JP2019071709A - インバータ制御装置およびセンサレスドライブシステム - Google Patents

Abstract

【課題】 精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムを提供する。【解決手段】 実施形態によるインバータ制御装置は、初期推定において、電流検出部ＳＵ、ＳＷで検出された電流値と出力電圧目標ベクトルとに基づいて、同期機Ｍの回転位相角推定値を演算する推定値演算部４０を有し、推定値演算部４０は、インバータ主回路部ＩＮＶが停止状態から起動する際に、回転子周波数に同期した電流を同期機Ｍに通電したときの出力電圧目標ベクトルと電流検出部ＳＵ、ＳＷで検出された電流値とを用い、同期機Ｍの巻線抵抗Ｒとｄ軸平均インダクタンスＬｄａとｑ軸微分インダクタンスＬｑｈとを設定値として、同期機Ｍの回転位相角推定値の誤差Δθを演算し、誤差Δθがゼロとなるように回転位相角推定値θｅｓｔを演算する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、インバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムに関する。

磁石および磁気突極性を有する同期機を駆動するインバータの制御装置において、設計通りに電流を通電し、精度よく同期機の出力トルクを制御することが望まれている。

また、制御装置の小型軽量化、低コスト化、および、信頼性向上のため、レゾルバやエンコーダ等の回転センサを用いない回転センサレス制御法が提案されている。回転センサレス制御ではインバータ停止から最高速駆動までの幅広い速度範囲において、同期機の回転子の回転位相角および回転速度の推定値を正確に演算できることが望まれている。

特許第５５３４９３５号公報 特許第４９８４０５７号公報

市川真士，陳 志謙，冨田 睦雄，道木 慎二，大熊 繁，「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Vol.122，No.12，p.1088-p.1096，2002年

磁石および磁気突極性を有する同期機で、例えばインダクタンスを設定値として回転子の位置推定をする場合、ｄ軸電流の正負によってはｄ軸微分インダクタンスが大きく変化することから、回転子の位置推定に用いる設定値と実際値とが乖離するために、位置推定結果が不安定化することがあった。

本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムを提供することを目的とする。

実施形態によるインバータ制御装置は、電流指令値を生成する電流指令生成部と、インバータ主回路部から出力される交流電流の電流値を検出する電流検出部と、前記電流指令値と前記電流検出部で検出した電流値とが一致するように前記インバータ主回路部のゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいて前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルを演算するゲート指令生成部と、前記インバータ主回路部が起動する際の初期推定において、前記電流検出部で検出された電流値と前記出力電圧目標ベクトルとに基づいて、回転位相角推定値を演算する推定値演算部と、を有し、前記推定値演算部は、前記インバータ主回路部が停止状態から起動する際に、回転子周波数に同期した電流を通電したときの前記出力電圧目標ベクトルと前記電流検出部で検出された電流値とを用い、巻線抵抗とｄ軸平均インダクタンスとｑ軸微分インダクタンスとを設定値として、前記回転位相角推定値の誤差を演算し、前記誤差がゼロとなるように前記回転位相角推定値を演算する。

図１は、第１実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムの一構成例を概略的に示すブロック図である。 図２は、実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。 図３は、図１に示す同期機の一部の構成例を説明するための図である。 図４は、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機のｄ軸電流とｄ軸微分インダクタンスとの関係の一例を説明するための図である。 図５は、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機のｄ軸電流とｑ軸微分インダクタンスとの関係の一例を説明するための図である。 図６は、実施形態のインバータ制御装置の動作の一例を説明するための図である。 図７は、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。 図８は、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。 図９は、ｑ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１０は、ｑ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１１は、第２実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

以下に、実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムについて図面を参照して詳細に説明する。

図１は、第１実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムの一構成例を概略的に示すブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１は、例えば、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機を駆動するインバータ主回路を制御するインバータ制御装置であって、車両を駆動するセンサレスドライブシステムに搭載されている。

本実施形態のセンサレスドライブシステムは、同期機Ｍと、インバータ主回路部ＩＮＶと、インバータ制御装置１と、指令生成部ＣＴＲと、を備えている。同期機Ｍの出力トルクは、図示しない車軸を介して車輪へ伝達される。
インバータ制御装置１は、電流指令生成部１０と、ｄｑ／αβ変換部２０と、電流制御部３０と、推定値演算部４０と、極性判定部５０と、加算器６０と、３相／αβ変換部７０と、電流センサ（電流検出部）ＳＵ、ＳＷと、を備えている。
電流センサ（電流検出部）は、同期機Ｍを駆動するインバータ主回路部ＩＮＶから出力される交流電流の電流値を検出する。

電流指令生成部１０は、指令生成部（上位コントローラ）ＣＴＲから、電流振幅指令ｉｄｑ_rｅｆと、電流位相指令β_ｒｅｆと、電流通電フラグＩｏｎと、を受信する。電流指令生成部１０は、電流振幅指令ｉｄｑ_rｅｆと電流位相指令β_ｒｅｆとに基づいて、同期機Ｍに通電する電流に相当するｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとを演算し、電流通電フラグＩｏｎがオン（ハイレベル）のときにその値を出力する。ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆは下記式により求められる。
ｉｄ_ｒｅｆ＝−ｉｄｑ_rｅｆ・ｓｉｎβ_ｒｅｆ
ｉｑ_ｒｅｆ＝ｉｄｑ_rｅｆ・ｃｏｓβ_ｒｅｆ

図２は、実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。
ｄ軸は、同期機Ｍの回転子において静的インダクタンスが最も小さくなるベクトル軸であり、ｑ軸は電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。これに対し、推定回転座標系は回転子の推定位置におけるｄ軸とｑ軸とに対応する。すなわち、ｄ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｄｃ軸であり、ｑ軸から推定誤差Δθだけ回転してベクトル軸がｑｃ軸である。上記式により求められるｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆはｄｃ軸から１８０度回転した方向のベクトル値であって、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆはｑｃ軸の方向のベクトル値である。なお、α軸は、同期機ＭのＵ相巻線軸を示し、β軸は電気角でα軸に直交する軸である。

ｄｑ／αβ変換部２０には、ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆと、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆと、回転位相角の推定値θｅｓｔとが入力される。ｄｑ／αβ変換部２０は、ｄｑ軸の座標系で表されたｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとを、αβ軸の固定座標系で表されたα軸電流指令値ｉα_ｒｅｆとβ軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆとに変換するベクトル変換器である。なお、α軸は、同期機ＭのＵ相巻線軸を示し、β軸はα軸に直交する軸である。αβ軸の固定座標系で表された値は、同期機Ｍの回転子位相角を用いることなく演算することが可能である。

電流制御部３０は、減算器３２、３４と、角度演算部３６と、ゲート指令生成部３８と、を備えている。
減算器３２、３４は、ｄｑ／αβ変換部２０の後段に配置されている。ｄｑ／αβ変換部２０から出力されたα軸電流指令値ｉα_ｒｅｆは減算器３２に入力され、β軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆは減算器３４に入力される。また、電流センサＳＵ、ＳＷにより、インバータ主回路部ＩＮＶから出力された少なくとも２相の電流値が検出され、３相／αβ変換部７０によりαβ軸固定座標系に変換された電流値ｉα_ＦＢＫが減算器３２に入力され、ｉβ_ＦＢＫが減算器３４に入力される。

減算器３２は、α軸電流指令値ｉα_ｒｅｆとインバータ主回路部ＩＮＶから出力された電流値ｉα_ＦＢＫとの電流ベクトル偏差Δｉ_αを出力する。
減算器３４は、β軸電流指令値ｉβ_ｒｅｆとインバータ主回路部ＩＮＶから出力された電流値ｉβ_ＦＢＫとの電流ベクトル偏差Δｉ_βを出力する。

角度演算部３６には、減算器３２、３４から出力された電流ベクトル偏差Δｉαと、電流ベクトル偏差Δｉβとが入力される。角度演算部３６は、入力された電流ベクトル偏差Δｉα、Δｉβからαβ軸（固定座標系）の電流ベクトル偏差の角度θｉを演算する。角度θｉは、電流ベクトル偏差Δｉα、Δｉβの逆正接（ｔａｎ^−１）により求められる。

ゲート指令生成部３８は、電流指令値と実際にインバータ主回路部ＩＮＶから出力された電流値とが一致するように、インバータ主回路部ＩＮＶのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子に与えるゲート指令を出力する。

本実施形態では、インバータ主回路部ＩＮＶの６つ（各相２つ）のスイッチング素子（図示せず）のスイッチング状態の組み合わせは８通りあることから、インバータ主回路部ＩＮＶの出力電圧に各相の位相差を考慮して、それぞれのスイッチング状態に対応する８つの電圧ベクトルを仮想している。８つの電圧ベクトルは、互いにπ／３だけ位相が異なり且つ大きさが等しい６つの基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、２つのゼロ電圧ベクトルＶ０、Ｖ７として表現することができる。

ここで、８つの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は８通りのスイッチング状態に対応し、例えば、各相の正側のスイッチング素子がオンであるときに「１」と表し、各相の負側のスイッチング素子がオンであるときに「０」と表したものである。例えば、Ｕ相の正側のスイッチング素子がオン、Ｖ相の負側のスイッチング素子がオン、Ｗ相の正側のスイッチング素子がオンのとき、電圧ベクトルは（１０１）と表される。

本実施形態では、電流指令値と検出電流の電流ベクトル偏差の角度θｉとに基づいて、非ゼロ電圧ベクトル（ゼロ電圧ベクトルＶ０＝（０００）およびＶ７＝（１１１）以外の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６）を選択してゲート指令を生成する電流追従型ＰＷＭ制御を例として説明する。電圧ベクトルＶ１は、ＵＶＷのゲート指令で表すと、（００１）に対応する。同様に、電圧ベクトルＶ２〜Ｖ７、Ｖ０は、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）、（０００）である。このうち、電圧ベクトルＶ０と電圧ベクトルＶ７とは、ＵＶＷの相間電圧が０Ｖであるからゼロ電圧ベクトルといい、電圧ベクトルＶ２〜Ｖ６は非ゼロ電圧ベクトルという。インバータ主回路部ＩＮＶがゼロ電圧ベクトルＶ０又はゼロ電圧ベクトルＶ７を出力しているとき、電流は回転子の誘起電圧のみにより変化し、その変化量が小さくなる。したがって、本実施形態では、回転子位置を検出する際に電流微分項を大きくするため、電圧ベクトルとして非ゼロ電圧ベクトルのみを選択するものとしている。

ゲート指令生成部３８は、角度θｉの範囲に対するＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート指令を格納したテーブル３８Ａと、３相／αβ変換部３８Ｂと、を備えている。

テーブル３８Ａは、−π／６＜角度θｉ≦π／６に対応する電圧ベクトルをＶ４＝（１００）とし、π／６＜角度θｉ≦π／２に対応する電圧ベクトルをＶ６＝（１１０）とし、π／２＜角度θｉ≦５π／６に対応する電圧ベクトルをＶ２＝（０１０）とし、５π／６＜角度θｉ≦７π／６に対応する電圧ベクトルをＶ３＝（０１１）とし、７π／６＜角度θｉ≦３π／２に対応する電圧ベクトルをＶ１＝（００１）とし、３π／６＜角度θｉ≦１１π／６に対応する電圧ベクトルをＶ５＝（１０１）として、ＵＶＷ相のゲート指令を格納している。

ゲート指令生成部３８は、テーブル３８Ａを用いて、電圧ベクトルＶ４を基準（＝０）として、角度θｉのベクトルに最も近い電圧ベクトルを選択し、選択した電圧ベクトルに対応するゲート指令を出力する。

３相／αβ変換部３８Ｂは、テーブル３８Ａから出力されたゲート指令を受信し、ＵＶＷ相に対応したゲート指令をαβ変換してαβ軸固定座標系の出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβを演算して出力する。出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβは、インバータ主回路部ＩＮＶのゲート指令から演算できる３相交流電圧指令をαβ変換したものであって、ゲート指令が実現しようとしているインバータ主回路部ＩＮＶの出力電圧のベクトル値である。

インバータ主回路部ＩＮＶは、図示しない直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ主回路部ＩＮＶのスイッチング素子は、ゲート指令生成部３８から受信したゲート指令により制御される。インバータ主回路部ＩＮＶは、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを交流負荷である同期機Ｍへ出力する３相交流インバータである。また、インバータ主回路部ＩＮＶは、同期機Ｍで発電された電力を直流電源である二次電池へ充電することも可能である。

図３は、図１に示す同期機の一部の構成例を説明するための図である。
なお、ここでは、同期機Ｍの一部のみを示しており、同期機Ｍの固定子１００および回転子２００は、例えば図３に示す構成を複数組み合わせたものとなる。

同期機Ｍは、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機であり、磁石のＮ方向と磁石のＳ方向とでインダクタンス特性が異なる同期機である。
同期機Ｍは、例えば、固定子１００と、回転子２００とを備えた磁石式同期電動機である。回転子２００は、複数のエアギャップ４と、複数の外周ブリッジＢＲ１と、複数のセンターブリッジＢＲ２と、複数の磁石３と、を有している。

センターブリッジＢＲ２は、エアギャップ４間の領域であって、回転子２００の中心と外周部とを結ぶように延びるラインに沿って配置されている。なお、センターブリッジＢＲ２が配置されているラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２００の外周とエアギャップ４との間に位置している。図３に示す同期機Ｍの部分には、回転子２００の外周部から中心部に向かって延びた６つのエアギャップ４が設けられている。３つのエアギャップ４と３つのエアギャップ４とがｄ軸に対して線対称に配置され、複数のエアギャップ４のそれぞれはセンターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。

複数の磁石３のそれぞれは、各エアギャップ４のセンターブリッジＢＲ２側の端部に、磁路安定化のため配置されている。複数の磁石３は、回転子２００の外周側がＮ極であり、中心部側がＳ極となる向きに配置されている。

推定値演算部４０は、インバータ主回路部ＩＮＶが停止状態から起動する際の初期推定において、回転子周波数に同期した電流を同期機Ｍに通電したときの出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβと、電流検出部ＳＵ、ＳＷで検出された電流値とを用い、同期機Ｍの巻線抵抗Ｒとｄ軸平均インダクタンスとｑ軸微分インダクタンスとを設定値として、同期機Ｍの回転位相角推定値の誤差Δθを演算し、誤差Δθがゼロとなるように同期機Ｍの回転位相角推定値θ_ｅｓｔおよび回転速度推定値ω_ｅｓｔを演算する。回転子周波数に同期した電流は、例えば、同期機Ｍのインダクタンスが最小となる方向に通電する電流である。

推定値演算部４０は、αβ／ｄｑ変換部４２と、誤差演算部４４と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）演算部４６と、ローパスフィルタ４８と、積分演算部４９と、を備えている。
αβ／ｄｑ変換部４２は、加算器６０から回転位相角推定値θｅｓｔを受信し、ゲート指令生成部３８からαβ軸固定座標系の出力電圧目標ベクトルＶα、Ｖβを受信し、３相／αβ変換部７０からαβ軸固定座標系の電流値ｉα_ＦＢＫ、ｉβ_ＦＢＫを受信し、これらのベクトル値をｄｑ軸座標系に変換して出力する。αβ／ｄｑ変換部４２から出力される値は、推定誤差Δθを含むｄｃｑｃ座標系の電圧ベクトルＶｄｃ、Ｖｑｃと、電流ベクトルｉｄｃ、ｉｑｃとである。

誤差演算部４４は、αβ／ｄｑ変換部４２から電圧ベクトルＶｄｃ、Ｖｑｃと、電流ベクトルｉｄｃ、ｉｑｃと、を受信し、これらに基づいて推定誤差Δθを演算する。
以下に、誤差演算部４４の動作の一例について説明する。

磁石式同期機の電圧方程式は［数式１］にて表現される。
ここで、Ｖｄ，Ｖｑはｄｑ軸電圧であり、Ｉｄ，Ｉｑはｄｑ軸電流であり、Ｒは巻線抵抗であり、ωｅは電気角角速度であり、Ｌｄ，Ｌｑはｄｑ軸インダクタンスであり、Φは磁石磁束であり、ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。

さらに、基本波電流に対するインダクタンスと高調波電流に対するインダクタンスの振る舞いが異なることに着目し、モータインダクタンスを下記のように定義する。
すなわち、基本波電流に対するｄｑ軸インダクタンスをｄ軸平均インダクタンスＬ_ｄａ，ｑ軸平均インダクタンスＬ_ｑａとし、高調波電流に対するｄｑ軸インダクタンスを、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈ，ｑ軸微分インダクタンスＬ_ｑｈとする。

これを踏まえて［数式１］を書き改めると、下記［数式２］となる。
ここで、Ｌ_ｄａ，Ｌ_ｑａはｄｑ軸平均インダクタンスであり、Ｌ_ｄｈ，Ｌ_ｑｈはｄｑ軸微分インダクタンスである。

さらに、回転位相角θを推定するために、磁石電圧が発生するｑ軸方向への拡張誘起電圧表現へと書き換えると、下記［数式３］のようになる。

上記[数式３]のＥ_ｘ０は下記[数式４]で表され、以下の説明においてｑ軸方向の拡張誘起電圧と呼称する。

さらに、ｄｑ軸に対して回転位相角θが誤差Δθを生じる場合、上記［数式３］は下記［数式５］に変形できる。

さらに、回転位相角誤差Δθを演算するために、上記［数式５］を変形すると、下記［数式６］となる。

さらに上記［数式６］のｄｃ軸成分をｑｃ軸成分で割り算して逆正接をとると、回転位相角誤差Δθは下記［数式７］となる。

以上によれば、誤差演算部４４において、電圧Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃ、検出電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃを取得し、パラメータとして、巻線抵抗値Ｒ、ｑ軸平均インダクタンスＬ_ｑａ、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを適切に設定することで、上記［数式７］にて回転位相角誤差Δθを演算することが可能である。

しかしながら、図３に示すように回転子２００に磁石を少量埋め込んだ（磁気トルクを駆動に用いない）同期機Ｍでは、外周ブリッジＢＲ１とセンターブリッジＢＲ２との磁気飽和の影響からｄ軸電流の正負（−ｄ軸方向の電流か＋ｄ軸方向の電流か）でｄ軸微分インダクタンス特性が大きく異なる。

図４は、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機のｄ軸電流とｄ軸微分インダクタンスとの関係の一例を説明するための図である。
例えば、−ｄ軸方向に同期機Ｍの定格の１０％の電流を通電した際のｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを上記[数式７]における設定値とすると、回転位相角推定値θ_ｅｓｔがＮＳ反転した角度に収束した場合、実際には＋ｄ軸方向に電流が通電していることとなり、設定したｄ軸微分インダクタンス（設定値）に対して実際のｄ軸微分インダクタンス（実際値）が５２％ほど乖離してしまう。このときに、例えば電流リプルが発生したタイミングなどで、回転位相角の演算が不安定化し、初期位置推定を行うことができなくなる可能性があった。

そこで、本実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムでは、誤差演算部４４は、上述のｑ軸方向の拡張誘起電圧Ｅ_ｘ０を用いて回転位相角誤差Δθを演算せずに、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて回転位相角誤差Δθを演算している。
以下に、誤差演算部４４が、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて回転位相角誤差Δθを演算する動作の一例について説明する。

上記［数式２］をｄ軸方向への拡張誘起電圧による表現へ変形すると、［数式８］となる。

この時、電圧降下と比較して磁石磁束Φが充分に小さい、すなわち、回転子２００に磁石を少量埋め込んだ（磁気トルクを駆動に用いない）同期機を駆動するインバータ主回路部ＩＮＶの制御装置では、上記［数式８］を下記［数式９］と表すことができる。

ここで、上記[数式９]のＥ_ｘ１は下記［数式１０］のように表すことができる。以下の説明において、Ｅ_ｘ１をｄ軸方向の拡張誘起電圧と呼称する。

さらに、ｄｑ軸に対して回転位相角誤差Δθを生じる場合、上記［数式９］は下記［数式１１］のように変形できる。

さらに、回転位相角誤差Δθを演算するために、上記［数式１１］を変形すると、下記［数式１２］となる。

さらに、上記［数式１２］のｄｃ軸成分をｑｃ軸成分で割り算して逆正接をとると、回転位相角誤差Δθは下記［数式１３］となる。

以上によれば、誤差演算部４４において、ｄｃｑｃ軸電圧Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃ、ｄｃｑｃ軸電流Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃを取得し、パラメータとして、巻線抵抗値Ｒ、ｄ軸平均インダクタンスＬ_ｑａ、ｑ軸微分インダクタンスＬ_ｑｈを適切に設定することで、上記［数式１３］にて回転位相角誤差Δθを演算することができる。

図５は、磁気突極性を有する永久磁石同期電動機のｄ軸電流とｑ軸微分インダクタンスとの関係の一例を説明するための図である。
例えば、−ｄ軸方向に同期機Ｍの定格の１０％の電流を通電した際のｑ軸微分インダクタンスＬ_ｑｈを上記[数式１２]における設定値とすると、回転位相角推定値θがＮＳ反転した角度に収束した場合、実際には＋ｄ軸方向に電流が通電していることとなる。この場合であっても、設定したｑ軸微分インダクタンス（設定値）に対する実際のｑ軸微分インダクタンス（実際値）は、８％ほど乖離するのみであり、パラメータ設定誤差に対して不感化を実現することができる。

ＰＬＬ演算部４６は、誤差演算部４４から出力された回転位相角誤差Δθに対して、比例・積分演算（ＰＩ制御）を用いた収束制御（ＰＬＬ制御）を行うことで、第１回転速度推定値ω_ｅｓｔ´を算出して出力する。
ローパスフィルタ４８は、ＰＬＬ演算部４６から出力された第１回転角速度推定値ω_ｅｓｔ´の高周波成分を除いて回転角速度推定値ω_ｅｓｔを出力する。

積分演算部４９は、ローパスフィルタ４８から出力された回転角速度推定値ω_ｅｓｔを積分した回転位相角推定値θ_ｅｓｔ´を算出して、出力する。積分演算部４９から出力される回転位相角推定値θ_ｅｓｔ´が推定値演算部４０の出力となり、加算器６０へ入力される。

極性判定部５０は、インバータ主回路部ＩＮＶを起動する際の初期推定において、例えば、同期機Ｍの回転子周波数に同期した電流を通電したときに、発生する回転子周波数に同期した磁束もしくは電圧もしくはその両方を用いて、磁石磁極判別を行い、判別結果に基づく回転位相角の推定値θ_ｅｓｔ´の補正値θ_ＮＳを出力する。極性判定部５０は、例えば、ｄ軸方向の電流を通電した際に発生するｄ軸基本波磁束もしくは基本波磁束により発生するｑ軸電圧を用いて磁石磁極判別を行うことができる。

本実施形態において、同期機Ｍでは、＋ｄ軸に電流を通電した場合と−ｄ軸に電流を通電した場合とでｄ軸鎖交磁束の大きさに差異が生じる。そこで、極性判定部５０は、上記のｄ軸鎖交磁束の差異に基づいて同期機Ｍの磁石極性判別を行う。なお、上記ｄ軸鎖交磁束の差異は、磁石量が少ない同期機だけでなく、磁石量が多い同期機においても発生する。

極性判定部５０は、ｑ軸電圧設定値Ｖ_ｄ＿ＦＦを［数式１４］で、ＮＳ判別の基準となる電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳを［数式１５］で、それぞれ演算する。なお、ｑ軸電圧実際値Ｖ_ｑｃは、［数式１６］のように表すことができる。

ｄ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｄ＿ＦＦは、＋ｄ軸方向に電流を通電したときのｄ軸インダクタンスと、−ｄ軸方向に電流を通電したときのｄ軸インダクタンスとの間の値であればよい。本実施形態では、ｄ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｄ＿ＦＦは、例えば、＋ｄ軸に電流を通電した場合のｄ軸インダクタンスと、−ｄ軸に電流を通電した際のｄ軸インダクタンスとの平均値とする。

ｄ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｄ＿ＦＦを設定し、電流制御が正確に行われている場合、電流指令値ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}はｄ軸電流実際値ｉ_ｄｃと等しくなり、電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳは［数式１７］の関係となる。

極性判定部５０は、上記［数式１７］の関係に則って回転位相、速度推定手段で推定した回転位相角の補正値θ_ＮＳを出力する。
極性判定部５０は、ｑ軸電圧Ｖ_ｑｃと、ｄ軸電流指令ｉ_{ｄ_ｒｅｆ}と、回転速度推定値ω_ｅｓｔとを入力とする。極性判定部５０は、上記[数式１７]により電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳを演算し、電圧差分Δ_{Ｖｑ＿ＮＳ}がゼロ以上か否かを判定し、判定結果に応じた補正値θ_ＮＳを出力する。すなわち、極性判定部５０は、電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳがゼロ以上のときに補正値θＮＳを０°とし、電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳがゼロ未満のときに補正値θ_ＮＳをπ（１８０°）とする。極性判定部５０から出力された補正値θ_ＮＳは、加算器６０に入力される。

加算器６０は、推定値演算部４０から出力された回転位相角推定値θ_ｅｓｔと、極性判定部５０から出力された補正値θ_ＮＳとを加算し、補正値θ_ＮＳにより回転位相角推定値θ_ｅｓｔが補正される。補正後の回転位相角推定値θ_ｅｓｔはｄｑ／αβ変換部２０、および、αβ／ｄｑ変換部６２に供給され、ベクトル変換に用いられる。

図６は、実施形態のインバータ制御装置の動作の一例を説明するための図である。
ここでは、インバータ制御装置１が停止した状態から、回転位相角および回転速度を推定して再起動する惰行再起動の動作を一例として説明する。

本実施形態のインバータ制御装置１では、起動時の初期推定において極性判定を行っている。すなわち、推定値演算部４０による回転位相角推定値の演算および極性判定部５０による磁石磁極判別は、インバータ主回路部ＩＮＶの起動指令に応じて実行される。起動前および初期推定完了後に初期化されるまでの間は、インバータ主回路部ＩＮＶは停止した状態であり、同期機Ｍはフリーランとなっている。

指令生成部ＣＴＲは、モータに通電する電流指令ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}、ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}と電流位相β_＿ｒｅｆとを設定し、各種フラグ（電流通電フラグ（Ｉｏｎ）、初期化フラグ、初期推定フラグ、ＮＳ判別演算フラグ、ＮＳ判別結果反映フラグ、通常制御フラグ）を制御する。指令生成部ＣＴＲは、初期化フラグ、初期推定フラグ、通常制御フラグおよびＮＳ判別演算フラグを推定値演算部４０に供給する。指令生成部ＣＴＲは、ＮＳ判別結果反映フラグを極性判定部５０に供給する。指令生成部ＣＴＲは、電流通電フラグ（Ｉｏｎ）を電流指令生成部１０に供給する。

指令生成部ＣＴＲが起動指令を受けると、同時に初期化フラグを立ち上がる。続いて、指令生成部ＣＴＲは、初期推定フラグと電流通電フラグ（Ｉｏｎ）とを立ち上げ、初期化フラグを立ち下げる。

推定値演算部４０は、初期化フラグが立ち上がると、回転位相角と回転速度との推定値を初期値に設定し初期化する。続いて初期推定フラグが立ち上がると、回転位相角推定値θ_ｅｓｔおよび回転速度推定値ω_ｅｓｔの演算を開始する。

続いて、指令生成部ＣＴＲは、ＮＳ判別演算フラグを立ち上げる。
極性判定部５０は、ＮＳ判別演算フラグが立ち上がると、電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳの演算を行う。

続いて、指令生成部ＣＴＲは、初期推定フラグとＮＳ判別演算フラグとを立ち下げて、ＮＳ判別結果反映フラグを立ち上げる。
極性判定部５０は、ＮＳ判別結果反映フラグが立ち上がると、[数式１７]に示すように電圧差分ΔＶ_ｑ＿ＮＳの値に応じて回転位相角の補正値θ_ＮＳを出力する。

続いて、指令生成部ＣＴＲは、ＮＳ判別結果反映フラグを立ち下げて、初期化フラグを立ち上げる。
推定値演算部４０は、初期化フラグが立ち上がると、回転位相角と回転速度との推定値θ_ｅｓｔ、ω_ｅｓｔを初期値に設定し初期化する。

続いて、指令生成部ＣＴＲは、初期化フラグを立ち下げて、通常制御フラグを立ち上げる。推定値演算部４０は、通常制御フラグが立ち上がると初期推定処理を終了し、力行駆動あるいは回生駆動の動作を開始する。
続いて、上述の実施形態のインバータ制御装置１についてシミュレーションを行った結果の一例について説明する。

図７および図８は、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。
図７および図８に示す例では、−ｄ軸方向に同期機Ｍの定格の１０％の電流を通電した際のｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを上記[数式１３]における設定値とし、上段に同期機Ｍに通電するｄ軸電流およびｑ軸電流と、これらの推定値であるｄｃ軸電流およびｑｃ軸電流を示し、中段に実際の回転位相角θと、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて演算した、回転位相角推定値θ_ｅｓｔを示し、下段に同期機Ｍの出力トルクを示している。

図７および図８では、図６に示す電流通電フラグＩｏｎが立ち上がったタイミングから、ＮＳ判別演算フラグが立ち上がるタイミングまでの期間を含む期間のシミュレーション結果を示している。例えば、このシミュレーションでは、インバータ制御装置は、０秒の時点で電流通電を開始し、回転位相角および回転速度の推定値の演算を開始し、０．１秒の時点で極性判別の演算を開始している。

図７に示す例では、回転位相角の実際値と推定値とがずれていない場合を示している。図８に示す例では、回転位相角の実際値と推定値とが１８０°ずれている場合を示している。このシミュレーション結果によれば、図７および図８のいずれの場合についても、回転位相角推定値の演算が安定して実行された。

続いて、上述の実施形態のインバータ制御装置１の比較例について、シミュレーションを行った結果について説明する。
図９および図１０は、ｑ軸方向の拡張誘起電圧を用いて、回転位相角推定値を演算したときのシミュレーション結果の一例を示す図である。

図９および図１０に示す例では、−ｄ軸方向に同期機Ｍの定格の１０％の電流を通電した際のｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを上記[数式７]における設定値とし、上段に同期機Ｍに通電するｄ軸電流およびｑ軸電流と、これらの推定値であるｄｃ軸電流およびｑｃ軸電流を示し、中段に実際の回転位相角θと、ｄ軸方向の拡張誘起電圧を用いて演算した、回転位相角推定値θ_ｅｓｔを示し、下段に同期機Ｍの出力トルクを示している。

図９および図１０では、図６に示す電流通電フラグＩｏｎが立ち上がったタイミングから、ＮＳ判別演算フラグが立ち上がるタイミングまでの期間を含む期間のシミュレーション結果を示している。例えば、このシミュレーションでは、インバータ制御装置は、０秒の時点で電流通電を開始し、回転位相角および回転速度の推定値の演算を開始し、０．１秒の時点で極性判別の演算を開始している。

図９に示す例では、回転位相角の実際値と推定値とがずれていない場合を示している。図１０に示す例では、回転位相角の実際値と推定値とが１８０°ずれている場合を示している。

この例では、回転位相角と実際値とが１８０°ずれた場合、すなわち回転位相角推定値θ_ｅｓｔがＮＳ反転した角度に収束し、誤差演算部４４にて設定したｄ軸微分インダクタンス（設定値）に対して実際のｄ軸微分インダクタンス（実際値）が乖離した状態となる。図１０に示す結果によれば、電流リプルが発生したタイミング等において回転位相角推定値の演算が不安定化してしまい、その後、回転位相角推定値が実際値と１８０°ずれた状態に収束しなかった。

上記のように、本実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムでは、電流制御方法として電流追従型ＰＷＭ制御を用いており、電流指令値と電流検出値との差分ベクトルの位相に応じてインバータ主回路部ＩＮＶへのゲート指令を生成する。このゲート指令は非ゼロの電圧ベクトルとなっており、インバータ主回路部ＩＮＶが出力し得る最大の電圧を同期機Ｍに印加することにより高調波電流を増加することができる。

この時、上述のようにｄ軸方向の拡張誘起電圧に基づいた回転位相角推定を行うと、電流制御を行いつつ高調波電流を増加できることから、同期機Ｍが停止している状態を含む低速から最大速度で動作する状態について、１つの数式（[数式１３]）にて回転位相角推定値を演算し、インバータ主回路部ＩＮＶを制御することが可能となる。
すなわち、本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムを提供することができる。

また、上記実施形態では、インバータ主回路部ＩＮＶのゲート指令を電流ベクトル偏差（Δｉ_α、Δｉ_β）に応じて決定する電流追従型ＰＷＭ制御を採用したドライブシステムについて説明したが、電流を制御する他の方法を採用した場合であっても同様の効果を得ることができる。例えば、電流ベクトル偏差（Δｉ_α、Δｉ_β）に基づいてインバータ電圧指令を演算するＰＩ制御のような方法でも同様な効果が得られる。

また、上記実施形態では、インバータ主回路部ＩＮＶのゲート指令を電流ベクトル偏差（Δｉ_α、Δｉ_β）の角度θｉから直接決定する方法を例としたが、電流を制御するためのゲート指令が決定できれば、例えば三角波比較変調や空間ベクトル変調のような方法を採用しても上述の実施形態と同様の効果が得られる。

また、上記実施形態では回転座標系上で回転位相角誤差Δθを計算し、その情報から回転位相角推定値θ_ｅｓｔと回転速度推定値ω_ｅｓｔとを演算する方法を例として説明したが、例えば特許文献１に開示されているように回転位相角を直接演算する方法であっても同様な効果が得られる。回転位相角を直接演算する場合、回転位相角誤差ΔθをＰＬＬ制御および積分せずに、回転位相角を直接演算することができる。この場合にも、モータパラメータを使用して位相角を演算するため、上述の実施形態と同様の効果が得られる。

次に、第２実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムについて、図面を参照して以下に説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
図１１は、第２実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

本実施形態のインバータ制御装置は推定方式切替部８０をさらに備えている。
推定方式切替部８０は、誤差演算部４４へ推定方式切替信号を出力する。推定方式切替部８０は、インバータ制御装置やセンサレスドライブシステムの外部に設けられたディップスイッチなどのスイッチ信号を読み取る、もしくは、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈの値に応じて、推定方式切替信号をの値を「１」もしくは「０」とに切り替えて出力する。

推定方式切替信号は、例えば、磁石電圧が定格運転時の電圧降下と比較して十分に小さい同期機がインバータ主回路部ＩＮＶに電気的に接続された、すなわち、インバータ主回路部ＩＮＶの出力により駆動される場合には「０」であり、そうでない場合は「１」である。

また、推定方式切替部８０は、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈに基づいて、オートチューニングを行ってもよい。推定方式切替部８０は、推定方式切替信号を決定するためにｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを外部から取得してもよく、上述の［数式２］の電圧方程式によりｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを演算してもよい。[数式２]によりｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを演算する場合には、推定方式切替部８０は、電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑ、検出電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ、巻線抵抗Ｒ、電気角角速度ωｅ、ｄｑ軸平均インダクタンスＬ_ｄａ，Ｌ_ｑａ、磁石磁束Φ、を取得することにより、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを演算することができる。

推定方式切替部８０は、例えば、−ｄ軸方向および＋ｄ軸方向に通電した際の、それぞれのｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈの比（ｄ軸微分インダクタンスの設定値に対するd軸微分インダクタンスの実際値の比）が３０％以上かい離するときに推定方式切替信号を「０（第１レベル）」とし、ｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈの比が３０％未満のときに推定方式切替信号を「１（第２レベル）」とする。
例えば、−ｄ軸方向に同期機Ｍの定格の１０％の電流を通電した際のｄ軸微分インダクタンスＬ_ｄｈを上記[数式７]における設定値とし、回転位相角推定値θ_ｅｓｔがＮＳ反転した角度に収束した場合、実際には＋ｄ軸方向に電流が通電していることとなる。このとき、設定したｄ軸微分インダクタンス（設定値）に対して実際のｄ軸微分インダクタンス（実際値）が３０％以上かい離しているときに、推定方式切替部８０は推定方式切替信号を「０」とし、設定したｄ軸微分インダクタンス（設定値）に対して実際のｄ軸微分インダクタンス（実際値）が３０％未満であるときに、推定方式切替部８０は推定方式切替信号を「１」とする。

誤差演算部４４は、推定方式切替信号の値に応じて、回転位相角誤差Δθの演算方法を切替える。誤差演算部４４は、例えば、推定方式切替信号の値が「１」のときに、[数式７]（第１方式）により回転位相角誤差Δθを演算して出力し、推定方式切替信号の値が「０」のときに、[数式１３]（第２方式）により回転位相角誤差Δθを演算して出力する。

なお、誤差演算部４４は、推定方式切替信号により、[数式７]を用いる方式ではない他の方式と[数式１３]を用いる方式とを切替えて、回転位相角誤差Δθを演算するように構成されても構わない。

また、本実施形態では、［数式７］もしくは［数式１３］を用いて回転位相角誤差Δθを演算する方法について説明したが、回転位相角推定値を演算可能な方法であれば別の１又は複数の方式を更に採用して、推定方式切替信号の値に基づいて、３つ以上の演算方式を切替えてもよい。

他の演算方式としては、例えば、［数式１２］のｄ軸成分を用いて、下記[数式１８]のように回転位相角誤差Δθを演算する方式を採用してもよい。
また、例えば特許文献１に記載のようにαβ座標系（固定座標系）にて回転位相角推定値を直接演算する方式を採用してもよい。

本実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムによれば、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、本実施形態のインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムによれば、ｄ軸電流の向き（−ｄ軸方向か＋ｄ軸方向か）によりｄ軸微分インダクタンスが大きく変化する同期機については、[数式１３]を用いる方式で回転位相角推定値および回転速度推定値を演算し、例えば誘起電圧が大きいために［数式９］の式展開ができない同期機については[数式７]を用いる方式で回転位相角推定値および回転速度推定値を演算することができる。これにより、同期機の特性によらず回転位相角推定値の演算を安定して行うことができる。
すなわち、本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびセンサレスドライブシステムを提供することができる。

なお、上記第１および第２実施形態において、インバータ制御装置１およびセンサレスドライブシステムの各構成は、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアにより実現されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとの組み合わせにより実現されてもよい。インバータ制御装置１は、ＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムを格納したメモリと、を備え、上述のインバータ制御装置１の動作を行うプログラムをプロセッサにより実行するように構成されてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…インバータ制御装置、１０…電流指令生成部、２０…ｄｑ／αβ変換部、３０…電流制御部、３２…減算器、３４…減算器、３６…角度演算部、３８…ゲート指令生成部、３８Ａ…テーブル、３８Ｂ…３相／αβ変換部、４０…推定値演算部、４２…αβ／ｄｑ変換部、４４…誤差演算部、４６…ＰＬＬ演算部、４８…ローパスフィルタ、４９…積分演算部、５０…極性判定部、６０…加算器、６２…αβ／ｄｑ変換部、７０…３相／αβ変換部、８０…推定方式切替部、Ｍ…同期機、１００…固定子、２００…回転子、３…磁石、４…エアギャップ、ＢＲ１…外周ブリッジ、ＢＲ２…センターブリッジ、Ｖ０〜Ｖ７…電圧ベクトル、Ｖ０、Ｖ７…ゼロ電圧ベクトル、Ｖ１〜Ｖ６…基本電圧ベクトル。

Claims (6)

1. 電流指令値を生成する電流指令生成部と、
   インバータ主回路部から出力される交流電流の電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流指令値と前記電流検出部で検出した電流値とが一致するように前記インバータ主回路部のゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいて前記インバータ主回路部の出力電圧目標ベクトルを演算するゲート指令生成部と、
   前記インバータ主回路部が起動する際の初期推定において、前記電流検出部で検出された電流値と前記出力電圧目標ベクトルとに基づいて、回転位相角推定値を演算する推定値演算部と、を有し、
   前記推定値演算部は、前記インバータ主回路部が停止状態から起動する際に、回転子周波数に同期した電流を通電したときの前記出力電圧目標ベクトルと前記電流検出部で検出された電流値とを用い、巻線抵抗とｄ軸平均インダクタンスとｑ軸微分インダクタンスとを設定値として、前記回転位相角推定値の誤差を演算し、前記誤差がゼロとなるように前記回転位相角推定値を演算すること、を特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記回転子周波数に同期した電流は、インダクタンスが最小となる方向に通電する電流である、を特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記推定値演算部は、前記誤差がゼロとなる回転角速度推定値を演算し、
   前記回転角速度推定値に基づいて回転子の極性判別を行い、前記回転位相角推定値の補正値を出力する極性判別部と、
   前記回転位相角推定値と前記補正値とを加算して出力する加算器と、を更に備えた、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 前記推定値演算部へ推定方式切替信号を出力する推定方式切替部を更に有し、
   前記推定値演算部は、前記推定方式切替信号に応じて、前記巻線抵抗と、ｑ軸平均インダクタンスと、ｄ軸微分インダクタンスとを設定値として前記誤差を演算する第１方式と、前記巻線抵抗と、ｄ軸平均インダクタンスと、ｑ軸微分インダクタンスとを設定値として前記誤差を演算する第２方式と、を切替えて、前記回転位相角推定値を演算する、ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
5. 前記推定方式切替部は、−ｄ軸方向および＋ｄ軸方向に通電した際の、それぞれのｄ軸微分インダクタンスの設定値に対するd軸微分インダクタンスの実際値の比が３０％以上かい離するときに第１レベルとなり、前記比が３０％未満のときに第２レベルとなる信号である、ことを特徴とする請求項４記載のインバータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか１項記載のインバータ制御装置と、
   同期機と、
   前記同期機を駆動する前記インバータ主回路部と、を備えたことを特徴とするセンサレスドライブシステム。