a、α_b、α_c、α_dを用いることにより、以下の（２５）式のように与えることができる。

ただし、制御変数α_c、α_dは、以下の（２６）式および（２７）式のように与えることができる。

ここで、係数Ｂ₁₁₀〜Ｂ₂₁₁は、以下の（２８）式のように設定することができる。

この適応電流オブザーバ２１０のフィードバックゲインを用いた場合に位置推定に用いられる電流誤差中の角度誤差Δθの成分は、以下のように求めることができる。
すなわち、埋込形永久磁石同期電動機２０１の状態方程式と（７）式の適応電流オブザーバ２１０の状態方程式の差分をとった誤差状態方程式は、以下の（２９）式のように表すことができる。

この（２９）式から、以下の（３１）式のように、電流誤差と角度誤差と抵抗誤差の関係を求めることができる。

ただし、係数Ｂ₁₂、Ｂ₂₂は、以下の（３２）式のように設定することができる。

（３１）式において、角度および抵抗誤差から電流誤差までの伝達関数を表す行列の２行１列目の要素（ｓ＋α_a）（Ｂ₂₁₁ｓ＋Ｂ₂₁₀）−α_d（Ｂ₁₁₁ｓ＋Ｂ₁₁₀）は、角度誤差Δθからトルク軸電流誤差（ｉδ−ｉδ_#）までの伝達関数の分子になっている。
そして、適応電流オブザーバ２１０のフィードバックゲインの（２６）、（２７）式から求まる以下の（３３）式を（３１）式に代入し、トルク軸電流誤差（ｉδ−ｉδ_#）を抽出すると、以下の（３４）式が得られる。

この（３４）式により、抵抗誤差を無視した時に角度誤差Δθからトルク軸電流誤差（ｉδ−ｉδ_#）までの伝達関数は、Ｂ₂₁₁という直流量で表されることが判る。
そして、安定化補償器２１１は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差を受け取ると、抵抗誤差にのみ比例する成分と角度誤差を含む成分とを抽出することで、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を算出し、角度・速度・一次抵抗推定器２１２に出力する。
ここで、安定化補償器２１１の伝達関数Ｇ（ｓ）は、以下の（３５）式にて与えることができる。

ただし、Ｆ（ｓ）は、以下の（３６）式のように表すことができる。

そして、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差が与えられた時の角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#は、以下の（３７）式にて与えることができる。

ただし、ｍ₀、ｍ₁は、以下の（３８）式のように表すことができる。

また、ｍ₀ｍ₁≧０の場合、ｈ₁＝｜ｍ₁｜、ｈ₀＝｜ｍ₀｜、ｍ₀ｍ₁＜０の場合、ｈ₁＝｜ｍ₀｜＋｜ｍ₀｜｜ｍ₁｜ｋ´とすることができる。
ここで、安定化補償器２１１から出力される抵抗推定誤差ΔＲ_S#は、角度誤差Δθに対しては無関係な値になり、抵抗誤差（Ｒ_S−Ｒ_S#）に比例する成分のみ抵抗推定器に入力することができる。また、角度推定誤差Δθ_#は、抵抗誤差の影響を受けるが、角度誤差Δθと独立に抵抗推定を行うことが可能となるため、抵抗推定が収束している状態では、抵抗誤差の影響を無視することができる。

そして、角度・速度・一次抵抗推定器２１２は、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を受け取ると、上記の（２２）〜（２４）式を用いることにより、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。
そして、角度・速度・一次抵抗推定器２１２は、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出すると、速度推定値ω_r#を減算器２１３に出力し、角度推定値θ_#を回転二相／三相座標変換手段２０５および三相／回転二相座標変換手段２０６に出力し、電機子抵抗推定値Ｒ_S#を適応電流オブザーバ２１０に出力することができる。

これにより、角度誤差Δθに依存することなく、抵抗誤差を推定することが可能となり、角度誤差Δθと独立に電機子抵抗Ｒ_sを推定しながら位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機２０１を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗Ｒ_sが変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。
さらに、適応電流オブザーバ２１０のゲインを調整することで、運転条件に関わらず角度推定系のゲインを一定にすることができ、速度推定の応答が運転条件に左右されないように同期電動機の制御装置２００を構成することができる。

図３は、本発明の第３実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図３において、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１には、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１を可変速駆動する同期電動機の制御装置３００が接続され、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１の回転軸には負荷３０２が接続されている。

ここで、同期電動機の制御装置３００には、電力変換装置３０４、回転二相／三相座標変換手段３０５、三相／回転二相座標変換手段３０６、電流制御手段３０７、電流指令値作成手段３０８、速度ＰＩＤ調節器３０９、適応電流オブザーバ３１０、安定化補償器３１１、角度・速度・一次抵抗推定器３１２、減算器３１３、３１４、３１５が設けられ、同期電動機の制御装置３００の出力側には、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを検出する電流検出手段３０３が設けられている。

なお、電力変換装置３０４、回転二相／三相座標変換手段３０５、三相／回転二相座標変換手段３０６、電流制御手段３０７、電流指令値作成手段３０８、速度ＰＩＤ調節器３０９、減算器３１３、３１４、３１５は、図４の電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、減算器０１３、０１４、０１５とそれぞれ同様の動作を行うことができる。

適応電流オブザーバ３１０は、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１のモデルに基づいて電機子電流を推定することができる。ここで、適応電流オブザーバ３１０は、電機子電流を推定する場合、角度・速度・一次抵抗推定器３１２にて推定された電機子抵抗推定値Ｒ_S#を表面磁石形永久磁石同期電動機３０１のモデルのパラメータとして使用することができる。

安定化補償器３１１は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδと電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差から抵抗誤差にのみ比例する成分と角度誤差を含む成分とを抽出し、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を出力することができる。
角度・速度・一次抵抗推定器３１２は、安定化補償器３１１から出力された角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#に基づいて、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。

そして、三相／回転二相座標変換手段３０６にて算出された電流検出値ｉγ、ｉδは適応電流オブザーバ３１０に出力されるとともに、電流制御手段３０７にて算出された電圧指令値ｖγ^*、ｖδ^*は適応電流オブザーバ３１０に出力される。さらに、角度・速度・一次抵抗推定器３１２にて算出された電機子抵抗推定値Ｒ_S#は適応電流オブザーバ３１０に出力される。

そして、適応電流オブザーバ３１０は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδおよびγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差をそれぞれ算出し、安定化補償器３１１に出力する。
ここで、適応電流オブザーバ３１０の状態方程式は、以下の（３９）式で表すことができる。

ただし、
Ｌ_s：一次インダクタンス
である。
また、適応電流オブザーバ３１０のフィードバックゲインは、以下の（４０）式のように与えることができる。

この適応電流オブザーバ３１０のフィードバックゲインを用いた場合の電流検出値ｉγ、ｉδと電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差に含まれる角度誤差と抵抗誤差は、以下のように求めることができる。
すなわち、表面磁石形永久磁石同期電動機３０１の状態方程式と（３９）式の適応電流オブザーバ３１０の状態方程式の差分をとった誤差状態方程式は、以下の（４１）式のように表すことができる。

ただし、係数Ｂ₁₁〜Ｂ₂₂は、以下の（４２）式のように表すことができる。

表面磁石形永久磁石同期電動機３０１を制御する場合には、定格速度の範囲であれば、磁束軸電流ｉγ＝０として制御されることが多い。そこで、磁束軸電流ｉγ＝０の場合には、抵抗の影響を受けなくなるように、本実施形態では（３９）式を用いることで、角度誤差と係数Ｂ₁₁の積となる成分を用いて角度推定を行う。
そして、安定化補償器３１１は、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差を受け取ると、抵抗誤差にのみ比例する成分と角度誤差を含む成分とを抽出することで、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を算出し、角度・速度・一次抵抗推定器３１２に出力する。
ここで、安定化補償器３１１の伝達関数Ｇ（ｓ）は、以下の（４３）式にて与えることができる。

ただし、Ｆ（ｓ）は、以下の（４４）式のように表すことができる。

ここで、β₀、β₁は、正の調整用ゲインであり、速度推定系の応答に応じて設定することができる。
そして、γδ軸の電流検出値ｉγ、ｉδとγδ軸の電流推定値ｉγ_#、ｉδ_#との偏差が与えられた時の角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#は、以下の（４５）式にて与えることができる。

そして、角度・速度・一次抵抗推定器３１２は、角度推定誤差Δθ_#および抵抗推定誤差ΔＲ_S#を受け取ると、上記の（２２）〜（２４）式を用いることにより、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出することができる。
そして、角度・速度・一次抵抗推定器３１２は、速度推定値ω_r#＝ω₁、角度推定値θ_#および電機子抵抗推定値Ｒ_S#を算出すると、速度推定値ω_r#を減算器３１３に出力し、角度推定値θ_#を回転二相／三相座標変換手段３０５および三相／回転二相座標変換手段３０６に出力し、電機子抵抗推定値Ｒ_S#を適応電流オブザーバ３１０に出力することができる。
ここで、抵抗推定器では、外乱となる角度誤差の成分が含まれないようにすることができ、電機子抵抗を正確に推定することができる。

本発明の第１実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 従来の同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００、２００、３００ 同期電動機の制御装置
１０１、２０１ 埋込形永久磁石同期電動機
３０１ 表面磁石形永久磁石同期電動機
１０２、２０２、３０２ 負荷
１０３、２０３、３０３ 電流検出手段
１０４、２０４、３０４ 電力変換装置
１０５、２０５、３０５ 回転二相／三相座標変換手段
１０６、２０６、３０６ 三相／回転二相座標変換手段
１０７、２０７、３０７ 電流制御手段
１０８、２０８、３０８ 電流指令値作成手段
１０９、２０９、３０９ 速度ＰＩＤ調節器
１１０、２１０、３１０ 適応電流オブザーバ
１１１ 逆伝達関数行列算出手段
２１１、３１１ 安定化補償器
１１２、２１２、３１２ 角度・速度・一次抵抗推定器
１１３、１１４、１１５、２１３、２１４、２１５、３１３、３１４、３１５ 減算器

Claims (5)

1. 同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、
   前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、
   軸ずれの角度推定誤差および電機子の抵抗推定誤差から前記電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、前記２軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離する逆伝達関数行列算出手段と、
   前記逆伝達関数行列算出手段にて分離された角度誤差に比例する成分に基づいて磁極位置を推定する位置推定器と、
   前記推定された磁極位置を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 前記逆伝達関数行列算出手段にて分離された抵抗誤差に比例する成分に基づいて電機子抵抗を推定する抵抗推定器を備え、
   前記適応電流オブザーバは、前記抵抗推定器にて推定された電機子抵抗に基づいて電機子電流を推定することを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
3. 同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、
   前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、
   前記電機子電流の２軸の検出値と推定値との偏差から抵抗誤差にのみ比例する成分と、角度誤差を含む成分とを抽出する安定化補償器と、
   前記安定化補償器にて抽出された角度誤差を含む成分に基づいて磁極位置を推定する位置推定器と、
   前記安定化補償器にて抽出された抵抗誤差にのみ比例する成分に基づいて電機子抵抗を推定する抵抗推定器と、
   前記推定された磁極位置を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 前記適応電流オブザーバは、前記抵抗推定器にて推定された電機子抵抗に基づいて電機子電流を推定することを特徴とする請求項３記載の同期電動機の制御装置。
5. 前記適応電流オブザーバのゲインは、前記角度誤差および前記２軸の検出値と推定値との偏差の関係が直流量となるように設定されることを特徴とする請求項３または４記載の同期電動機の制御装置。

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