JP2014117069A - 交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流回転機を少ない電力で安定に駆動し、駆動時の振動および騒音の低減を図る。
【解決手段】インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機（１）に対して電力給電部（３）を介して所望の電力を給電する制御部（１０１）を備え、制御部（１０１）は、交流回転機（１）のインダクタンスを含む関数が極値となる周波数（ｆｈ）の電力と基本波周波数の電力を、電力給電部（３）を介して交流回転機（１）に給電する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流回転機の制御に関し、特に、少ない電力で安定に駆動することで、駆動時の振動、騒音を低減することのできる交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法に関する。

交流回転機を駆動する際には、所望のトルクを発生させるために、回転子の位置を検出あるいは推定し、回転子の位置に対応した適切な位相で、電動機に電力を給電する必要がある。

ここで、電気的な突極性がある交流回転機の回転子磁極位置を推定するために、基本波周波数より高い周波数の電圧ないしは電流を基本波に重畳させて交流回転機に印加する場合を考える。この場合には、重畳する電圧ないし電流の周波数または振幅を可変とすることで、高周波スペクトルを分散し、あるいは特定の高周波成分の振幅の平均値を低減させ、交流回転機からの電磁騒音を低減させたモータ制御装置を実現している（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−３４３８３３号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１に記載の従来のモータ制御装置では、交流回転機の巻線インダクタンスの周波数特性を考慮していない。そして、電気的な突極性が、重畳される電圧、電流または電力の周波数により変動する交流回転機に対してこのような従来技術を適用した場合には、重畳される電圧、電流または電力の周波数によっては、突極性が小さい周波数領域で使用することになる。

この結果、所望の回転子位置の推定精度を得るために、交流回転機の駆動以外に必要な電力、電圧または電流の振幅が大きくなり、交流回転機や電力給電手段で発生する損失や交流回転機から発生する振動、騒音が増大するといった課題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、交流回転機を少ない電力で安定に駆動し、駆動時の振動および騒音の低減を図った交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法を得ることを目的とする。

本発明に係る交流回転機の制御装置は、インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機に対して電力給電部を介して所望の電力を給電する制御部を備えた交流回転機の制御装置であって、制御部は、交流回転機のインダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電力と基本波周波数の電力を、電力給電部を介して交流回転機に給電するものである。

また、本発明に係る交流回転機の制御方法は、インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機に対して電力給電部を介して所望の電力を給電する制御部を備えた交流回転機の制御方法であって、制御部において、交流回転機のインダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電力と基本波周波数の電力を、電力給電部を介して交流回転機に給電するステップを備えるものである。

本発明によれば、インダクタンスを含む関数が極値または極値近傍となる周波数の電力と基本波周波数の電力を交流回転機に給電することによって、交流回転機を少ない電力で安定に駆動し、駆動時の振動および騒音の低減を図った交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における高周波電圧発生器が出力する３相交流電圧を示した説明図である。 本発明の実施の形態１における位置推定手段の内部演算を表すブロックである。 本発明の実施の形態１における交流回転機１の固定子・回転子構造の説明図である。 本発明の実施の形態１における交流回転機１の回転子の斜視図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機１の無負荷駆動時における交流回転機１の回転子位置とインダクタンスの関係を示した図である。 本発明の実施の形態１において、無負荷のときの高周波電圧を印加した際に、図１に示す回転二軸電流に基づく電流ベクトルの軌跡を示す図である。 本発明の実施の形態１における突極性の指標の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとの差の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとの比の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２における高周波電流発生器が出力するｄ軸高周波電流指令およびｑ軸高周波電流指令を示した説明図である。 本発明の実施の形態２における位置推定手段の内部演算を表すブロックである。 本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る交流回転機１の負荷時（基本周波数の電流通電時）の交流回転機１の回転子位置とインダクタンスの関係を示した図である。

以下、本発明の交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。本実施の形態１における交流回転機の制御装置は、制御手段１０１として構成されており、電流検出手段２による検出結果に基づいて、電力給電手段３を介して所望の電力を供給することで、交流回転機１を制御している。

ここで、図１における交流回転機１は、インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機であり、詳細については、後述する。

交流回転機１は、電力給電手段３と接続されている。ここで、電力給電手段３は、インバータ、サイクロコンバータ、あるいはマトリックスコンバータ等の交流電力を出力可能な電力変換器である。そして、この電力給電手段３は、交流回転機１に対して電力を給電することにより、交流回転機１を駆動する。

また、電流検出手段２は、交流回転機１を流れる電流を検出する。本実施の形態１における電流検出手段２は、交流回転機１と電力給電手段３とを結ぶ電力線から２相分の電流（図１の例では、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ）を検出する。なお、電流検出手段２は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの任意の２相分の電流を検出してもよく、また、全ての相電流を検出してもよい。

あるいは、電流検出手段２は、電力給電手段３がインバータの場合、インバータの入力である直流母線電流からＵ、Ｖ、Ｗ相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを再生する手法を用いた演算で、電流を検出してもよい。

次に、制御手段１０１の詳細構成を説明する。制御手段１０１は、三相・二相変換器４、座標変換器５、ｄ軸電流制御器６、ｑ軸電流制御器７、座標変換器８、二相・三相変換器９、加算器１０、位置推定手段１０２、減算器１０３、および高周波電圧発生器１０４を備えて構成されている。

制御手段１０１は、マイコンやＤＳＰ等のＣＰＵを用いて、電流検出手段２より検出した電流値をＡ／Ｄ変換した電流値情報ｉｕ、ｉｖに基づいて、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊を演算し、電力給電手段３へ出力する。

三相・二相変換器４は、電流検出手段２で検出したＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを、固定二軸（α−β軸）上の電流ｉαｓとｉβｓに変換する。座標変換器５は、後述する位置推定手段１０２が出力する推定位置θｐを用いて、電流ｉαｓ、ｉβｓを回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊は、交流回転機１の位置指令、速度指令、トルク指令等に基づいて求められるものである。そこで、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊の発生源については、公然に知られた公知技術のため、図１では省略している。

減算器１０３は、電流指令値ｉｄ＊と座標変換器５の出力であるｉｄとの差分、電流指令値ｉｑ＊と座標変換器５の出力であるｉｑとの差分から、それぞれｄ軸電流偏差Δｉｄ、ｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。

ｄ軸電流制御器６は、比例積分制御などを用いて、ｄ軸電流偏差Δｉｄを０にする制御量として、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を出力する。同様に、ｑ軸電流制御器７は、比例積分制御などを用いて、ｑ軸電流偏差Δｉｑを０にする制御量として、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を出力する。

座標変換器８は、後述する位置推定手段１０２が出力する推定位置θｐを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を固定二軸（α−β軸）上の電圧指令値Ｖα＊とＶβ＊に変換する。

二相・三相変換器９は、電圧指令値Ｖαｓ＊とＶβｓ＊を、電圧指令値としての三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

高周波電圧発生器１０４は、周期Ｔｖｈ、周波数ｆｖｈ＝（１／Ｔｖｈ）、振幅Ｖｈの３相交流電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを出力する。図２は、本発明の実施の形態１における高周波電圧発生器１０４が出力する３相交流電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを示した説明図である。

なお、図２に示すように、本実施の形態１においては、３相交流電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを正弦波交流電圧としているが、本発明は、正弦波交流電圧に限定されるものではない。例えば、基本波周期がＴｖｈである矩形波電圧、方形波電圧、のこぎり波電圧等を正弦波交流電圧として用いてもよい。３相交流電圧の周期Ｔｈについては、後述する。

加算器１０は、二相・三相変換器９から出力された三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、高周波電圧発生器１０４から出力された３相交流電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈとを加算することにより、電力給電手段３へ出力する電圧指令Ｖｕｈ＊、Ｖｖｈ＊、Ｖｗｈ＊を出力する。

次に、位置推定手段１０２について説明する。位置推定手段１０２は、二相電流ｉαｓ、ｉβｓを入力し、推定位置θｐを出力する。図３は、本発明の実施の形態１における位置推定手段１０２の内部演算を表すブロックである。図３に示した位置推定手段１０２は、フーリエ変換器２０、乗算器２１、減算器２２、および位置演算器２３を備えて構成されている。

フーリエ変換器２０は、二相電流ｉαｓ、ｉβｓから、高周波電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを印加することにより交流回転機１に発生する、高周波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数ｆｖｈと同じ周波数の成分の振幅（大きさ）Ｉαｓ、Ｉβｓを抽出する。

乗算器２１は、フーリエ変換器２０の出力であるＩαｓ、Ｉβｓをそれぞれ二乗し、（Ｉαｓ・Ｉαｓ）と（Ｉβｓ・Ｉβｓ）とを出力する。減算器２２は、（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じてΔＩαβを出力する。さらに、位置演算器２３は、減算器２２の出力であるΔＩαβより、推定位置θｐを演算する。

このようにして求めた推定位置θｐは、レゾルバやエンコーダ等の位置検出用センサを用いて直接その位置を検出したものではなく、演算により求めた推定値である。つまり、本実施の形態１において推定位置θｐを求めるということは、位置推定手段１０２によって正しい回転子位置が推定できることを意味している。以下、位置推定手段１０２により推定位置θｐを求める処理内容について、さらに具体的に説明する。

交流回転機１が永久磁石型同期回転機の場合、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は、下式（１）のように表すことができる。

回転機が停止時または低速運転時と仮定し、ω＝０とする。また、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると、固定直交座標での電流ｉαｓ、ｉβｓは、下式（２）となる。

ここで、高周波電圧発生器１０４から交流回転機１を駆動するための交流電圧の角周波数よりも十分に高い角周波数ωｈ（＝２π／（Ｔｖｈ））の高周波電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを印加すると仮定する。この場合には、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈおよびＲ＜＜Ｌβ・ωｈが成り立ち（ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とした場合）、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、上式（２）は、下式（３）となる。

また、高周波電圧発生器１０４より印加する高周波電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、固定直交座標では、下式（４）のように表すことができる。

また、上式（４）の固定直交座標での高周波電圧は、下式（５）で表され、この式（５）に上式（４）を代入し、ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とすると、下式（６）となる。

上式（６）に示すように、固定直交座標での電流ｉαｓ、ｉβｓの振幅に、回転子位置情報θ（＝推定位置θｐ）が含まれていることが分かる。そこで、固定直交座標での電流ｉαｓ、ｉβｓの振幅Ｉαｓ、Ｉβｓを、フーリエ変換器２０にて抽出する。

すなわち、フーリエ変換器２０により、高周波電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを印加することにより交流回転機１に発生する電流ｉαｓ、ｉβｓから、高周波電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを印加することにより交流回転機１に発生する高周波電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数ｆｖｈと同じ周波数成分を抽出し、かつその振幅Ｉαｓ、Ｉβｓを求める。そして、フーリエ変換器２０で抽出した振幅Ｉαｓ、Ｉβｓに基づいて、下式（７）に示すような演算を施すことにより、回転子位置情報θのみを含んだ項を抽出する。

この演算を実現するために、振幅Ｉαｓ、Ｉβｓをそれぞれ二乗する乗算器２１と乗算器２１の出力である（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から、（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じて回転子位置θの情報のみを含むΔＩαβを出力する減算器２２を用いる。

位置演算器２３では、上式（７）に含まれるｃｏｓ２θの逆余弦を演算することにより、θ（推定位置θｐ）を計算する。なお、推定位置θｐの演算は、逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、テーブルとして記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて推定位置θｐを求めてもよい。

次に、位置推定手段１０２の位置推定精度について説明する。乗算器２１の出力である（Ｉβｓ・Ｉβｓ）と（Ｉαｓ・Ｉαｓ）との和Ｉαβは、下式（８）となる。

上式（８）は、交流回転機１に流れる電流のうち、高周波電圧の周波数ｆｖｈに等しい周波数成分の振幅の２乗に比例する項であり、上式（８）で求まる値が大きいほど、高周波電圧の周波数ｆｖｈの成分の振幅は、大きくなる。

上式（７）におけるｃｏｓ２θの振幅成分を、下式（９）に示す。さらに、下式（９）に上式（８）を代入すると、下式（１０）となる。

ここで、Ｕ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖは、制御手段１０１に入力される際にＡ／Ｄ変換に伴う量子化誤差を生ずる。このため、α相電流ｉαとβ相電流ｉβにも量子化誤差が生じ、上式（７）で表されたΔＩαβも量子化に伴う誤差を生ずる。よって、ΔＩαβの振幅である上式（９）で求まる値は、大きいほど量子化誤差の影響が相対的に小さくなり、位置演算器２３で求められる推定位置θｐの誤差も小さくなる。

上式（１０）より、ΔＩαβの振幅を大きくする方法は、２つある。第１の方法は、Ｉαβを大きくする方法であり、第２の方法は、ｌもしくはｌの絶対値を大きくする方法である。

第１の方法であるＩαβを大きくする方法は、上式（９）式からもわかるように、交流回転機１に流れる電流のうち、高周波電圧の周波数に等しい周波数成分の振幅Ｉαｓ、Ｉβｓを増大することとなる。したがって、この第１の方法は、交流回転機１の巻線で発生する銅損の増大や交流回転機１の振動、騒音増大を引き起こすため、好ましくない。

一方、ｌもしくはｌの絶対値を大きくする第２の方法は、ｌがＩαｓ、Ｉβｓに依存しないため、上述した課題を発生しない利点がある。ここで、ｌは上式（１）より、ｄ軸インダクタンスＬｄｈとｑ軸インダクタンスＬｑｈの差に比例した量であるため、ｌもしくはｌの絶対値が大きいほど、交流回転機１の突極性は、大きい。

以上より、交流回転機１の巻線で発生する銅損の増大や交流回転機１の振動、騒音の増大を引き起こすことなく、推定位置θｐの推定精度を得るためには、交流回転機１の突極性を大きくできればよいこととなる。

次に、交流回転機１の詳細について説明する。ここで説明する交流回転機１は、表面磁石型の永久磁石同期回転機である。図４は、本発明の実施の形態１における交流回転機１の固定子・回転子構造の説明図である。理解を助けるために、図４においては、交流回転機１の断面図を直線状に描いており、２通りの回転子位置ｄ、ｑを表している。

ここで、交流回転機１は、固定子鉄心２０１と、電機子巻線２０２を具備した固定子と、永久磁石２０４間の周囲に配置された導体２０６とを有している。なお、図４では、４極の交流回転機を図示しているが、極数やスロット数は、これに限定されない。また、図４におけるＮとＳは、永久磁石の極性を示している。

図５は、本発明の実施の形態１における交流回転機１の回転子の斜視図である。より具体的には、１０極の回転子の場合において、図４に対応する構成例を示す図である。図５に示すように、永久磁石３０４間の周囲に導体３０６と導体３０８が配置されている。ここで、導体３０６と導体３０８は、閉じた回路であるので、導通回路に相当する。

永久磁石３０４の周囲に導体３０６と導体３０８を配置し、交流回転機１の回転子が導通回路を有することにより、交流回転機１に高周波電圧を印加すると、導通回路に高周波電圧の周波数の渦電流が流れる。そして、渦電流による磁束が、固定子−回転子間のギャップ部において、永久磁石３０４による磁束を打ち消すように作用する。

図４に戻って、回転子位置に対するインダクタンスの差異が最も大きい回転子位置ｄと回転子位置ｑを比較する。図４の波形は、高周波電圧印加時の電機子に流れる渦電流により発生する磁束２０７を表している。ただし、簡単のため、基本波成分のみを示している。

まず、回転子位置がｄの場合には、電機子に流れる渦電流により発生する磁束２０７のうち、例えば、導体２０６ａ、２０６ｂの間に鎖交し、導体２０６に渦電流が流れる。その渦電流により、電機子ｄ軸電流によって発生する磁束が打ち消され、インダクタンスが小さくなる。

一方、回転子位置がｑの場合には、渦電流により発生する磁束２０７のうち、例えば、２０６ａと２０６ｂの間に鎖交する分が互いに打ち消すため、導体に渦電流が流れず、インダクタンスも変化しない。このように、回転子の位置によって、インダクタンスに差が生じ、突極性が生じる。

図６は、本発明の実施の形態１に係る交流回転機１の無負荷駆動時における交流回転機１の回転子位置とインダクタンスの関係を示した図であり、突極性を示す図である。図６において、横軸は、交流回転機１の回転子位置（電気角）、縦軸は、回転子位置に対するインダクタンスである。高周波電圧の周波数を小さい順にｆ１、ｆ２、ｆ３とした場合のインダクタンスを示している。

ここで、回転子位置に対するインダクタンスのうち、最大値を第１のインダクタンスＬ１、最小値を第２のインダクタンスＬ２とすると、周波数ｆ２、ｆ３において、インダクタンスは０および１８０度で最小値、９０度および２７０度で最大値を取っている。したがって、この場合、Ｌ１は、ｑ軸インダクタンスＬｑｈに等しく、Ｌ２は、ｄ軸インダクタンスＬｄｈに等しい。

図６において、周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の９０度および２７０度におけるインダクタンス値をそれぞれＬ１（ｆ１）、Ｌ１（ｆ２）、Ｌ１（ｆ３）とし、０度および１８０度におけるインダクタンス値をそれぞれＬ２（ｆ１）、Ｌ２（ｆ２）、Ｌ２（ｆ３）とする。そして、第１のインダクタンスＬ１で比較した場合、Ｌ１（ｆ１）、Ｌ１（ｆ２）、Ｌ１（ｆ３）の差異は、ほとんどなく、第２のインダクタンスＬ２で比較した場合には、Ｌ２（ｆ１）は最も高く、Ｌ１（ｆ１）とほぼ等しい。

高周波電圧の周波数がｆ１からｆ２、ｆ３と高くなるにつれて、第２のインダクタンスＬ２は、Ｌ２（ｆ２）、Ｌ２（ｆ３）となり、第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２の差が大きくなる。これは、交流回転機１の導体２０６に渦電流が流れることにより生ずる磁束の大きさが、高周波電圧の周波数によって変動し、第１のインダクタンスと第２のインダクタンスに差が生じるためである。

以上より、第２のインダクタンスは、高周波電圧の周波数に対する関数となり、突極性も高周波電圧の周波数によって変動する。

図７は、本発明の実施の形態１において、無負荷のときの高周波電圧を印加した際に、図１に示す回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流ｉｄ、ｉｑに基づく電流ベクトルの軌跡を示す図である。より具体的には、高周波電圧の周波数をｆ１、ｆ２、ｆ３とした場合の電流ベクトルの軌跡を示し、ベクトルの向きがｄ軸に一致したときのベクトルの大きさを、それぞれＩｄｈ（ｆ１）、Ｉｄｈ（ｆ２）、Ｉｄｈ（ｆ３）とし、ベクトルの向きがｑ軸に一致したときのベクトルの大きさを、それぞれＩｑｈ（ｆ１）、Ｉｑｈ（ｆ２）、Ｉｑｈ（ｆ３）とする。

図７においては、ｄ軸電流を横軸、ｑ軸電流を縦軸としている。周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３のうち、最も周波数の低いｆ１に対する電流ベクトル軌跡は、ほぼ真円に近く、Ｉｄｈ（ｆ１）≒Ｉｑｈ（ｆ１）である。周波数をｆ１からｆ２、ｆ３と高くするにつれて、ｑ軸方向の電流ベクトルＩｑｈ（ｆ１）、Ｉｑｈ（ｆ２）、Ｉｑｈ（ｆ３）の差異は小さいが、ｄ軸方向の電流ベクトルＩｄｈ（ｆ１）、Ｉｄｈ（ｆ２）、Ｉｄｈ（ｆ３）は、この順で大きくなっていることがわかる。

これは、図６の回転子位置に対するインダクタンスが高周波電圧の周波数をｆ１から、ｆ２、ｆ３と高くするにつれて、０度および１８０度のインダクタンスＬ２（＝Ｌｄ）が減少していくことに起因している。ここで、ｄ軸方向の電流ベクトルＩｄｈとｑ軸方向の電流ベクトルＩｑｈとの差をΔＩｈとすると、ΔＩｈの差が大きいほど、第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２の差が大きく、突極性が大きくなり、位置推定精度を向上できる。

このｄ軸方向の電流ベクトルＩｄｈとｑ軸方向の電流ベクトルＩｑｈとの差ΔＩｈは、例えば、特開２０１１−４５８３号公報において、それを表す計算式が記載されており、下式（１１）で与えられている。ここで、Ｖｈａは、高周波電圧の回転二軸（ｄ−ｑ軸）換算値である。

上式（１１）より、ｄ軸インダクタンスＬｄｈおよびｑ軸インダクタンスＬｑｈと、ΔＩｈとの関係に着目すると、下式（１２）で表される項が大きいほど、ΔＩｈが大きくなり、位置推定精度を向上できることがわかる。そこで、下式（１２）で表される項を、突極性の指標と定義する。

先に述べたように、Ｌ１は、ｑ軸インダクタンスＬｑｈに等しく、Ｌ２は、ｄ軸インダクタンスＬｄｈに等しい。このため、上式（１２）は、下式（１３）にて表すことができ、突極性の指標は、第２のインダクタンスの逆数と第１のインダクタンスの逆数との差に等しい。

図８は、本発明の実施の形態１における突極性の指標の周波数特性を示す図である。横軸は、高周波電圧の周波数であり、縦軸は、突極性の指標（第２のインダクタンスの逆数と第１のインダクタンスの逆数の差）であり、縦軸の値が大きいほど、位置推定精度を向上できる。

言い換えると、縦軸の値が大きいほど、少ない電圧、電流もしくは電力で、位置推定精度を確保でき、交流回転機１を安定に駆動できる。図８より、突極性の指標（第２のインダクタンスＬ２の逆数と第１のインダクタンスＬ１の逆数の差）は、周波数ｆｈにて極値をとっている。

図９は、本発明の実施の形態１における第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２との差の周波数特性を示す図である。横軸は、高周波電圧の周波数であり、縦軸は、第１のインダクタンスＬ１と第１のインダクタンスＬ２の差であり、縦軸の値が大きいほど、上式（１）におけるｌの絶対値が大きくなるため、位置推定精度を向上できる。

言い換えると、縦軸の値が大きいほど、少ない電圧、電流もしくは電力で位置推定精度を確保でき、交流回転機１を安定に駆動できる。図９より、第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２の差Ｌ１−Ｌ２は、周波数ｆｈにて極値をとっている。

図１０は、本発明の実施の形態１における第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２との比Ｌ１／Ｌ２の周波数特性を示す図である。横軸は、高周波電圧の周波数であり、縦軸は、第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２との比Ｌ２／Ｌ１であり、縦軸の値が大きいほど、突極性が大きくなり、位置推定精度を向上できる。

言い換えると、縦軸の値が大きいほど、少ない電圧、電流もしくは電力で位置推定精度を確保でき、交流回転機１を安定に駆動できる。図１０より、第２のインダクタンスＬ２と第１のインダクタンスＬ１との比は、周波数ｆｈにて極値をとっている。

以上より、突極性の指標（第２のインダクタンスＬ２の逆数と第１のインダクタンスＬ１の逆数との差）、第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２との差、および第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２との比は、いずれも第１のインダクタンスＬ１と第２のインダクタンスＬ２によって構成され、高周波電圧、高周波電流もしくは高周波電力の周波数に対してインダクタンスを含む関数となっており、周波数ｆｈで極値（もしくは最大値とも言える）をとっている。

本実施の形態１では、高周波電圧発生器で発生する高周波電圧（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）の周波数ｆｖｈを、ｆｈに一致、またはｆｈ近傍に設定し、電力給電手段３より周波数ｆｈまたはｆｈ近傍の電圧を印加する。これにより、交流回転機１には、周波数ｆｈの成分を含む電流が流れる。

電力は、電圧と電流の積であることを考慮すると、電力給電手段３から交流回転機１に対して、基本周波数の電力に加え、インダクタンスを含む関数が極値となる周波数ｆｈの電力が給電されることによって、基本波周波数に加え、周波数ｆｈおよびｆｈ近傍以外の周波数帯の電力を給電する場合に比べ、交流回転機１の所望の位置推定精度を得るのに必要な電力を小さくすることができ、交流回転機１で発生する損失、振動、騒音を低減できる。

以上のように、実施の形態１によれば、インダクタンスを含む関数が極値または極値近傍となる周波数の電力と基本波周波数の電力を交流回転機に給電することによって、交流回転機を少ない電力で安定に駆動することができる。この結果、駆動時の振動および騒音の低減を図った交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法を実現することができる。

なお、上述した実施の形態１においては、加算器１０にて、二相・三相変換器９の出力（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と高周波電圧発生器の出力（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）とを加算する構成としている。しかしながら、本発明は、これに限定されるものではなく、座標変換器８の出力（Ｖα＊、Ｖβ＊）に周波数ｆｈまたは周波数ｆｈ近傍の高周波電圧（Ｖαｈ、Ｖβｈ）を加算する構成でもよい。さらに、本発明は、座標変換器８の入力（Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）に周波数ｆｈまたは周波数ｆｈ近傍の高周波電圧（Ｖｄｈ、Ｖｑｈ）を加算する構成でもよい。

また、交流回転機１の回転子の推定位置θｐの推定方法に関しても、本実施の形態１における位置推定手段１０２の構成に限定されるものではない。電流検出手段によって検出された電流から、回転子の位置推定用に加算された周波数ｆｈもしくはｆｈ近傍の高周波電圧と同一の周波数成分を抽出して推定する回転子の位置推定手段は、全て本発明に含まれる。

実施の形態２．
図１１は、本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。本実施の形態２における交流回転機の制御装置は、制御手段４０１として構成されており、先の実施の形態１と同様に、電流検出手段２による検出結果に基づいて、電力給電手段３を介して所望の電力を供給することで、交流回転機１を制御している。

なお、図１１において、先の実施の形態１における構成を表す図１のブロック図と同じ機能を有するものについては、同一の番号とし、説明を省略する。

次に、制御手段４０１の詳細構成を説明する。制御手段４０１は、三相・二相変換器４、座標変換器５、ｄ軸電流制御器６、ｑ軸電流制御器７、座標変換器８、二相・三相変換器９、位置推定手段４０２、加減算器４０３、および高周波電流発生器４０５を備えて構成されている。

制御手段４０１は、マイコンやＤＳＰ等のＣＰＵを用いて、電流検出手段２より検出した電流値をＡ／Ｄ変換した電流値情報ｉｕ、ｉｖを用いて、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算し、電力給電手段３へ出力する。また、その他の動作・機能として、制御手段４０１は、先の図１に示した制御手段１０１と比較して、位置推定手段４０２、加減算器４０３、高周波電流発生器４０５が異なる。

高周波電流発生器４０５は、周期Ｔｉｈ、周波数ｆｉｈ＝１／Ｔｉｈ、振幅Ｉｈのｄ軸高周波電流指令ｉｄｈ＊およびｉｄｈ＊より電気角で位相が９０度遅れているｑ軸高周波電流指令ｉｑｈ＊を出力する。図１２は、本発明の実施の形態２における高周波電流発生器４０５が出力するｄ軸高周波電流指令ｉｄｈ＊およびｑ軸高周波電流指令ｉｑｈ＊を示した説明図である。

加減算器４０３は、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊、高周波電流発生器４０５の出力ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊、および座標変換器５の出力ｉｄ、ｉｑを入力し、下式（１４）、（１５）の演算によって、ｄ軸電流偏差Δｉｄ、ｑ軸電流偏差Δｉｑを出力する。

ｄ軸電流偏差Δｉｄ、ｑ軸電流偏差Δｉｑは、それぞれｄ軸電流制御器６、ｑ軸電流制御器７にて０に制御される。このことから、上式（１４）、（１５）にそれぞれΔｉｄ＝０、Δｉｑ＝０を代入すると、座標変換器５の出力であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、それぞれ下式（１６）、（１７）で表される。

上式（１６）、（１７）より、交流回転機１を流れるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑには、高周波電流指令ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊が含まれることがわかる。

次に、位置推定手段４０２について説明する。位置推定手段４０２は、二相電圧指令Ｖαｓ＊、Ｖβｓ＊を入力し、推定位置θｐを出力する。図１３は、本発明の実施の形態２における位置推定手段４０２の内部演算を表すブロックである。図１３に示した位置推定手段４０２は、フーリエ変換器４１０、乗算器４１１、減算器４１２、および位置演算器４１３を備えて構成されている。

フーリエ変換器４１０は、二相電圧指令Ｖαｓ＊、Ｖβｓ＊から、これらＶαｓ＊、Ｖβｓ＊の振幅（大きさ）Ｖαａ、Ｖβａを抽出する。

乗算器４１１は、フーリエ変換器４１０の出力であるＶαａ、Ｖβａをそれぞれ二乗し、（Ｖαａ・Ｖαａ）と（Ｖβａ・Ｖβａ）とを出力する。減算器４１２は、（Ｖβａ・Ｖβａ）から（Ｖαａ・Ｖαａ）を減じてΔＶαβを出力する。さらに、位置演算器４１３は、減算器４１２の出力であるΔＶαβより、推定位置θｐを演算する。

以下、位置推定手段４０２により推定位置θｐを求める処理内容について、さらに具体的に説明する。

上式（１）において、回転機が停止時または低速運転時と仮定し、ω＝０とする。また、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると、固定直交座標での電圧ｖαｓ、ｖβｓは、下式（１８）となる。

ここで、高周波電流発生器４０５から交流回転機１を駆動するための交流電流の基本周波数よりも十分に高い角周波数ωｈ（＝２π／（Ｔｉｈ））の高周波電流ｉｄｈ、ｉｑｈを通電すると仮定する。この場合には、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈおよびＲ＜＜Ｌβ・ωｈが成り立ち（ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とした場合）、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、上式（１８）は、下式（１９）となる。

また、高周波電流発生器４０５より通電する高周波電流ｉｄｈ、ｉｑｈは、固定直交座標では、下式（２０）のように表すことができる。

また、上式（２０）の固定直交座標での高周波電流は、下式（２１）で表され、この式（２１）に上式（２０）を代入し、ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とすると、下式（２２）となる。

上式（２２）に示すように、固定直交座標での電圧Ｖαｓ、Ｖβｓの振幅に、回転子位置情報θ（＝推定位置θｐ）が含まれていることが分かる。そこで、固定直交座標での電圧Ｖαｓ、Ｖβｓの振幅Ｖａα、Ｖａβを、フーリエ変換器４１０にて抽出する。そして、フーリエ変換器４１０で抽出した振幅Ｖａα、Ｖａβに基づいて、下式（２３）に示すような演算を施すことにより、回転子位置情報θのみを含んだ項を抽出する。

この演算を実現するために、振幅Ｖａα、Ｖａβをそれぞれ二乗する乗算器４１１と乗算器４１１の出力である（Ｖａα・Ｖａα）から、（Ｖａβ・Ｖａβ）を減じて回転子位置θの情報のみを含むΔＶαβを出力する減算器４１２を用いる。

位置演算器４１３では、上式（２３）に含まれるｃｏｓ２θの逆余弦を演算することにより、θ（推定位置θｐ）を計算する。なお、推定位置θｐの演算は、逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、テーブルとして記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて推定位置θｐを求めてもよい。

上式（２３）に含まれるｃｏｓ２θの振幅は、下式（２４）となる。

この振幅が大きいほど、推定位置θｐに対する、ΔＶαβの変動が大きい。ΔＶαβの変動が大きいほど、制御手段４０１の演算に用いるマイコンやＣＰＵの演算分解能の影響を相対的に小さくできるため、推定位置θｐをより正確に演算でき、位置推定精度を向上できる。

ΔＶαβは、高周波電流の振幅ｉｈの２乗に比例する。よって、ｉｈを大きくすると、ΔＶαβも大きくなり、推定位置θｐをより正確に演算できるが、交流回転機１の巻線での損失や交流回転機１の振動、騒音が増大してしまう。

一方、ΔＶαβは、ｌに比例する。ｌは上式（１）より、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスとの差に比例するので、突極性が大きいほど、ΔＶαβも大きくなり、推定位置θｐをより正確に演算できる。

そこで、本実施の形態２では、高周波電流発生器で発生する高周波電流指令ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊の周波数ｆｉｈ（ｆｉｈ＝図１２のＴｉｈの逆数）を交流回転機１の突極性の指標が極値となる周波数ｆｈもしくはｆｈ近傍に設定し、電力給電手段３より周波数ｆｈまたはｆｈ近傍の電流を通電する。これにより、交流回転機１には、周波数ｆｈの成分を含む電圧が印加される。

電力は、電圧と電流の積であることを考慮すると、電力給電手段３から交流回転機１に、基本周波数の電力に加え、インダクタンスを含む関数が極値となる周波数ｆｈの電力が給電されることによって、基本波周波数に加え、周波数ｆｈおよびｆｈ近傍以外の周波数帯の電力を給電する場合に比べ、交流回転機１の所望の推定位置精度を得るのに必要な電力を小さくすることができ、交流回転機１で発生する損失、振動、騒音を低減できる。

以上のように、実施の形態２によれば、先の実施の形態１と同様に、インダクタンスを含む関数が極値または極値近傍となる周波数の電力と基本波周波数の電力を交流回転機に給電することによって、交流回転機を少ない電力で安定に駆動することができる。この結果、駆動時の振動および騒音の低減を図った交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法を実現することができる。

なお、上述した実施の形態２においては、高周波電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊を電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に加算し、固定直交座標での電圧Ｖαｓ、Ｖβｓに基づいて位置推定手段４０２により推定位置θｐを推定した。しかしながら、推定位置θｐを演算する手段は、これに限定されるものではなく、電流指令値に交流回転機のインダクタンスを含む関数が極値をとる周波数の高周波電流指令値を加算し、交流回転機１の電圧に基づいて回転子位置を推定するものは、全て本発明に含まれる。

実施の形態３．
図１４は、本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。本実施の形態３における交流回転機の制御装置は、制御手段５０１として構成されており、先の実施の形態１、２と同様に、電流検出手段２による検出結果に基づいて、電力給電手段３を介して所望の電力を供給することで、交流回転機１を制御している。

なお、図１４において、先の実施の形態１における構成を表す図１のブロック図と同じ機能を有するものについては、同一の番号とし、説明を省略する。

次に、制御手段５０１の詳細構成を説明する。制御手段５０１は、三相・二相変換器４、ｄ軸電流制御器６、ｑ軸電流制御器７、二相・三相変換器９、加算器１０、位置推定手段１０２、減算器１０３、高周波電圧発生器１０４、位置補正手段５０２、加算器５０３、座標変換器５０５、および座標変換器５０８を備えて構成されている。

位置補正手段５０２は、座標変換器５０５の出力であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを入力し、位置補正θｈを出力する。位置補正手段５０２の動作については、後述する。
加算器５０３は、位置推定手段１０２の出力θｐと、位置補正手段５０２の出力θｈとの和θｐ２を出力する。

座標変換器５０８は、加算器５０３が出力する回転子位置θｐ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を固定二軸（α−β軸）上の電圧指令値Ｖα＊とＶβ＊に変換する。

座標変換器５０５は、加算器５０３が出力する回転子位置θｐ２を用いて、ｉαｓ、ｉβｓを回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

次に、位置補正手段５０２について詳しく説明する。図１５は、本発明の実施の形態３に係る交流回転機１の負荷時（基本周波数の電流通電時）の交流回転機１の回転子位置とインダクタンスの関係を示した図である。先に示した図６では、回転子位置９０度および２７０度にて第１のインダクタンス値Ｌ１をとり、Ｌ１は、ｑ軸インダクタンスＬｑｈに等しく、回転子位置０および１８０度にて第２のインダクタンス値Ｌ２をとり、Ｌ２は、ｄ軸インダクタンスＬｄｈに等しかった。しかしながら、本実施の形態３における図１５では、第２のインダクタンスＬ２が、ｄ軸（回転子位置０度）からΔθだけずれており、ＬｄｈとＬ２は、異なる値をとる。

同様に、ｑ軸インダクタンスＬｑｈと第１のインダクタンス値Ｌ１は、異なる値をとる。これは、負荷時、交流回転機１に電流を通電することにより、交流回転機１の固定子鉄心２０１が、磁気飽和を起こすことに起因する。

以下、位置のずれ量Δθによって、回転子位置の推定誤差が発生する原理について述べる。上式（１）において、位置のずれ量Δθがある場合におけるインダクタンスＬα、Ｌβ、Ｌαβは、下式（２５）のように表される。

上式（２５）を上式（３）に代入し、上式（４）〜（７）と同じ計算を実行すると、ΔＩαβは、下式（２６）となる。

上式（２６）に含まれるｃｏｓ２θの逆余弦を演算することにより、推定位置θｐを計算すると、推定位置θｐは、下式（２７）となり、推定位置θｐは、回転子位置θに対し、位置のずれΔθが発生する。

そこで、位置補正手段５０２は、この位置のずれ量Δθが交流回転機１に通電される基本周波数の電流に依存することを利用し、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑと位置のずれ量Δθの関係を、テーブル化あるいはΔθを電流の関数とするなどの方法であらかじめ記憶しておき、座標変換器５０５の出力であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを入力し、位置のずれ量Δθを補正する位置補正θｈを演算および出力する。

なお、位置補正手段５０２に入力するｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、図１４においては、座標変換器５０５の出力を入力している。しかしながら、座標変換器５０５の出力であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに対し、高周波成分をローパスフィルタで低減もしくは除去した電流を入力してもよい。この場合、高周波電流を低減もしくは除去したことにより、位置補正手段５０２の出力であるθｈに含まれる高周波電流と同じ周波数成分が低減もしくは除去されるため、より正確に基本波周波数に対する位置補正θｈの演算が実施できる。

なお、本実施の形態３では、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに基づいて位置補正θｈを演算および出力する構成とした。しかしながら、位置のずれ量Δθは、交流回転機１に通電される電流に依存するため、交流回転機１に流れる基本波周波数の電流、もしくは交流回転機１に流れる基本波周波数を含む電流に基づいて、位置補正θｈを演算および出力してもよい。

例えば、電流検出手段２から検出した電流ｉｕ、ｉｖ、三相・二相変換器４の出力ｉαｓ、ｉβｓ、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊の少なくとも１つに基づいて、位置補正θｈを演算・出力すればよい。

以上のように、実施の形態３によれば、位置補正手段を備えることにより、交流回転機の負荷時において、磁気飽和に伴う位置推定手段の位置のずれ量Δθを補正することが可能となる。この結果、交流回転機が負荷駆動時においても、良好な駆動性能を得ることができる。

なお、本実施の形態３における位置補正手段５０２を、先の実施の形態２において、交流回転機１が負荷時における位置推定手段４０２のθｐの補正にも適用できることは言うまでもない。

また、実施の形態１〜３においては、交流回転機１として表面磁石型の同期回転機について述べた。しかしながら、埋込磁石型の同期回転機や誘導回転機のロータに、先の図５に示した導体３０６を取り付けることによって、本発明を実施することができる。

埋込磁石型の同期回転器や誘導回転機のロータに、図５に示すような導体３０６を取り付けることによって、インダクタンスが周波数特性を有し、インダクタンスを含む関数が極値となる周波数に対しては、導体を配置しない場合に比べて突極性が増大する。この結果、その周波数の電力を給電することにより、少ない電力で埋込磁石型の同期回転機や誘導回転機を安定に駆動することができる。

１ 交流回転機、２ 電流検出手段、３ 電力給電手段（電力給電部）、４ 三相・二相変換器、５ 座標変換器、６ ｄ軸電流制御器、７ ｑ軸電流制御器、８ 座標変換器、９ 二相・三相変換器、１０ 加算器、２０ フーリエ変換器、２１ 乗算器、２２ 減算器、２３ 位置演算器、１０１ 制御手段（制御部）、１０２ 位置推定手段、１０３ 減算器、１０４ 高周波電圧発生器、２０１ 固定子鉄心、２０２ 電機子巻線、２０４ 永久磁石、２０６、２０６ａ 導体、２０７ 磁束、３０３ 回転子鉄心、３０４ 永久磁石、３０５ シャフト、３０６ 導体、３０８ 導体、４０１ 制御手段（制御部）、４０２ 位置推定手段、４０３ 加減算器、４０５ 高周波電流発生器、４１０ フーリエ変換器、４１１ 乗算器、４１２ 減算器、４１３ 位置演算器、５０１ 制御手段（制御部）、５０２ 位置補正手段、５０３ 加算器、５０５ 座標変換器、５０８ 座標変換器。

Claims (10)

1. インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機に対して電力給電部を介して所望の電力を給電する制御部を備えた交流回転機の制御装置であって、
   前記制御部は、前記交流回転機の前記インダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電力と基本波周波数の電力を、前記電力給電部を介して前記交流回転機に給電する
   交流回転機の制御装置。
2. 請求項１に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記交流回転機は、第１のインダクタンスと第２のインダクタンスを有し、前記第１のインダクタンスおよび前記第２のインダクタンスの少なくともいずれか一方が周波数特性を有し、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数として、前記第１のインダクタンスと前記第２のインダクタンスによって構成される関数を使用する
   交流回転機の制御装置。
3. 請求項２に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数として、前記第２のインダクタンスの逆数と前記第１のインダクタンスの逆数との差によって構成される関数を使用する
   交流回転機の制御装置。
4. 請求項２に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数として、前記第１のインダクタンスと前記第２のインダクタンスとの差によって構成される関数を使用する
   交流回転機の制御装置。
5. 請求項２に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数として、前記第１のインダクタンスと前記第２のインダクタンスとの比によって構成される関数を使用する
   交流回転機の制御装置。
6. 請求項２から５のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記交流回転機の回転子は、周囲に導体が配置された永久磁石を有し、前記導体に流れる渦電流によって、前記第１のインダクタンスと前記第２のインダクタンスとに差が生じる
   交流回転機の制御装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電圧を、前記電力給電部を介して印加することで前記交流回転機を流れる電流に基づいて、前記交流回転機の推定位置を求める
   交流回転機の制御装置。
8. 請求項１から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記インダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電流を、前記電力給電部を介して通電することで前記交流回転機に印加される電圧に基づいて、前記交流回転機の推定位置を求める
   交流回転機の制御装置。
9. 請求項７または８に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記制御部は、前記基本周波数の電流に応じて、前記推定位置を補正する
   交流回転機の制御装置。
10. インダクタンスに周波数特性を有する交流回転機に対して電力給電部を介して所望の電力を給電する制御部を備えた交流回転機の制御方法であって、
    前記制御部において、前記交流回転機の前記インダクタンスを含む関数が極値となる周波数の電力と基本波周波数の電力を、前記電力給電部を介して前記交流回転機に給電するステップ
    を備える交流回転機の制御方法。

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