KR102285399B1 - 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템 - Google Patents

인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR102285399B1
KR102285399B1 KR1020197004893A KR20197004893A KR102285399B1 KR 102285399 B1 KR102285399 B1 KR 102285399B1 KR 1020197004893 A KR1020197004893 A KR 1020197004893A KR 20197004893 A KR20197004893 A KR 20197004893A KR 102285399 B1 KR102285399 B1 KR 102285399B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
current
axis
phase angle
unit
Prior art date
Application number
KR1020197004893A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20190030734A (ko
Inventor
도모아키 시게타
슌 다니구치
šœ 다니구치
겐타로 스즈키
가즈아키 유키
Original Assignee
가부시끼가이샤 도시바
도시바 인프라 시스템즈 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시끼가이샤 도시바, 도시바 인프라 시스템즈 가부시키가이샤 filed Critical 가부시끼가이샤 도시바
Publication of KR20190030734A publication Critical patent/KR20190030734A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102285399B1 publication Critical patent/KR102285399B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
    • H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시키는 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템을 제공하는 것이며, 실시 형태에 따른 인버터 제어 장치(1)는, 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부(10)와, 인버터 회로(INV)로부터 전동기(M)로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부(80)와, 전류 명령값과 전류 검출부(80)에서 검출한 전류값이 일치하도록 인버터 회로(INV)에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 인버터 회로(INV)의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부(40)와, 전류 검출부(80)에서 검출된 전류값과 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 전동기(M)의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부(60)와, 전동기(M)의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 전동기(M)의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부(70)를 구비한다.

Description

인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템
본 발명의 실시 형태는, 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 관한 것이다.
자석식 동기 모터를 구동하는 인버터의 제어 장치에 있어서, 소형 경량화, 저비용화 및, 신뢰성 향상을 위하여, 리졸버나 인코더 등의 회전 센서를 사용하지 않는 회전 센서리스 제어법이 제안되어 있다. 회전 센서리스 제어에서는 인버터 정지부터 최고속까지의 폭넓은 속도 범위에서 회전 위상각 및 회전 속도를 추정할 수 있을 것이 요망된다.
예를 들어, 회전자 내부에 자석을 갖는 동기 전동기를 회전 센서리스 제어하는 경우, 자석의 자극(N극과 S극 중 적어도 한쪽의) 위치 정보가 필수적이다.
일본 특허 제4241218호 공보
그러나, 고조파 전류를 사용한 방식의 경우, 고속 회전 시에 고조파 전류가 검출되기 어려워져, 자석의 자극 위치의 판별 정밀도가 저하되는 경우가 있었다. 또한, 고조파 전압을 인가한다는 점에서 소음이 발생하는 경우가 있었다.
또한, 자석 유기 전압을 사용한 방식의 전동기여도, 자석 자속이 작은, 예를 들어 릴럭턴스 토크를 적극적으로 이용하는 전동기의 경우, 고속 회전하였다고 하더라도 무부하 유기 전압이 거의 발생하지 않아, 전압 부호를 이용하여 자석의 자극 위치의 판별을 행하는 것이 곤란하였다.
본 발명의 실시 형태는 상기 사정을 감안하여 이루어진 것으로서, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시키는 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
실시 형태에 따른 인버터 제어 장치는, 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부와, 인버터 회로로부터 전동기로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와, 상기 전류 명령값과 상기 전류 검출부에서 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 회로에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 상기 인버터 회로의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부와, 상기 전류 검출부에서 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부와, 상기 전동기의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부를 구비한다.
도 1은, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는, 실시 형태에 있어서의 d축, q축 및, 추정 회전 좌표계의 정의를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은, 도 1에 나타내는 게이트 명령 생성부의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
도 4는, 도 1에 나타내는 전동기의 일부 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 6은, 자석식 동기 모터의 d축 전류-d축 기본파 자속 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 7은, 실시 형태의 인버터 제어 장치에 있어서 d축 인덕턴스 설정값의 설정 범위의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은, 실시 형태의 인버터 제어 장치의 동작 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 9는, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치에 대하여 시뮬레이션 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10은, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치에 대하여 시뮬레이션 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
도 11은, 제2 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 12는, 제3 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 13은, 소정의 역치와 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값과의 관계의 일례를 나타내는 도면이다.
도 14는, 제4 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 15는, 제4 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 다른 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 16은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
도 17은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
도 18은, 제5 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 19는, 제5 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 다른 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 20은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
도 21은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다.
이하에, 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 대하여 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다. 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)는, 예를 들어 자기 돌극성을 갖는 영구 자석 동기 모터를 구동하는 인버터 회로를 제어하는 인버터 제어 장치이며, 차량을 구동하는 드라이브 시스템에 탑재되어 있다.
도 1에 나타내는 드라이브 시스템은, 전동기(M)와, 인버터 회로(INV)와, 인버터 제어 장치(1)와, 상위 컨트롤러(CTR)를 구비하고 있다. 인버터 제어 장치(1)는, 전류 명령 생성부(10)와, dq/αβ 변환부(20)와, 각도 연산부(30)와, 게이트 명령 생성부(40)와, 3상/αβ 변환부(50)와, 회전 위상각 추정부(60)와, 극성 판정부(70)와, 전류 센서(80)를 구비하고 있다.
전류 명령 생성부(10)는, 상위 컨트롤러(CTR)로부터, 전류 진폭 명령 idq_ref와, 전류 위상 명령 β_ref와, 전류 통전 플래그(Ion)를 수신한다. 전류 명령 생성부(10)는, 전류 진폭 명령과 전류 위상 명령에 기초하여, 전동기(M)에 통전하는 d축 전류 명령값 id_ref와 q축 전류 명령값 iq_ref를 연산하고, 전류 통전 플래그(Ion)가 온(하이레벨)일 때 그 값을 출력한다. d축 전류 명령값 id_ref와 q축 전류 명령값 iq_ref는 하기 식에 의해 구해진다.
id_ref=-idq_ref·sinβ_ref
iq_ref=idq_ref·cosβ_ref
도 2는, 실시 형태에 있어서의, d축, q축 및, 추정 회전 좌표계(dc축, qc축)의 정의를 설명하기 위한 도면이다.
d축은, 전동기(M)의 회전자에 있어서 정적 인덕턴스가 가장 작아지는 벡터축이고, q축은 전기각에서 d축과 직교하는 벡터축이다. 이에 비해, 추정 회전 좌표계는 회전자의 추정 위치에 있어서의 d축과 q축에 대응한다. 즉, d축으로부터 추정 오차 Δθ만큼 회전한 벡터축이 dc축이고, q축으로부터 추정 오차 Δθ만큼 회전한 벡터축이 qc축이다. 상기 식에 의해 구해지는 d축 전류 명령값 id_ref는 dc축으로부터 180도 회전한 방향의 벡터값이고, q축 전류 명령값 iq_ref는 qc축의 방향의 벡터값이다.
dq/αβ 변환부(20)에는, d축 전류 명령값 id_ref와, q축 전류 명령값 iq_ref와, 회전 위상각의 추정값 θest가 입력된다. dq/αβ 변환부(20)는, dq축의 좌표계에서 표시된 d축 전류 명령값 id_ref와 q축 전류 명령값 iq_ref를, αβ축의 고정 좌표계에서 표시된 α축 전류 명령값 iα _ref와 β축 전류 명령값 iβ _ref로 변환하는 벡터 변환기이다. 또한, α축은, 전동기(M)의 U상 권선축을 나타내고, β축은 α축에 직교하는 축이다. αβ축의 고정 좌표계에서 표시된 값은, 전동기의 회전자 위상각을 사용하지 않고 연산하는 것이 가능하다.
dq/αβ 변환부(20)의 후단에는, 전류 제어부의 감산기가 배치되어 있다. dq/αβ 변환부(20)로부터 출력된 α축 전류 명령값 iα _ref 및 β축 전류 명령값 iβ _ref는 감산기에 입력된다. 또한, 전류 센서(80)에 의해, 인버터 회로(INV)로부터 출력된 적어도 2상의 전류값이 검출되어, 3상/αβ 변환부(50)에 의해 αβ축 고정 좌표계로 변환된 전류값 iα _ FBK, iβ _ FBK가 감산기에 입력된다. 감산기는, α축 전류 명령값 iα _ref와 인버터 회로(INV)로부터 출력된 전류값 iα _ FBK의 전류 벡터 편차 Δiα와, β축 전류 명령값 iβ _ref와 인버터 회로(INV)로부터 출력된 전류값 iβ _ FBK와의 전류 벡터 편차 Δiβ를 출력한다.
각도 연산부(30)에는, 감산기로부터 출력된 전류 벡터 편차 Δiα와, 전류 벡터 편차 Δiβ가 입력된다. 각도 연산부(30)는, 입력된 전류 벡터 편차 Δiα, Δiβ로부터 αβ축(고정 좌표계)의 전류 벡터 편차의 각도 θi를 연산한다. 각도 θi는, 전류 벡터 편차 Δiα, Δiβ의 역정접(tan-1)에 의해 구해진다.
도 3은, 도 1에 나타내는 게이트 명령 생성부(40)의 일 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
게이트 명령 생성부(40)는, 전류 명령값과 실제로 인버터 회로(INV)로부터 출력된 전류값이 일치하도록, 인버터 회로(INV)의 U상, V상, W상의 스위칭 소자에 부여하는 게이트 명령을 출력한다.
본 실시 형태에서는, 인버터 회로(INV)의 6개(각 상 2개)의 스위칭 소자(미도시)의 스위칭 상태의 조합은 8가지 있다는 점에서, 인버터 회로(INV)의 출력 전압에 각 상의 위상차를 고려하여, 각각의 스위칭 상태에 대응하는 8개의 전압 벡터를 가상하고 있다. 8개의 전압 벡터는, 서로 π/3만큼 위상이 상이하고 또한 크기가 동등한 6개의 기본 전압 벡터 V1 내지 V6과, 2개의 제로 전압 벡터 V0, V7로서 표현할 수 있다. 여기서, 8개의 전압 벡터 V0 내지 V7은 8가지의 스위칭 상태에 대응하고, 예를 들어 각 상의 플러스측 스위칭 소자가 온일 때 「1」이라 나타내고, 각 상의 마이너스측 스위칭 소자가 온일 때 「0」이라 나타낸 것이다.
본 실시 형태에서는, 전류 명령값과 검출 전류의 전류 벡터 편차의 각도 θi에 기초하여, 비제로 전압 벡터(제로 전압 벡터 V0=(000) 및 V7=(111) 이외의 전압 벡터 V1 내지 V6)를 선택하여 게이트 명령을 생성하는 전류 추종형 PWM 제어를 예로서 설명한다. 전압 벡터 V1은, UVW의 게이트 명령으로 나타내면, (001)에 대응한다. 마찬가지로, 전압 벡터 V2 내지 V7, V0은, (010), (011), (100), (101), (110), (111), (000)이다. 이 중, 전압 벡터 V0과 전압 벡터 V7은, UVW의 상간 전압이 0V이기 때문에 제로 전압 벡터라 하고, 전압 벡터 V2 내지 V6은 비제로 전압 벡터라 한다. 인버터 회로(INV)가 제로 전압 벡터 V0 또는 제로 전압 벡터 V7을 출력하고 있을 때, 전류는 회전자의 유기 전압에 의해서만 변화하고, 그 변화량이 작아진다. 따라서, 본 실시 형태에서는, 회전자 위치를 검출할 때 전류 미분 항을 크게 하기 위해서, 전압 벡터로서 비제로 전압 벡터만을 선택하는 것으로 하고 있다.
게이트 명령 생성부(40)는, 각도 θi의 범위에 대한 U상, V상, W상의 게이트 명령을 저장한 테이블(TB)과, 3상/αβ 변환부(42)를 구비하고 있다.
게이트 명령 생성부(40)는, 테이블(TB)을 사용하여, 전압 벡터 V4를 기준(=0)으로 하여, 각도 θi의 벡터에 가장 가까운 전압 벡터를 선택하고, 선택한 전압 벡터에 대응하는 게이트 명령을 출력한다.
3상/αβ 변환부(42)는, 테이블(TB)로부터 출력된 게이트 명령을 수신하고, UVW상에 대응한 게이트 명령을 αβ변환하여 αβ축 고정 좌표계의 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ를 연산하여 출력한다. 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ는, 인버터 회로(INV)의 게이트 명령으로부터 연산할 수 있는 3상 교류 전압 명령을 αβ변환한 것이며, 게이트 명령이 실현하려고 하는 인버터 회로(INV)의 출력 전압의 벡터값이다.
인버터 회로(INV)는, 직류 전원(직류 부하)과, U상, V상, W상의 각 상 2개의 스위칭 소자를 구비하고 있다. 각 상 2개의 스위칭 소자는, 직류 전원의 정극에 접속한 직류 라인과, 직류 전원의 부극에 접속한 직류 라인과의 사이에 직렬로 접속되어 있다. 인버터 회로(INV)의 스위칭 소자는, 게이트 명령 생성부(40)로부터 수신한 게이트 명령에 의해 제어된다. 인버터 회로(INV)는, U상 전류 Iu, V상 전류 Iv, W상 전류 Iw를 교류 부하인 전동기(M)으로 출력하는 3상 교류 인버터이다. 또한, 인버터 회로(INV)는, 전동기(M)에서 발전된 전력을 직류 전원인 이차 전지로 충전하는 것도 가능하다.
도 4는, 도 1에 나타내는 전동기의 일부 구성예를 설명하기 위한 도면이다.
또한, 여기에서는, 전동기(M)의 일부만을 나타내고 있고, 전동기(M)의 고정자(100) 및 회전자(200)는, 예를 들어 도 4에 나타내는 구성을 복수 조합한 것이 된다.
전동기(M)는, 자기 돌극성을 갖는 영구 자석 동기 모터이다. 전동기(M)는, 예를 들어 고정자(100)와, 회전자(200)를 구비한 자석식 동기 모터이다. 회전자(200)는, 에어 갭(210)과, 외주 브리지(BR1)와, 센터 브리지(BR2)와, 자석(MG)을 갖고 있다.
센터 브리지(BR2)는, 회전자(200)의 중심으로부터 외주부로 연장되는 라인을 따라 배치되어 있다. 또한, 센터 브리지(BR2)가 배치되어 있는 라인이 d축이 된다. 외주 브리지(BR1)는, 회전자(200)의 외주와 에어 갭(210)의 사이에 위치하고 있다. 도 4에 나타내는 전동기(M)의 부분에는, 회전자(200)의 외주부로부터 중심부를 향하여 연장된 6개의 에어 갭(210)이 마련되어 있다. 에어 갭(210)은, d축에 대하여 선대칭으로, 센터 브리지(BR2)와 외주 브리지(BR1)의 사이에 연장되어 있다. 에어 갭(210)의 센터 브리지(BR2)측의 단부에는, 자로 안정화를 위한 자석(MG)이 배치되어 있다.
회전 위상각 추정부(60)는, 인버터 회로(INV)가 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 전류 센서(80)에서 검출된 전류값과 인버터 회로(INV)의 출력 전압 목표값 Vα, Vβ와, 위상각 추정값 θest에 기초하여, 전동기(M)의 회전 위상각 추정값을 연산한다.
회전 위상각 추정부(60)는, αβ/dq 변환부(62)와, 추정 오차 연산부(64)와, PLL 연산부(66)와, 저역 통과 필터(FL1)와, 적분기(68)를 구비하고 있다.
αβ/dq 변환부(62)는, 적분기(68)로부터 회전 위상각 추정값 θest를 수신하고, 게이트 명령 생성부로부터 αβ축 고정 좌표계의 출력 전압 목표 벡터 Vα, Vβ를 수신하고, 3상/αβ 변환부(50)로부터 αβ축 고정 좌표계의 전류값 iα _ FBK, iβ _FBK를 수신하고, 이들의 벡터값을 dq축 좌표계로 변환하여 출력한다. αβ/dq 변환부(62)로부터 출력되는 값은, 추정 오차 Δθ를 포함하는 dcqc 좌표계의 전압 벡터 Vdc, Vqc와, 전류 벡터 idc, iqc이다.
추정 오차 연산부(64)는, αβ/dq 변환부(62)로부터 전압 벡터 Vdc, Vqc와, 전류 벡터 idc, iqc를 수신하고, 이들에 기초하여 추정 오차 Δθ를 연산한다. 이하에, 추정 오차 Δθ의 연산식에 대하여 설명한다.
자석식 동기 모터에 있어서, 회전 위상각 오차 Δθ가 제로일 때, 즉, 실제의 dq축과 추정한 dcqc축이 일치할 때의 전압 방정식은, 하기 [수식 1]로 표현된다.
Figure 112019017372172-pct00001
또한, 상기 [수식 1]에 있어서, vd, vq: dq축 전압, id, iq: dq축 전류, R: 전기자 권선 저항, ωe: 전기각 각속도, Ld, Lq: dq축 인덕턴스, p: 미분 연산자(=d/dt)이다.
또한 [수식 1]을 추정 좌표계인 dcqc축 좌표계로 변환하고, 확장 유기 전압 방정식의 형태로 변형하면, [수식 2] 내지 [수식 4]가 된다.
Figure 112019017372172-pct00002
여기서, [수식 4]으로 연산되는 E0x를 확장 유기 전압이라 칭한다.
또한, 회전 속도의 추정값을 ωest라 하고, 회전 위상각의 추정값을 θest라 하여, [수식 2]를 변형하면,
Figure 112019017372172-pct00003
[수식 5]의 d축을 q축으로 제산하면, [수식 6]이 된다.
Figure 112019017372172-pct00004
또한 상기 [수식 6]의 역정접을 취함으로써,
Figure 112019017372172-pct00005
이 되고, [수식 7] 중의 회전 속도 ωe를 추정값 ωest로 고쳐씀으로써 회전 위상각 오차 Δθest를 연산할 수 있다. 또한, 회전 위상각 오차 Δθest가 제로가 되도록 PLL 제어를 행함으로써 회전 속도 추정값 ωest를 연산하고, 또한 연산한 회전 속도 추정값 ωest를 적분함으로써 회전 위상각 추정값 θest를 연산하고, 모터를 회전 각도 센서리스로 구동하는 것이 가능해진다.
이상이 확장 유기 전압을 사용하여 회전 위상각과 회전 속도를 추정하는 방법이지만, 자석식 동기 모터를 회전 센서리스 제어하는 경우, 자석 극성 판별(NS 판별)을 할 필요가 있다. 자석 극성의 추정을 잘못하면 모터가 역회전하는 경우가 있기 때문에, 정밀도가 높은 극성 추정을 행할 것이 요구된다.
도 5는, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
극성 판정부(70)는, 인버터 회로(INV)를 기동할 때의 초기 추정에 있어서, 모터(M)의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 회전 위상각의 추정값 θest '의 보정값 θNS를 출력한다. 본 실시 형태에서는, 극성 판정부(70)는, d축 방향의 전류를 통전시켰을 때 발생하는 d축 기본파 자속 혹은 기본파 자속에 의해 발생하는 q축 전압을 사용하여 자석 자극 판별을 행한다.
도 6은, 자석식 동기 모터의 d축 전류와 d축 기본파 자속의 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
본 실시 형태에 있어서, 전동기(M)에서는, +d축으로 전류를 통전시켰을 경우와 -d축으로 전류를 통전시켰을 경우에 d축 쇄교 자속의 크기에 차이가 발생한다. 그래서, 극성 판정부(70)는, 상기의 d축 쇄교 자속의 차이에 기초하여 전동기(M)의 자석 극성 판별을 행한다. 또한, 상기 d축 쇄교 자속의 차이는, 자석량이 적은 모터뿐만 아니라, 자석량이 많은 모터에 있어서도 발생한다.
극성 판정부(70)는, q축 전압 설정값 Vd _FF를 [수식 8]로, NS 판별의 기준이 되는 전압 차분 ΔVq _ NS를 [수식 9]로, 각각 연산한다. 또한, q축 전압 실제값 Vqc는, [수식 10]과 같이 표시할 수 있다.
Figure 112019017372172-pct00006
도 7은, 실시 형태의 인버터 제어 장치에 있어서 d축 인덕턴스 설정값의 설정 범위의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
d축 인덕턴스 설정값 Ld_FF은, +d축 방향으로 전류를 통전시켰을 때의 d축 인덕턴스와, -d축 방향으로 전류를 통전시켰을 때의 d축 인덕턴스의 사이의 값이면 된다. 본 실시 형태에서는, d축 인덕턴스 설정값 Ld _FF은, 예를 들어 +d축으로 전류를 통전시킨 경우의 d축 인덕턴스와, -d축으로 전류를 통전시켰을 때의 d축 인덕턴스의 평균값으로 한다.
d축 인덕턴스 설정값 Ld_FF을 설정하여, 전류 제어가 정확하게 행해지고 있는 경우, 전류 명령값 id_ref는 d축 전류 실제값 idc와 동등해져, 전압 차분 ΔVq _ NS는 [수식 11]의 관계가 된다.
Figure 112019017372172-pct00007
극성 판정부(70)는, 상기 [수식 11]의 관계에 준하여 회전 위상, 속도 추정 수단으로 추정한 회전 각도의 보정값 θNS를 출력한다.
즉, 극성 판정부(70)는, 승산기(71, 72)와, 역치 설정부(Th)와, 감산기(73)와, 필터(FL2)와, 셀렉터(74, 75)를 구비하고 있다. 극성 판정부(70)는, q축 전압 Vqc와, d축 전류 명령 id_ref와, 회전 속도 추정값 ωest를 입력으로 한다.
역치 설정부(Th)는, q축 전압 설정값 Vq_FF를 연산하기 위한 d축 인덕턴스 설정값 Ld_FF를 승산기(72)로 출력한다.
승산기(71)는, d축 전류 명령 id_ref와 회전 속도 추정값 ωest를 곱하여 승산기(72)로 출력한다.
승산기(72)는, 승산기(71)에서의 연산 결과에 d축 인덕턴스 설정값 Ld_FF을 곱하여, q축 전압 설정값 Vq_FF로서 감산기(73)로 출력한다.
감산기(73)는, q축 전압 Vqc로부터 q축 전압 설정값 Vq _FF를 감산하여 전압 차분 ΔVq_NS로서 출력한다.
필터(FL2)는, 예를 들어 저역 통과 필터이며, 감산기(73)로부터 출력된 전압 차분 ΔVq_NS에 포함되는 고주파 성분을 제거하여 출력한다.
셀렉터(74)는, 필터(FL2)로부터 출력된 전압 차분 ΔVq _ NS가 제로 이상인지 여부를 판정하고, 판정 결과에 따른 값을 출력한다. 즉, 셀렉터(74)는, 전압 차분 ΔVq_NS가 제로 이상일 때 출력값을 「0」이라 하고, 전압 차분 ΔVq _ NS가 제로 미만일 때 출력값을 「1」이라 한다.
셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값에 기초하여, 보정값 θNS를 출력한다. 즉, 셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「1」일 때 보정값 θNS를 π(180°)로서 출력하고, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「0」일 때 보정값 θNS를 0°로서 출력한다.
셀렉터(75)로부터 출력된 보정값 θNS는, 회전 위상각 추정부(60)로부터 출력된 회전 위상각 추정값 θest에 가산되어, 회전 위상각 추정값 θest가 보정된다. 보정 후의 회전 위상각 추정값 θest는 dq/αβ 변환부(20) 및, αβ/dq 변환부(62)에 공급되어, 벡터 변환에 사용된다.
도 8은, 실시 형태의 인버터 제어 장치의 동작 일례를 설명하기 위한 도면이다.
본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)에서는, 기동 시의 초기 추정에 있어서 극성 판정을 행하고 있다. 즉, 회전 위상각 추정부(60)에 의한 회전 위상각 추정값의 연산 및 극성 판정부(70)에 의한 자석 자극 판별은, 인버터 회로(INV)의 기동 명령에 따라 실행된다. 기동 전 및 초기 추정 완료 후에 초기화될 때까지 동안은, 인버터 회로(INV)는 정지한 상태이고, 전동기(M)는 프리 런으로 되어 있다.
상위 컨트롤러(CTR)는, 모터에 통전하는 전류 명령 id_ref, iq_ref와 전류 위상 β_ref를 설정하고, 각종 플래그(전류 통전 플래그(Ion), 초기화 플래그, 초기 추정 플래그, NS 판별 연산 플래그, NS 판별 결과 반영 플래그, 통상 제어 플래그)를 제어한다. 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기화 플래그, 초기 추정 플래그, 통상 제어 플래그 및 NS 판별 연산 플래그를 회전 위상각 추정부(60)에 공급한다. 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 극성 판정부(70)에 공급한다. 상위 컨트롤러(CTR)는, 전류 통전 플래그(Ion)를 전류 명령 생성부(10)에 공급한다.
상위 컨트롤러(CTR)가 기동 명령을 받으면, 동시에 초기화 플래그를 구동시킨다. 계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기 추정 플래그와 전류 통전 플래그(Ion)를 구동시키고, 초기화 플래그를 차단한다.
회전 위상각 추정부(60)는, 초기화 플래그가 구동되면, 회전 위상각과 회전 속도의 추정값을 초기값으로 설정하여 초기화한다. 계속하여 초기 추정 플래그가 구동되면, 회전 위상각 추정값 θest 및 회전 속도 추정값 ωest의 연산을 개시한다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 연산 플래그를 구동시킨다.
극성 판정부(70)는, NS 판별 연산 플래그가 구동되면, 전압 차분 ΔVq _ NS의 연산을 행한다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기 추정 플래그와 NS 판별 연산 플래그를 차단하고, NS 판별 결과 반영 플래그를 구동시킨다.
극성 판정부(70)는, NS 판별 결과 반영 플래그가 구동되면, [수식 17]에 나타내는 바와 같이 전압 차분 ΔVq _ NS의 값에 따라 회전 각도의 보정값 θNS를 출력한다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 차단하고, 초기화 플래그를 구동시킨다.
회전 위상각 추정부(60)는, 초기화 플래그가 구동되면, 회전 위상각과 회전 속도의 추정값을 초기값으로 설정하여 초기화한다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, 초기화 플래그를 차단하고, 통상 제어 플래그를 구동시킨다. 회전 위상각 추정부(60)는, 통상 제어 플래그가 구동되면 초기 추정 처리를 종료하고, 역행 구동 혹은 회생 구동의 동작을 개시한다.
계속해서, 상술한 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)에 대하여 시뮬레이션을 행한 결과의 일례에 대하여 설명한다. 여기에서는, 회전 위상각 추정값, 회전 속도 추정값 및, 전압 차분 ΔVq_NS를 연산한 시뮬레이션 결과에 대하여 설명한다.
도 9 및 도 10은, 제1 실시 형태의 인버터 제어 장치에 대하여 시뮬레이션 결과의 일례를 나타내는 도면이다. 도 9 및 도 10에서는, 도 8에 나타내는 전류 통전 플래그(Ion)가 구동된 타이밍으로부터, NS 판별 연산 플래그가 차단되는 타이밍까지의 기간을 포함하는 기간의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
이 시뮬레이션에서는, 인버터 제어 장치는, 0초의 시점에서 전류 통전을 개시하고, 회전 위상각 및 회전 속도의 추정값의 연산을 개시하고, 0.1초의 시점에서 초기 추정을 완료하는 예를 나타내고 있다. 또한, 인버터 제어 장치는, 0.05초의 시점에서 극성 판별의 연산을 개시하고 있다.
도 9에 나타내는 예에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 180° 어긋나 있다. 이 경우에는, 전류 통전 플래그(Ion)가 구동되고, 0.05초 후에 극성 판별 연산 플래그가 구동되었을 때, 극성 판별을 개시하고, 전압 차분 ΔVq_NS가 마이너스의 값으로 되어 있다. 이때, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)에서는, 보정값 θNS가 180°가 되고, 회전 위상각의 추정값이 수정되어, 추정값과 실제값이 동등해진다.
도 10에 나타내는 예에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 어긋나 있지 않다. 본 결과에서는 전번의 결과와는 상이하게 전압 차분 ΔVq_NS가 플러스로 되어 있다는 것을 알 수 있다. 이때, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)에서는, 보정값 θNS가 0°가 되고, 회전 위상각의 추정값은 실제값과 동등해진다.
상기 연산은 초기 추정이 완료되는 0.1sec까지 실시하고, 초기 추정이 완료된 때의 전압차를 기초로 θNS=180° 혹은 0°로서 추정 회전 위상각에 합침으로써 자극 보정을 행할 수 있다.
상기한 바와 같이 본 실시 형태에서는, 무부하 자속이 작은 동기 모터를 구동할 때도, 자극 위치를 고정밀도로 판별하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 고조파 전압을 이용하여 자극 위치를 판별하는 방식과 상이하게, 회전 속도가 증가했을 때도 고정밀도로 극성 판정을 행하는 것이 가능하고, 소음이 발생하는 일도 없다.
즉, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
다음으로, 제2 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
제2 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)는, 극성 판정부(70)의 구성 이외에는 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지이다. 본 실시 형태에서는, 극성 판정부(70)는 자속의 차를 사용하여 극성 판별을 행한다. 또한, 이하의 설명에 있어서, 제1 실시 형태와 마찬가지의 구성에 있어서는 동일한 부호를 붙여서 설명을 생략한다.
도 11은, 제2 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
본 실시 형태의 극성 판정부(70)는, q축 전압 실제값 Vqc와, d축 전류 명령 id_ref와, 회전 속도 추정값 ωest와, 인덕턴스 설정값 Ld _FF을 사용하여 극성 판별을 행한다.
극성 판정부(70)는, 실제의 d축 자속 Φd_act를 하기 [수식 12]에서, d축 자속 설정값 Φd_FF를 하기 [수식 13]에서, 극성 판별의 기준이 되는 자속 차 ΔΦd_NS를 하기 [수식 14]로 연산한다.
Figure 112019017372172-pct00008
극성 판정부(70)는, 제산기(76)와, 승산기(77)와, 감산기(78)와, 필터(FL2)와, 역치 설정부(Th)와, 셀렉터(79, 75)를 구비하고 있다.
제산기(76)는, d축 전압 실제값 Vqc(=ωest·Ld·Idc)를 회전 속도 추정값 ωest로 제산하고, 실제의 d축 자속 Φd_act를 연산하여 감산기(78)로 공급한다.
승산기(77)는, d축 전류 명령 id_ref와 인덕턴스 설정값 Ld _FF를 곱해서 d축 자속 설정값 Φd _FF를 연산하여 감산기(78)로 공급한다.
감산기(78)는, 실제의 d축 자속 값 Φd_act로부터 d축 자속 설정값 Φd_FF를 감하여 자속 차 ΔΦd_NS를 연산하여, 필터(FL2)로 공급한다.
필터(FL2)는, 예를 들어 저역 통과 필터이며, 고주파 성분을 제거한 자속 차 ΔΦd_NS를 셀렉터(79)로 공급한다.
셀렉터(79)는, 필터(FL2)로부터 출력된 자속 차 ΔΦd_NS가 제로 이상인지 여부를 판정하고, 판정 결과에 따른 값을 출력한다. 즉, 셀렉터(79)는, 자속 차 ΔΦd_NS가 제로 이상일 때 출력값을 「0」이라 하고, 자속 차 ΔΦd_NS가 제로 미만일 때 출력값을 「1」이라 한다.
셀렉터(75)는, 셀렉터(79)로부터 출력된 값에 기초하여, 보정값 θNS를 출력한다. 즉, 셀렉터(75)는, 셀렉터(79)로부터 출력된 값이 「1」일 때 보정값 θNS를 π(=180°)로서 출력하고, 셀렉터(79)로부터 출력된 값이 「0」일 때 보정값 θNS를 0°로서 출력한다.
셀렉터(75)로부터 출력된 보정값 θNS는, 회전 위상각 추정부(60)로부터 출력된 회전 위상각 추정값 θest에 가산되어, 회전 위상각 추정값 θest가 보정된다. 보정 후의 회전 위상각 추정값 θest는 dq/αβ 변환부(20) 및, αβ/dq 변환부(62)에 공급되어, 벡터 변환에 사용된다.
상기한 바와 같이 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지로, 부하 자속이 작은 동기 모터를 구동할 때도, 자극 위치를 고정밀도로 판별하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 고조파 전압을 이용하여 자극 위치를 판별하는 방식과 상이하게, 회전 속도가 증가했을 때도 고정밀도로 극성 판정을 행하는 것이 가능하고, 소음이 발생하는 일도 없다.
즉, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
다음으로, 제3 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 12는, 제3 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)는, 상술한 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태와 극성 판정부(70)의 구성이 상이하다.
본 실시 형태에서는, 극성 판정부(70)는, q축 전압 실제값 Vqc와, d축 전류 명령 id_ref와, 추정 회전 속도 ωest와 인덕턴스 설정값 Ld _FF을 사용하여 극성 판별을 행한다. 이때, 역치 설정부(Th)는, 인덕턴스 설정값 Ld _FF을 +d축으로 전류를 통전시켰을 때의 인덕턴스, 혹은, -d축으로 전류를 통전시켰을 때의 인덕턴스에 일치하도록 설정한다.
이때, 극성 판정부(70)는, 실제의 d축 자속 Φd_act는 상술한 [수식 18]에서, d축 자속 설정값 Φd_FF는 상술한 [수식 19]에서, 극성 판별의 기준이 되는 자속 차 ΔΦd_NS를 상술한 [수식 20]으로 연산한다.
역치 설정부(Th)에 있어서, 예를 들어 인덕턴스 설정값 Ld _FF를 -d축으로 전류를 통전시켰을 때의 인덕턴스값으로 설정했을 때, 전류 제어가 고정밀도로 행해지고 있는 경우의 자속 차의 관계를 [수식 15]에 나타낸다.
Figure 112019017372172-pct00009
도 13은, 소정의 역치와 자속 차 ΔΦd _ NS의 절댓값의 관계의 일례를 나타내는 도면이다.
극성 판정부(70)는, 소정의 타이밍 t1에 있어서, 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값이 소정의 역치 Φd _ th를 하회하는 경우, 극성(NS)은 일치되어 있고, 자속 차 ΔΦd _NS의 절댓값이 소정의 역치 Φd _ th 이상으로 되는 경우, 극성(NS)은 반전되어 있다고 판단한다.
또한, 역치 설정부(Th)에 있어서, 인덕턴스 설정값 Ld_FF을 +d축 전류 통전 시의 인덕턴스값으로 설정한 경우, 상기와는 반대의 판정 결과가 된다. 즉, 극성 판정부(70)는, 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값이 소정의 역치를 하회하는 경우, 극성(NS)은 반전되어 있고, 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값이 소정의 역치 이상으로 되는 경우, 극성(NS)은 일치되어 있다고 판단한다.
또한, 소정의 역치 Φd_th로서는, ±d축으로 전류를 통전시켰을 때의 인덕턴스 차나 전압 검출 정밀도에 따라 결정하면 되고, 예를 들어 통전 전류에 대한 테이블을 참조하는 구성으로 하여도 된다.
즉, 본 실시 형태의 극성 판정부(70)는, 제산기(76)와, 승산기(77)와, 감산기(78)와, 역치 설정부(Th)와, 필터(FL2)와, 절댓값 연산부(ABS)와, 셀렉터(SL, 75)를 구비하고 있다.
제산기(76)는, d축 전압 실제값 Vqc(=ωest·Ld·Idc)를 회전 속도 추정값 ωest로 제산하고, 실제의 d축 자속 Φd_act를 연산하여 감산기(78)로 공급한다.
승산기(77)는, d축 전류 명령 id_ref와 인덕턴스 설정값 Ld_FF을 곱해서 d축 자속 설정값 Φd_FF를 연산하여 감산기(78)로 공급한다.
감산기(78)는, 실제의 d축 자속 값 Φd_act로부터 d축 자속 설정값 Φd_FF를 감하여 자속 차 ΔΦd_NS를 연산하고, 필터(FL2)로 공급한다.
필터(FL2)는, 예를 들어 저역 통과 필터이며, 고주파 성분을 제거한 자속 차 ΔΦd_NS를 절댓값 연산부(ABS)로 공급한다.
절댓값 연산부(ABS)는, 필터(FL2)로부터 출력된 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값을 연산하여 셀렉터(SL)로 출력한다.
셀렉터(SL)는, 절댓값 연산부(ABS)로부터 출력된 자속 차 ΔΦd_NS의 절댓값과, 소정의 역치 Φd_th를 비교하여, 자속 차 ΔΦd_NS가 역치 Φd_th 이상인지 아닌지 판정하고, 판정 결과에 따른 값을 출력한다. 즉, 셀렉터(79)는, 자속 차 ΔΦd_NS가 역치 Φd_th 이상일 때 출력값을 「1」이라 하고, 자속 차 ΔΦd_NS가 역치 Φd_th 미만일 때 출력값을 「0」이라 한다.
셀렉터(75)는, 셀렉터(SL)로부터 출력된 값에 기초하여, 보정값 θNS를 출력한다. 즉, 셀렉터(75)는, 셀렉터(SL)로부터 출력된 값이 「1」일 때 보정값 θNS를 π(180°)로서 출력하고, 셀렉터(SL)로부터 출력된 값이 「0」일 때 보정값 θNS를 0°로서 출력한다.
셀렉터(75)로부터 출력된 보정값 θNS는, 회전 위상각 추정부(60)로부터 출력된 회전 위상각 추정값 θest에 가산되어, 회전 위상각 추정값 θest가 보정된다. 보정 후의 회전 위상각 추정값 θest는 dq/αβ 변환부(20) 및, αβ/dq 변환부(62)에 공급되어, 벡터 변환에 사용된다.
상기한 바와 같이, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지로, 부하 자속이 작은 동기 모터를 구동할 때도, 자극 위치를 고정밀도로 판별하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 고조파 전압을 이용하여 자극 위치를 판별하는 방식과 상이하게, 회전 속도가 증가했을 때도 고정밀도로 극성 판정을 행하는 것이 가능하고, 소음이 발생할 일도 없다.
즉, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 따르면, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
다음으로, 제4 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 14는, 제4 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다. 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 정방향의 d축 전류를 흘렸을 때의 q축 전압과, 부방향의 d축 전류를 흘렸을 때의 q축 전압으로부터 극성을 판별하고 있다. 즉, 극성 판정부(70)는, -d축 방향을 목표로 전류를 통전시켰을 때의 전동기의 q축 전압값과, +d축 방향을 목표로 전류를 통전시켰을 때의 전동기의 q축 전압값과의 비교 결과에 기초하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하여, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력한다.
본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템은, 극성 판정부(70)에 공급되어 있는 플래그와, 극성 판정부(70)의 구성이 상술한 제1 내지 제3 실시 형태와 상이하다. 즉, 본 실시 형태에서는, 상위 컨트롤러(CTR)는 전류 위상각 변경 플래그를 극성 판정부(70)로 공급한다. 상위 컨트롤러(CTR)는, d축 전류의 명령값이 정방향으로부터 부방향으로 전환되는 타이밍과 동기되어 전류 위상각 변경 플래그를 하이(H)로부터 로(L)로 전환하고, d축 전류의 명령값이 부방향부터 정방향으로 전환되는 타이밍과 동기되어 전류 위상각 변경 플래그를 로(L)로부터 하이(H)로 전환한다.
도 15는, 제4 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 다른 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
극성 판정부(70)는, q축 전압차 연산부(710)와, 보정값 연산부(720)를 구비하고 있다. q축 전압차 연산부(710)는, 절댓값 연산부(711)와, 트리거 출력부(712, 713)와, 제1 영차 홀드(714)와, 제2 영차 홀드(715)와, 감산기(716)와, 필터(FL3)를 구비하고 있다. 보정값 연산부(720)는, 셀렉터(74, 75)를 구비하고 있다.
절댓값 연산부(711)는, q축 전압 실제값 Vqc의 절댓값을 연산하여 제1 영차 홀드(714) 및 제2 영차 홀드(715)로 연산 결과를 공급한다.
트리거 출력부(712)는, 전류 위상각 변경 플래그가 구동되는 타이밍과 동기되어, 제1 영차 홀드(714)로 펄스를 출력한다.
제1 영차 홀드(714)는, 트리거 출력부(712)로부터 펄스를 수신하면, 절댓값 연산부(711)로부터 공급된 값을 출력값으로서 유지하여, 감산기(716)로 출력한다.
트리거 출력부(713)는, 전류 위상각 변경 플래그가 차단되는 타이밍과 동기되어, 제2 영차 홀드(715)로 펄스를 출력한다.
제2 영차 홀드(715)는, 트리거 출력부(713)로부터 펄스를 수신하면, 절댓값 연산부(711)로부터 공급된 값을 출력값으로서 유지하여, 감산기(716)로 공급한다.
감산기(716)는, 제1 영차 홀드(714)로부터 공급된 값으로부터, 제2 영차 홀드(715)로부터 공급된 값을 감산하여 필터(FL3)로 공급한다. 즉, 감산기(716)는, d축 전류 명령값이 마이너스에서 플러스로 변화할 때의 q축 전압으로부터, d축 전류 명령값이 마이너스에서 플러스로 변화할 때의 q축 전압을 뺀, q축 전압차를 출력한다.
필터(FL3)는, 예를 들어 저역 통과 필터이며, 고주파 성분을 제거한 q축 전압차를, 셀렉터(74)로 출력한다.
셀렉터(74)는, 필터(FL3)로부터 출력된 q축 전압차가 제로 이하인지 여부를 판정하고, 판정 결과에 따른 값을 출력한다. 즉, 셀렉터(74)는, q축 전압차가 제로 이하일 때 출력값을 「0」이라 하고, q축 전압차가 제로보다도 클 때 출력값을 「1」이라 한다.
셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값에 기초하여, 보정값 θNS를 출력한다. 즉, 셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「1」일 때 보정값 θNS를 π(180°)로서 출력하고, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「0」일 때 보정값 θNS를 0°로서 출력한다.
셀렉터(75)로부터 출력된 보정값 θNS는, 회전 위상각 추정부(60)로부터 출력된 회전 위상각 추정값 θest에 가산되어, 회전 위상각 추정값 θest가 보정된다. 보정 후의 회전 위상각 추정값 θest는 dq/αβ 변환부(20) 및, αβ/dq 변환부(62)에 공급되어, 벡터 변환에 사용된다.
도 16 및 도 17은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다. 도 16 및 도 17에서는, 도 8에 나타내는 전류 통전 플래그(Ion)가 구동된 타이밍으로부터, NS 판별 연산 플래그가 차단되는 타이밍까지의 기간을 포함하는 기간의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
0sec에서 전류 통전을 개시하고, 회전 위상각 및 회전 속도의 추정값의 연산을 개시하고, 0.1sec에서 초기 추정을 완료하는 예를 나타내고 있다. 또한, 0.04sec 시점에서 극성 판별의 연산을 개시하고 있다.
도 16에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 어긋나 있지 않을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
상위 컨트롤러(CTR)는, 극성 판정을 개시할 때, d축 전류 명령 id_ref를 마이너스에서 플러스로 변화시킴과 함께, NS 판별 연산 플래그와 전류 위상각 변경 플래그를 구동시킨다. 전류 위상각 변경 플래그가 구동되면, 제1 영차 홀드(714)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, d축 전류 명령 id_ref가 마이너스에서 플러스로 변화되면, q축 전압 Vqc의 절댓값이 커진다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, d축 전류 명령 id_ref를 플러스에서 마이너스로 변화시킴과 함께, 전류 위상각 변경 플래그를 차단한다. 전류 위상각 변경 플래그가 차단되면, 제2 영차 홀드(715)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, d축 전류 명령 id_ref가 플러스에서 마이너스로 변화되면 q축 전압 Vqc의 절댓값이 작아진다.
그 후, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 구동하여, 극성 판정부(70)로부터 보정값 θNS를 출력하고, 극성 판정을 종료한다.
이 예에서는, 제1 영차 홀드(714)의 출력값은, 제2 영차 홀드(715)의 출력값보다도 작아지고, 필터(FL3)로부터 출력되는 값은 제로 이하가 되기 때문에, 보정값 θNS는 0°가 된다.
도 17에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 180° 어긋나 있을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
상위 컨트롤러(CTR)의 동작은, 도 16에 나타내는 시뮬레이션일 때와 마찬가지이다. 즉, 상위 컨트롤러(CTR)는, 극성 판정을 개시할 때, d축 전류 명령 id_ref를 마이너스에서 플러스로 변화시킴과 함께, NS 판별 연산 플래그와 전류 위상각 변경 플래그를 구동시킨다. 전류 위상각 변경 플래그가 구동되면, 제1 영차 홀드(714)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 이 예에서는, d축 전류 명령 id_ref가 마이너스에서 플러스로 변화되면, q축 전압 Vqc의 절댓값이 작아진다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, d축 전류 명령 id_ref를 플러스에서 마이너스로 변화시킴과 함께, 전류 위상각 변경 플래그를 차단한다. 전류 위상각 변경 플래그가 차단되면, 제2 영차 홀드(715)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 이 예에서는, d축 전류 명령 id_ref가 플러스에서 마이너스로 변화되면 q축 전압 Vqc의 절댓값이 커진다.
그 후, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 구동시키고, 극성 판정부(70)로부터 보정값 θNS를 출력하고, 극성 판정을 종료한다.
이 예에서는, 제1 영차 홀드(714)의 출력값은, 제2 영차 홀드(715)의 출력값보다도 커지고, 필터(FL3)로부터 출력되는 값은 제로보다도 커지기 때문에, 보정값 θNS는 180°가 된다. 따라서, 보정값 θNS에 의해 회전 위상각의 추정값이 반전되어, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 동등해진다.
상기한 바와 같이 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지로, 부하 자속이 작은 동기 모터를 구동할 때도, 자극 위치를 고정밀도로 판별하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 고조파 전압을 이용하여 자극 위치를 판별하는 방식과 상이하게, 회전 속도가 증가했을 때도 고정밀도로 극성 판정을 행하는 것이 가능하고, 소음이 발생할 일도 없다.
또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 극성 판정에 있어서 인덕턴스 설정값을 사용하지 않으므로, 파라미터 설정의 오차에 대하여 로버스트화가 가능하다. 또한, 극성 판정에 추정 속도값이나 전류값을 사용하지 않기 때문에, 속도 변동이나 전류 리플에 대하여 불감화할 수 있다.
즉, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
다음으로, 제5 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 18은, 제5 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 일 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다. 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 정방향의 d축 전류를 흘렸을 때의 q축 전압과, 부방향의 d축 전류를 흘렸을 때의 q축 전압으로부터 극성을 판별하고 있다. 즉, 극성 판정부(70)는, 회전 위상각 추정값에 0°를 가산했을 때의 전동기의 q축 전압값과, 회전 위상각 추정값에 180°를 가산했을 때의 전동기의 q축 전압값과의 비교 결과에 기초하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력한다.
본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1)는, 극성 판정부(70)에 공급되어 있는 플래그와, 극성 판정부(70)의 구성이 상술한 제1 내지 제4 실시 형태와 상이하다. 즉, 본 실시 형태에서는, 상위 컨트롤러(CTR)는 위상 반전 플래그를 극성 판정부(70)로 공급한다. 상위 컨트롤러(CTR)는, 극성 판정을 개시하면, 위상 반전 플래그를 하이(H)로부터 로(L)로 전환하고, 소정 시간 경과 후에 위상 반전 플래그를 로(L)로부터 하이(H)로 전환한다.
도 19는, 제5 실시 형태의 인버터 제어 장치의 극성 판정부의 다른 구성예를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
극성 판정부(70)는, 위상 반전부(730)와, 보정값 연산부(720)를 구비하고 있다. 위상 반전부(730)는, 절댓값 연산부(731)와, 트리거 출력부(732, 733)와, 제1 영차 홀드(734)와, 제2 영차 홀드(735)와, 감산기(736)와, 셀렉터(737)와, 가산기(738)와, 필터(FL4)를 구비하고 있다. 보정값 연산부(720)는, 셀렉터(74, 75)를 구비하고 있다.
절댓값 연산부(731)는, q축 전압 실제값 Vqc의 절댓값을 연산하여 제1 영차 홀드(734) 및 제2 영차 홀드(735)로 연산 결과를 공급한다.
트리거 출력부(732)는, 위상 반전 플래그가 구동되는 타이밍과 동기되어, 제1 영차 홀드(734)로 펄스를 출력한다.
제1 영차 홀드(734)는, 트리거 출력부(732)로부터 펄스를 수신하면, 절댓값 연산부(731)로부터 공급된 값을 출력값으로서 유지하고, 감산기(736)로 출력한다.
트리거 출력부(733)는, 위상 반전 플래그가 차단되는 타이밍과 동기되어, 제2 영차 홀드(735)로 펄스를 출력한다.
제2 영차 홀드(735)는, 트리거 출력부(733)로부터 펄스를 수신하면, 절댓값 연산부(731)로부터 공급된 값을 출력값으로서 유지하고, 감산기(736)로 공급한다.
감산기(736)는, 제1 영차 홀드(734)로부터 공급된 값으로부터, 제2 영차 홀드(735)로부터 공급된 값을 감산하여 필터(FL4)로 공급한다.
셀렉터(737)는, 위상 반전 플래그를 수신하고, 위상 반전 플래그가 「1」일 때 출력값을 π(=180°)라 하고, 위상 반전 플래그가 「0」일 때 출력값을 제로(=0°)라 한다. 셀렉터(737)로부터 출력된 값은, 가산기(738)로 공급된다.
필터(FL4)는, 예를 들어 저역 통과 필터이며, 고주파 성분을 제거한 q축 전압차를, 셀렉터(74)로 출력한다.
셀렉터(74)는, 필터(FL4)로부터 출력된 q축 전압차가 제로 이하인지 여부를 판정하고, 판정 결과에 따른 값을 출력한다. 즉, 셀렉터(74)는, q축 전압차가 제로 이하일 때 출력값을 「0」이라 하고, q축 전압차가 제로보다도 클 때 출력값을 「1」이라 한다.
셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값에 기초하여, 출력값을 선택한다. 즉, 셀렉터(75)는, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「1」일 때 출력값을 π(180°)라 하고, 셀렉터(74)로부터 출력된 값이 「0」일 때 출력값을 0°라 한다. 셀렉터(75)로부터 출력된 값은, 가산기(738)로 공급된다.
가산기(738)는, 셀렉터(737)로부터 출력된 값과, 셀렉터(75)로부터 출력된 값을 가산하여 보정값 θNS를 출력한다. 가산기(738)로부터 출력된 보정값 θNS는, 회전 위상각 추정부(60)로부터 출력된 회전 위상각 추정값 θest에 가산되어, 회전 위상각 추정값 θest가 보정된다. 보정 후의 회전 위상각 추정값 θest는 dq/αβ 변환부(20) 및, αβ/dq 변환부(62)에 공급되어, 벡터 변환에 사용된다.
도 20 및 도 21은, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 극성 판별의 동작을 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타내는 도면이다. 도 20 및 도 21에서는, 도 8에 나타내는 전류 통전 플래그(Ion)가 구동된 타이밍으로부터, NS 판별 연산 플래그가 차단되는 타이밍까지의 기간을 포함하는 기간의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
0sec에서 전류 통전을 개시하고, 회전 위상각 및 회전 속도의 추정값의 연산을 개시하여, 0.1sec에서 초기 추정을 완료하는 예를 나타내고 있다. 또한, 0.04sec 시점에서 자극 판별의 연산을 개시하고 있다. 또한, 이하의 시뮬레이션에 있어서, d축 전류 명령은 마이너스의 일정값이다.
도 20에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 어긋나 있지 않을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
상위 컨트롤러(CTR)는, 극성 판정을 개시할 때, NS 판별 연산 플래그와 위상 반전 플래그를 구동시킨다. 위상 반전 플래그가 구동되면, 제1 영차 홀드(734)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, 위상 반전 플래그가 구동되면, 셀렉터(737)의 출력값이 180°가 되고, 보정값 θNS가 180°가 되고, 회전 위상각의 추정값이 반전된다. 이것에 의해, q축 전압의 절댓값이 커진다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, 0.06sec 시점에서, 위상 반전 플래그를 차단한다. 위상 반전 플래그가 차단되면, 제2 영차 홀드(735)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, 위상 반전 플래그가 차단되면, 셀렉터(737)의 출력값이 0°가 되고, 보정값 θNS가 0°가 되어, 회전 위상각의 추정값이 실제값과 일치한다.
그 후, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 구동시켜서, 극성 판정부(70)로부터 보정값 θNS를 출력하고, 극성 판정을 종료한다.
이 예에서는, 제1 영차 홀드(734)의 출력값은, 제2 영차 홀드(735)의 출력값보다도 작아지고, 필터(FL4)로부터 출력되는 값은 제로 이하가 되기 때문에, 셀렉터(75)의 출력값은 0°가 된다. 이 시점에서, 위상 반전 플래그는 0이 되어 있기 때문에, 셀렉터(75)의 출력값이 보정값 θNS이고 0°이다. 따라서, 회전 위상각의 추정값과 실제값이 동등한 상태가 유지된다.
도 21에서는, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 180° 어긋나 있을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
상위 컨트롤러(CTR)의 동작은, 도 20에 나타내는 시뮬레이션일 때와 마찬가지이다. 즉, 상위 컨트롤러(CTR)는, 극성 판정을 개시할 때, NS 판별 연산 플래그와 위상 반전 플래그를 구동시킨다. 위상 반전 플래그가 구동되면, 제1 영차 홀드(734)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, 위상 반전 플래그가 구동되면, 셀렉터(737)의 출력값이 180°가 되고, 보정값 θNS가 180°가 되어, 회전 위상각의 추정값이 실제값과 일치한다.
계속해서, 상위 컨트롤러(CTR)는, 0.06sec 시점에서, 위상 반전 플래그를 차단한다. 위상 반전 플래그가 차단되면, 제2 영차 홀드(735)에서 q축 전압 Vqc의 절댓값이 출력값으로서 유지된다. 또한, 위상 반전 플래그가 차단되면, 셀렉터(737)의 출력값이 0°가 되고, 보정값 θNS가 0°가 되어, 회전 위상각의 추정값과 실제값이 180° 어긋난다.
그 후, 상위 컨트롤러(CTR)는, NS 판별 결과 반영 플래그를 구동시켜서, 극성 판정부(70)로부터 보정값 θNS를 출력하고, 극성 판정을 종료한다.
이 예에서는, 제1 영차 홀드(734)의 출력값은, 제2 영차 홀드(735)의 출력값보다도 커지고, 필터(FL4)로부터 출력되는 값은 제로보다도 커지기 때문에, 셀렉터(75)의 출력값은 180°가 된다. 이 시점에서, 위상 반전 플래그는 0이 되어 있기 때문에, 셀렉터(75)의 출력값이 보정값 θNS이고 180°이다. 따라서, 보정값 θNS에 의해 회전 위상각의 추정값이 반전되어, 회전 위상각의 실제값과 추정값이 동등해진다.
상기한 바와 같이 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 상술한 제1 실시 형태와 마찬가지로, 부하 자속이 작은 동기 모터를 구동할 때도, 자극 위치를 고정밀도로 판별하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에서는, 고조파 전압을 이용하여 자극 위치를 판별하는 방식과 상이하게, 회전 속도가 증가했을 때도 고정밀도로 극성 판정을 행하는 것이 가능하고, 소음이 발생하는 일도 없다.
또한, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 극성 판정에 있어서 인덕턴스 설정값을 사용하지 않으므로, 파라미터 설정의 오차에 대하여 로버스트화가 가능하다. 또한, 극성 판정에 추정 속도값이나 전류값을 사용하지 않기 때문에, 속도 변동이나 전류 리플에 대하여 불감화할 수 있다.
즉, 본 실시 형태의 인버터 제어 장치(1) 및 드라이브 시스템에 따르면, 전동기의 회전 센서리스 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 제1 내지 제3 실시 형태에서는, 실제값에서 설정값을 뺌으로써 차분을 연산하여 극성 판별을 행했지만, 설정값에서 실제값을 감해도 되고, 이 경우에는 회전 위상의 보정을 행하는 조건을 반대로 하면 된다. 또한, d축 자속의 차이에 의해 발생하는 특징량이라면 자속이나 전압에 한정되지 않고, 극성 판정에 사용할 수 있다.
또한, 제1 내지 제5 실시 형태에서는, 전류 제어를 전류 추종형 PWM제어로 행하는 방식을 예로 들어 설명했지만, 전류 명령과 전류 검출값을 일치시키는 인버터 게이트 명령을 결정할 수 있는 수단이라면 다른 방식을 채용해도 되고, 예를 들어 PI제어를 사용한 삼각파 비교형의 PWM 변조 방식이어도 마찬가지의 효과가 얻어진다.
또한, 상술한 제1 내지 제5 실시 형태에서는, 회전 위상각과 회전 속도를 추정하는 센서리스 제어를 예로서 설명했지만, 자석 극성을 알 수 없는 센서, 예를 들어 펄스 발생기(PG)와 같은 속도 센서를 사용한 자석식 동기 모터 드라이브 시스템에 적용해도 마찬가지의 효과가 얻어진다.
또한, 제1 내지 제5 실시 형태에서는, 전압이 어느 정도 발생하고 있는 것을 전제로 하고 있지만, 회전 속도가 낮은 경우, 초기 추정 후의 통상 제어로 회전 센서리스 제어 방식을 변경하여, 고조파 전류를 이용한 방식이나, 자석 유기 전압을 이용한 방식 등에 의해, 다시 자석 극성을 판정해도 된다.
이하에서는 고조파 전류 정보를 기초로 NS판별하는 방식과, 자석 회전에 의해 발생하는 유기 전압을 기초로 NS판별하는 방식에 대하여 설명한다.
1) 고조파 전류를 이용한 방식
추정 회전 위상각이 참된 회전 위상각에 일치되어 있는 경우의 전압 방정식 [수식 1]에 대하여, 추정 회전 위상각과 참된 회전 위상각이 일치하지 않는 경우, dq축 전압 방정식은 하기 [수식 16]으로 고쳐쓸 수 있다.
Figure 112019017372172-pct00010
또한 [수식 16]을 전류 미분 항에 대하여 통합하면 [수식 17]과 같아진다.
Figure 112019017372172-pct00011
이때, 모터 회전수가 충분히 낮아서, 저항에 의한 전압 강하를 무시할 수 있을 경우를 예로 한다. 이 경우, [수식 17]은 하기 [수식 18]로 고쳐쓸 수 있다.
Figure 112019017372172-pct00012
또한, 고주파 전압을 추정된 d축(dc축)에만 인가하면, [수식 18]은 [수식 19]로 고쳐쓸 수 있다.
Figure 112019017372172-pct00013
상기 [수식 19]에 따르면, qc축의 고조파 전류는 회전 각도 Δθ에 의존하여 변화되고, 이 회전 각도 의존의 특성을 이용하여 회전 위상각을 추정하는 것도 가능하다. 단, 본 특성은 회전자 회전 각도의 2배로 변화하기 때문에, NS라고 하는 180°의 위상차를 판별하는 데는 이용할 수 없다.
이에 비해, dc축 고조파 전류가 d축 인덕턴스의 역수로 결정되는 것을 이용하는 NS 판별 방법이 있다. 자기 돌극성을 갖는 자석식 동기 모터의 인덕턴스는 도 6의 특성이 되고, +d축 전류를 정방향으로 통전시키면 인덕턴스는 커진다. 반대로 -d축 전류를 통전시키면 인덕턴스는 낮아진다. 즉, 자극의 극성을 판별할 경우, ±d축 전류를 통전시키면서 고조파 전압을 d축 방향에 인가하고, 그때의 고조파 전류의 크기를 기초로 자극을 판별한다.
2) 자석 유기 전압을 이용한 방식
계속하여 자석 회전에 의해 발생하는 유기 전압을 사용한 극성 판별 방법에 대하여 설명한다.
영구 자석식 동기 모터가 무부하 상태에서 회전하는 경우, [수식 16]은 [수식 20]으로 고쳐쓸 수 있다.
Figure 112019017372172-pct00014
또한, 자석의 N극이 d축과 합치된 경우(θ=0°)와 NS 역전된 경우(θ=180°)의 전압을 [수식 21]에 나타낸다.
Figure 112019017372172-pct00015
[수식 21]에 나타낸 바와 같이, 자극 위치가 반전된 경우, qc축에 발생하는 유기 전압의 부호가 반전된다. 이상적으로는 +q축 방향으로 전압이 나오기 때문에, vqc의 부호를 봄으로써 NS 판별을 행할 수 있다.
본 발명의 몇 가지의 실시 형태를 설명했지만, 이들 실시 형태는, 예로서 제시한 것이며, 발명의 범위를 한정하는 것은 의도하고 있지 않다. 이들 신규의 실시 형태는, 기타의 다양한 형태로 실시되는 것이 가능하고, 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위에서, 다양한 생략, 치환, 변경을 행할 수 있다. 이들 실시 형태나 그 변형은, 발명의 범위나 요지에 포함됨과 함께, 특허 청구 범위에 기재된 발명과 그 균등의 범위에 포함된다.
또한, 상기 복수의 실시 형태에 있어서, 인버터 제어 장치 및 상위 컨트롤러는, 하드웨어에 의해 실현되는 구성이어도 되고, 적어도 하나의 프로세서와, 메모리를 구비하고, 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템의 구성을 소프트웨어에 의해 실현하는 것이어도 된다. 어느 경우라도 상술한 복수의 실시 형태와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

Claims (7)

  1. 삭제
  2. 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부와,
    인버터 회로로부터 전동기로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
    상기 전류 명령값과 상기 전류 검출부에서 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 회로에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 상기 인버터 회로의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부와,
    상기 전류 검출부에서 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부와,
    상기 전동기의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부를 구비하고,
    상기 극성 판정부는, 자속의 실제값과 자속의 설정값의 차, 혹은, 전압의 실제값과 전압의 설정값의 차에 기초하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하는 인버터 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 극성 판정부는, 정방향의 d축 전류를 상기 전동기에 통전시켰을 때의 인덕턴스값과, 부방향의 d축 전류를 상기 전동기에 통전시켰을 때의 인덕턴스값의 사이의 범위에서 설정된 인덕턴스 설정값을 사용하여, 상기 자속의 설정값 혹은 상기 전압의 설정값을 구하는, 인버터 제어 장치.
  4. 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부와,
    인버터 회로로부터 전동기로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
    상기 전류 명령값과 상기 전류 검출부에서 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 회로에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 상기 인버터 회로의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부와,
    상기 전류 검출부에서 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부와,
    상기 전동기의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부를 구비하고,
    상기 극성 판정부는, 상기 회전 위상각 추정값에 0°를 가산했을 때의 상기 전동기의 q축 전압값과, 상기 회전 위상각 추정값에 180°를 가산했을 때의 상기 전동기의 q축 전압값의 비교 결과에 기초하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하는, 인버터 제어 장치.
  5. 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부와,
    인버터 회로로부터 전동기로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
    상기 전류 명령값과 상기 전류 검출부에서 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 회로에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 상기 인버터 회로의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부와,
    상기 전류 검출부에서 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부와,
    상기 전동기의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부를 구비하고,
    상기 극성 판정부는, -d축 방향을 목표로 전류를 통전시켰을 때의 상기 전동기의 q축 전압값과, +d축 방향을 목표로 전류를 통전시켰을 때의 상기 전동기의 q축 전압값의 비교 결과에 기초하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하는, 인버터 제어 장치.
  6. 전류 명령값을 생성하는 전류 명령 생성부와,
    인버터 회로로부터 전동기로 출력되는 교류 전류의 전류값을 검출하는 전류 검출부와,
    상기 전류 명령값과 상기 전류 검출부에서 검출한 전류값이 일치하도록 상기 인버터 회로에 대한 게이트 명령을 생성하고, 이 게이트 명령에 기초하여 상기 인버터 회로의 출력 전압 목표 벡터를 구하는 게이트 명령 생성부와,
    상기 전류 검출부에서 검출된 전류값과 상기 출력 전압 목표 벡터에 기초하여, 상기 전동기의 회전 위상각 추정값을 구하는 회전 위상각 추정부와,
    상기 전동기의 회전자 주파수에 동기된 전류를 통전시켰을 때, 발생하는 회전자 주파수에 동기된 자속 혹은 전압 혹은 그 양쪽을 사용하여, 상기 전동기의 자석 자극 판별을 행하고, 판별 결과에 기초하는 상기 회전 위상각 추정값의 보정값을 출력하는 극성 판정부를 구비하고,
    상기 회전 위상각 추정부에 의한 회전 위상각 추정값의 연산 및 상기 극성 판정부에 의한 자석 자극 판별은, 상기 인버터 회로의 기동 명령에 따라 실행되는, 인버터 제어 장치.
  7. 제2항 내지 제6항 중 어느 한 항에 기재된 인버터 제어 장치와,
    상기 인버터 제어 장치의 동작을 제어하는 상위 컨트롤러와,
    상기 인버터 회로와,
    상기 전동기를 구비하고,
    상기 전동기는, 자석의 회전자 혹은 자석이 묻힌 회전자를 구비하고, 자기적 돌극성을 갖는 드라이브 시스템.
KR1020197004893A 2016-08-22 2017-08-22 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템 KR102285399B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2016-162199 2016-08-22
JP2016162199 2016-08-22
PCT/JP2017/029972 WO2018038111A1 (ja) 2016-08-22 2017-08-22 インバータ制御装置およびドライブシステム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20190030734A KR20190030734A (ko) 2019-03-22
KR102285399B1 true KR102285399B1 (ko) 2021-08-04

Family

ID=61245197

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020197004893A KR102285399B1 (ko) 2016-08-22 2017-08-22 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템

Country Status (8)

Country Link
US (1) US10637381B2 (ko)
EP (1) EP3503375A4 (ko)
JP (1) JP6637185B2 (ko)
KR (1) KR102285399B1 (ko)
CN (1) CN109804545B (ko)
SG (1) SG11201901395WA (ko)
TW (1) TWI668953B (ko)
WO (1) WO2018038111A1 (ko)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7014014B2 (ja) * 2018-03-30 2022-02-01 株式会社豊田自動織機 車載流体機械
CN110798061A (zh) * 2018-08-01 2020-02-14 台达电子工业股份有限公司 三相变频器及其死区补偿电路和死区补偿方法
GB2589336A (en) * 2019-11-26 2021-06-02 Trw Ltd Motor position calibration
US11165381B2 (en) * 2019-11-27 2021-11-02 Infineon Technologies Austria Ag Speed contant control and power constant control of a permanent magnet synchronous motor
JP7358277B2 (ja) * 2020-03-03 2023-10-10 株式会社東芝 駆動装置、駆動システム、及び、電動機の駆動方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003164191A (ja) * 2001-11-27 2003-06-06 Toyo Electric Mfg Co Ltd 永久磁石同期電動機の制御装置
JP2010051078A (ja) * 2008-08-20 2010-03-04 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3722948B2 (ja) 1996-05-15 2005-11-30 株式会社日本自動車部品総合研究所 永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法
JP3979561B2 (ja) 2000-08-30 2007-09-19 株式会社日立製作所 交流電動機の駆動システム
JP3630102B2 (ja) * 2001-01-09 2005-03-16 日産自動車株式会社 複合電流供給装置
JP4241218B2 (ja) * 2003-06-27 2009-03-18 株式会社日立産機システム 交流電動機の制御装置及び交流電動機システム
JP4413185B2 (ja) * 2005-12-08 2010-02-10 三洋電機株式会社 モータの駆動制御装置
US7602139B2 (en) * 2006-07-13 2009-10-13 International Rectifier Corporation Signal conditioning apparatus and method for determination of permanent magnet motor rotor position
CN102624314B (zh) * 2006-07-24 2015-02-18 株式会社东芝 可变磁通电动机驱动器***
JP2010022185A (ja) 2008-06-13 2010-01-28 Suri-Ai:Kk 同期機
JP2010057228A (ja) * 2008-08-27 2010-03-11 Hitachi Ltd モータ制御装置
JP5488615B2 (ja) 2009-12-24 2014-05-14 株式会社安川電機 モータ制御装置及びその磁極位置検出方法
JP5435282B2 (ja) 2010-03-26 2014-03-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 モータ制御装置
JP2011217575A (ja) * 2010-04-02 2011-10-27 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5534935B2 (ja) * 2010-05-20 2014-07-02 株式会社東芝 回転センサレス制御装置
WO2012073372A1 (ja) * 2010-12-02 2012-06-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5971707B2 (ja) * 2011-08-29 2016-08-17 株式会社東芝 同期電動機のセンサレス制御装置ならびにインバータ装置
JP5976421B2 (ja) 2012-06-27 2016-08-23 株式会社東芝 磁極極性判定装置、永久磁石同期電動機制御装置及び磁極極性判定方法
KR101765407B1 (ko) * 2013-05-27 2017-08-07 가부시끼가이샤 도시바 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법
WO2016121751A1 (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 株式会社 東芝 インバータ制御装置及びモータ駆動システム

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003164191A (ja) * 2001-11-27 2003-06-06 Toyo Electric Mfg Co Ltd 永久磁石同期電動機の制御装置
JP2010051078A (ja) * 2008-08-20 2010-03-04 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP6637185B2 (ja) 2020-01-29
TWI668953B (zh) 2019-08-11
CN109804545B (zh) 2020-12-08
EP3503375A4 (en) 2020-04-01
JPWO2018038111A1 (ja) 2019-06-24
US20190190421A1 (en) 2019-06-20
CN109804545A (zh) 2019-05-24
TW201810922A (zh) 2018-03-16
KR20190030734A (ko) 2019-03-22
EP3503375A1 (en) 2019-06-26
US10637381B2 (en) 2020-04-28
SG11201901395WA (en) 2019-03-28
WO2018038111A1 (ja) 2018-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102108911B1 (ko) 드라이브 시스템 및 인버터 장치
KR102285399B1 (ko) 인버터 제어 장치 및 드라이브 시스템
US9590552B2 (en) Motor drive device and electric compressor
JP5324159B2 (ja) モータ制御装置
JP6367332B2 (ja) インバータ制御装置及びモータ駆動システム
JP5534935B2 (ja) 回転センサレス制御装置
JP4406552B2 (ja) 電動機の制御装置
US8754603B2 (en) Methods, systems and apparatus for reducing power loss in an electric motor drive system
JP3832443B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP6536473B2 (ja) 回転電機の制御装置
JP7361924B2 (ja) モータ制御装置、モータ制御方法
JP2008295113A (ja) センサレス突極形ブラシレスｄｃモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置
JP5618854B2 (ja) 同期電動機駆動システム
JP2004266885A (ja) 電動機制御装置および制御逸脱検出方法
JP7196469B2 (ja) 同期リラクタンスモータの制御装置
JP5798513B2 (ja) 永久磁石同期電動機の初期磁極位置の検出方法および装置、並びに永久磁石同期電動機の制御装置
JP4987032B2 (ja) ロータ角度推定装置
JP2009100544A (ja) モータ制御装置
JP7095760B1 (ja) 制御装置、磁束推定装置及び磁束推定方法
JP2019071709A (ja) インバータ制御装置およびセンサレスドライブシステム
JP2021132502A (ja) 永久磁石電動機の制御方法及び制御装置
KR20200059848A (ko) Bldc 모터 과부하 감지 장치 및 방법
JP2017135869A (ja) 同期電動機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant