TW201709666A - 驅動系統及逆變器裝置 - Google Patents

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Abstract

提供一種安定進行傳感器控制的驅動系統及逆變器裝置。 實施形態的驅動系統具備：電動機(M)、輸出驅動電動機(M)的交流電流之主電路部(50)、檢出主電路部(50)的輸出電流值之檢出部(80)、生成相當於通電至電動機(M)的電流的電流指令值之電流指令生成部(10)、為了使電流指令值與電流值一致而生成主電路部(50)的閘指令之閘指令生成部(40)、演算主電路部(50)的輸出電壓目標向量之演算部(42)、在主電路部(50)啟動時的初步推定中，基於電流值與輸出電壓目標向量，演算電動機(M)的回轉相位推定值之推定部(70)。初步推定中的電流指令值為：使電動機(M)的轉子磁飽和的電流流動者，回轉相位推定的演算所使用的電動機(M)的動態電感為電動機(M)的轉子磁飽和時的值。

Description

驅動系統及逆變器裝置
本發明的實施形態係有關於驅動系統及逆變器裝置。
在控制電動機的逆變器裝置中，為了小型輕量化、低成本化、提升信賴性，提案有不使用解析器‧編碼器等轉子位置感測器的傳感器控制法。
例如，提案有利用由交鏈於卷線的無負載磁通量所產生的電壓資訊來推定轉子位置的方法、及利用重疊高頻波電壓引起發生轉子突極的高頻波電流資訊之傳感器方法。
此外，在利用於鐵路及產業用途的逆變器裝置中，當因惰行運轉及瞬間停電等而啟動逆變器時，需要初步推定轉子位置。在這種情況時，提案有再啟動時控制逆變器裝置的開關模式，觀察因使卷線短路所發生的電流來推定轉子位置的方法、及抑制控制磁感應電壓所發生的電流為0時利用此所發生的特徵量，推定轉子位置的方法。
再來，提案有作為PMSM(永久磁石同步電動機)專用的空轉再啟動方式，進行非0電壓向量輸出的逆變器開關，利用與馬達速度無關的1個算式來推定轉子位置的方法。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]JP 5534935 B
例如控制SynSM(同步式磁阻馬達)作為電動機時，因通電的電流會導致電感的大變化。PMSM因為在轉子中具有磁石，轉子的中心橋時常呈磁飽和的狀態，相對電流變化的電感(動態電感)變化小。相對於此，SynRM因為電流通電，會促進在轉子中心橋的磁飽和，相較於PMSM，相對電流變化的電感變化大。
進行傳感器控制時作為控制用參數，例如使用不產生磁飽和的電感時，實際的馬達參數會和控制用參數產生偏離，無法精確地演算電動機的回轉相位，會有無法控制傳感器乃至不安定化的情形發生。
有鑑於上述情事，本發明的實施形態之目的為提供一種能夠有秩序地演算電動機的回轉相位及回轉速度的推定值，並能使傳感器控制安定進行的驅動系統及逆變器裝置。
根據實施形態的驅動系統具備：電動機、輸 出驅動前述電動機的交流電流之逆變器主電路部、檢出從前述逆變器主電路部的輸出交流電流的電流值之電流檢出部、生成相當於通導至前述電動機的電流的電流指令值之電流指令生成部、為了使前述電流指令值與前述電流檢出部所檢出的電流值一致而生成前述逆變器主電路部的閘指令之閘指令生成部、基於前述閘指令演算前述逆變器主電路部的輸出電壓目標向量之輸出電壓目標向量演算部、在前述逆變器主電路部啟動時的初步推定中，基於前述電流檢出部所檢出的電流值與前述逆變器主電路部的輸出電壓目標向量，演算前述電動機的回轉相位推定值之回轉相位推定部；於前述初步推定中的前述電流指令值為：使前述電動機轉子磁飽和的電流流動者；於前述推定誤差演算部中，前述回轉相位推定值的演算所用的前述電動機的動態電感為使前述電動機的轉子磁飽和時的值。
10‧‧‧電流指令生成部
20‧‧‧dq/αβ變換部
30‧‧‧角度演算部
40‧‧‧閘指令生成部
50‧‧‧逆變器主電路部
60‧‧‧uw/αβ變換部
70‧‧‧回轉相位推定部
80‧‧‧電流檢出部
100‧‧‧定子
200‧‧‧轉子
210‧‧‧空氣間隙
BR1‧‧‧外周橋
BR2‧‧‧中心橋
12‧‧‧電流指令生成部
14‧‧‧變化率速率指令部
16‧‧‧變化率限制器
18‧‧‧電流指令演算部
90‧‧‧磁通量檢出部
73‧‧‧3相/dq變換部
75‧‧‧微分器
74‧‧‧推定誤差演算部
72‧‧‧αβ/dq變換部
76‧‧‧PLL演算部
[圖1]圖1是為了說明第1實施形態的驅動系統及逆變器裝置之一構成例的區塊圖。
[圖2]圖2是為了說明在第1實施形態的驅動系統及逆變器裝置中d軸、q軸、及推定回轉座標系(dc軸、qc軸)的定義的圖。
[圖3]圖3是為了說明圖1所示的閘指令生成部的一構成例的圖。
[圖4]圖4是為了說明圖1所示的電動機的一部分之一構成例的圖。
[圖5]圖5為表示圖4所示的構成之電動機當電流通電時的d軸電感變化之一例的圖。
[圖6]圖6為表示在轉子不具備中心橋的SynRM當電流通電時對電流變化的d軸電感變化之一例的圖。
[圖7]圖7是為了說明進行電動機的轉子位置初步推定後，進行通常控制的逆變器裝置動作的一例的圖。
[圖8]圖8是為了說明進行電動機的轉子位置初步推定後，進行通常控制的逆變器裝置動作的一例的圖。
[圖9]圖9是為了說明第2實施形態的驅動系統及逆變器裝置之電流指令生成部一構成例的圖。
[圖10]圖10是為了說明第3實施形態的驅動系統及逆變器裝置之一構成例的區塊圖。
[實施形態]
以下，參照圖示說明有關第1實施形態的驅動系統及逆變器裝置。
圖1是為了說明第1實施形態的驅動系統及逆變器裝置之一構成例的區塊圖。
本實施形態的驅動系統具備電動機M及逆變器裝置。逆變器裝置具備：電流指令生成部10、dq/αβ變換部20、角度演算部30、閘指令生成部40、逆變器主 電路部50、uw/αβ變換部60、回轉相位推定部70、電流檢出部80。
電流指令生成部10從上位控制器CTR接受電流振幅指令idq_ref、電流相位指令β_ref、電流通電標記Ion。電流指令生成部10基於電流振幅指令與電流相位指令，演算通電至電動機M的d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref，當電流通電標記Ion為ON(高位準)時將該值輸出。d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref可以利用下式求出。
id_ref=-idq_ref‧sinβ_ref
iq_ref=idq_ref‧cosβ_ref
圖2是為了說明在第1實施形態的驅動系統及逆變器裝置中d軸、q軸、及推定回轉座標系(dc軸、qc軸)的定義的圖。
d軸為於電動機M的轉子中，使靜態電感最小的向量軸，q軸為電角度與d軸垂直的向量軸。相對於此，推定回轉座標系對應於轉子的推定位置的d軸與q軸。也就是說，從d軸僅以推定誤差△θ回轉的向量軸為dc軸，從q軸僅以推定誤差△θ回轉的向量軸為qc軸。由上述式所求得的d軸電流指令值id_ref為從dc軸回轉180度的方向之向量值，q軸電流指令值iq_ref為qc軸方向之向量值。
dq/αβ變換部20將dp軸的座標系所表示的d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref變換成αβ 軸的固定座標系所表示的α軸電流指令值iα_re與β軸電流指令值iβ_ref。此外，α軸表示電動機M的U相卷線軸，β軸為與α軸垂直的軸。αβ軸的固定座標系所表示的值可以不必使用電動機的轉子相位角來演算。
在dq/αβ變換部20的後段配置有差分器。從dq/αβ變換部20輸出的α軸電流指令值iα_ref及β軸電流指令值iβ_ref被輸入至差分器。此外，藉由電流檢出部80，檢出從逆變器主電路部50輸出的電流值，經由uw/αβ變換部60變換成αβ軸固定座標系的電流值iα_FBK、iβ_FBK被輸入至差分器。差分器將α軸電流指令值iα_ref與從逆變器主電路部50輸出的電流值iα_FBK之間的電流向量偏差△iα、及β軸電流指令值iβ_ref與從逆變器主電路部50輸出的電流值iβ_FBK之間的電流向量偏差△iβ輸出。
從差分器輸出的電流向量偏差△iα與電流向量偏差△iβ被輸入至角度演算部30。角度演算部30演算來自被輸入的電流向量偏差△iα、△iβ的αβ軸(固定座標系)的電流向量偏差角度θi。角度θi經由電流向量偏差△iα、△iβ的反正切函數(tan-1)求出。
圖3是為了說明圖1所示的閘指令生成部的一構成例的圖。
閘指令生成部40為了使電流指令值與從逆變器主電路部50輸出的電流值實質上一致，將賦予逆變器主電路部50的U相、V相、W相的開關元件之閘指令輸出。
在本實施形態中，因為逆變器主電路部50的6個(各相2個)開關元件的開關狀態有8種組合，考慮逆變器主電路部50的輸出電壓各相的相位差，假想各個開關狀態所對應的8個電壓向量。8個電壓向量能夠作為以相互只有π/3的相位差異且大小相等的6個基本電壓向量V1~V6、及2個0電壓向量V0、V7來表現。在這裡，8個電壓向量對應8種開關狀態，例如，各相正側的開關元件ON時以「1」表示，各相負側的開關元件ON時以「0」表示。
在本實施形態中，將基於電流指令值與檢出電流的電流向量偏差角度θi，選擇非0電壓向量(0電壓向量V0=(000)及V7=(111)以外的電壓向量V1~V6)生成閘指令的電流追蹤型PWM控制作為例子說明。電壓向量V1以UVW的閘指令表示會對應(001)。同樣地，V2~V7、V0會對應(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)、(000)。其中，因為V0與V7的UVW相間電壓為0V，稱為0電壓向量，V2~V6稱為非0電壓向量。當逆變器主電路部50輸出0電壓向量V0或V7時，電流只會因轉子的感應電壓而引起變化，該變化量會變小。因此，在本實施形態中，因為檢出轉子位置時會增大電流微分項，僅選擇作為電壓向量的非0電壓向量。
閘指令生成部40具備：相對角度θi範圍的U相、V相、W相之閘指令儲存表TB、與輸出電壓目標向 量演算部42。閘指令生成部40利用表TB，將電壓向量V4作為基準(=0)，選擇最接近角度θi的向量的電壓向量，將所選擇的電壓向量所對應的閘指令輸出。
輸出電壓目標向量演算部42接受從表TB輸出的閘指令，將UVW相所對應的閘指令進行αβ變換，並演算αβ軸固定座標系的輸出電壓目標向量Vα、Vβ後輸出。輸出電壓目標向量Vα、Vβ為將能夠從逆變器主電路部50的閘指令演算出的3相交流電壓指令進行αβ變換者，係為了實現閘指令的逆變器主電路部50的輸出電壓的向量值。
逆變器主電路部50具備：直流電源(直流負載)、U相、V相、W相的各相的2個開關元件。各相的2個開關元件在與直流電源的正極連接的直流線、及與直流電源的負極相接的直流線之間串聯。逆變器主電路部50的開關元件藉由從閘指令生成部40所接受的閘指令來控制。逆變器主電路部50為將U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw輸出至作為交流負載的電動機M之3相交流逆變器。此外，逆變器主電路部50也能夠將電動機M所發電的電力充電至作為直流電源的二次電池。
圖4是為了說明圖1所示的電動機的一部分之一構成例的圖。而且，在這裡僅顯示電動機M的一部分，電動機M的定子100及轉子200例如以圖4所示的方式複數組合。
電動機M例如為具備定子100、及轉子200 的同步式磁阻馬達。轉子200具有：空氣間隙210、外周橋BR1、中心橋BR2。
中心橋BR2配置於轉子200外周與中心所連結的線上。此外，配置中心橋BR2的線成為d軸。外周橋BR1位於轉子200的外周與空氣間隙210之間。圖4所示的電動機M的一部分設有從轉子200的外周部向中心部延伸的6個空氣間隙210。空氣間隙210在中心橋BR2與外周橋BR1之間延伸。
回轉相位推定部70在逆變器主電路部50啟動時的初步推定中，根據電流檢出部80所檢出的電流值與逆變器主電路部50的輸出電壓目標值Vα、Vβ，演算電動機M的回轉相位推定值。
回轉相位推定部70具備：αβ/dq變換部72、推定誤差演算部74、PLL演算部76、低通濾波器FL、積分器78。
αβ/dq變換部72接受來自積分器78的回轉相位推定值θest，接受來自閘指令生成部的αβ軸固定座標系輸出電壓目標向量Vα、Vβ，接受來自uw/αβ變換部60的αβ軸固定座標系電流值iα_FBK、iβ_FBK，並將該等向量值變換成dp軸座標系輸出。從αβ/dq變換部72所輸出的值為包含推定誤差△θ的dcqc座標系的電壓向量Vdc、Vqc、及電流向量idc、iqc。
推定誤差演算部74接受來自αβ/dq變換部72的電壓向量Vdc、Vqc、及電流向量idc、iqc，並根據 該等演算推定誤差△θ。以下說明有關推定誤差△θ的演算式。
首先，SynRM的電壓方程式由式1所表示。
在這裡，R為電動機M的卷線電阻，ωe為電角度的角速度，Ld、Lq為dp軸座標系的電感，p為微分運算子(=d/dt)。
再來，上述式1可以改寫成一般所使用的擴張感應電壓表示，以式2的方式來表示。
此時，當相對dp軸產生推定誤差△θ時，式2可以改寫成式3。
在這裡，著眼於相對基本波電流的電感、與相對高頻波電流的電感之間不同的行為，將相對基本波電流的電感(靜態電感)作為Lda、Lqa，將相對高頻波電流的電感(動態電感)作為Ldh、Lqh，式3以式4的方式表示。
不過，在上述式4中，Ex為由下述式5所演算出的值，Ex為擴張感應電壓。
E x =ωi d (L da -L qa )-pi q (L dh -L gh ) [式5]
為了演算推定誤差△θ而將式4移項，以式6的方式表示。
再來將式6的dc軸與qc軸的成分相除並由反正切函數算出，推定誤差△θ以式7的方式表示。
推定誤差演算部74可以利用上述式7，來演算推定誤差△θ。不過，當逆變器主電路部50從停止狀態到再啟動電動機M的SynRM時，會有以下的問題。
根據上述式5，因為不對SynRM通電流時的擴張感應電壓為0，利用無負載電壓的方法無法計算回轉相位。同樣地，為了使其沒有無負載電壓，就算進行卷線短路也沒有電流會流至馬達，無法計算回轉相位。
採用SynSM作為電動機M時，因通電的電流 會導致電感的大變化。特別是，在SynRM的轉子200設置中心橋BR2時，電感的變化會有變大的傾向。例如，PMSM因為在轉子中具有磁石，轉子的中心橋時常呈磁飽和的狀態，對電流的電感(動態電感)變化小。相對於此，SynRM因為電流通電，會促進在轉子中心橋的磁飽和，相對電流變化的電感變化會變得激烈。
圖5為表示圖4所示的構成之電動機當電流通電時的d軸電感變化之一例的圖。此外，在圖5中，方形標記表示靜態電感Lda，菱形標記表示動態電感Ldh。此外，因為此例所使用的電動機進行10kW左右的額定輸出，橫軸為使電動機M的額定電流為1時的d軸電流大小以比例表示之值，縱軸為使電動機M的動態電感Ldh的最大值為1時的動態電感Ldh以比例表示之值。
根據圖5所示之例，當d軸電流小時動態電感Ldh大，但是當d軸電流變大時動態電感Ldh的值會急速地變小，d軸電流相對定額電流為2成左右的大小以上時，動態電感Ldh的變化會減小。
圖6為表示在轉子200不具備中心橋的SynRM當電流通電時對電流變化的d軸電感變化之一例的圖。此外，圖6與圖5一樣，方形標記表示靜態電感Lda，菱形標記表示動態電感Ldh。此外，橫軸為使電動機M的額定電流為1時的d軸電流大小以比例表示之值，縱軸為使電動機M的動態電感Ldh的最大值為1時的動態電感Ldh以比例表示之值。
根據圖6所示之例，雖然相較於在轉子200設置中心橋的圖5之例，其動態電感Ldh會變小，但當d軸電流小時動態電感Ldh大，當d軸電流變大時動態電感Ldh的值會變小，當d軸電流相對定額電流為2成左右的大小以上時，動態電感Ldh的變化會有變小的傾向。因此，不管有沒有在轉子200設置中心橋，當d軸電流相對定額電流為2成左右的大小以上時，轉子200應該都會成為磁飽和狀態。
利用式7演算推定誤差△θ時，將動態電感Ldh作為參數設定，利用該值演算推定誤差△θ。動態電感Ldh為d軸電流相關的函數，當動態電感Ldh的d軸電流的變化所相對的變化大時，因為參數設定值與實際值產生偏離回轉相位無法精確地演算，會有無法控制傳感器乃至不安定化的情形發生。
在此，本實施形態在推定誤差演算部74中，回轉相位推定值θest的演算所用的電動機M的動態電感Ldh作為電動機M的轉子在磁飽和時的值。也就是說，在推定誤差演算部74中，d軸電流為相對定額電流的2成以上，將在定額電流以下的範圍的電流所對應的動態電感Ldh之值(例如，動態電感Ldh的最大值的1成以下之值)設定為式7的參數，演算推定誤差△θ。此時，電流指令生成部10對電動機M輸出將d軸電流通電的位置探查用電流指令。在初步推定中的電流指令(位置探查用電流指令)設定為使電動機M的轉子磁飽和的值。此外， 電動機M的轉子的磁飽和的狀態為相對d軸電流的變化，電動機M的動態電感Ldh的變化相當小的狀態。藉由如上述的方式將動態電感Ldh值作為參數設定，不管SynRM的構成是什麼，都能夠利用式7演算推定誤差△θ。此外，在電動機M採用PMSM時也一樣，同樣地藉由設定動態電感Ldh，能夠利用式7演算推定誤差△θ。
此外，根據圖5及圖6的例子，因為當d軸電流為定額電流的2成左右時，動態電感Ldh的值呈安定，進行轉子位置的初步推定時，應當使流至電動機M的d軸電流在定額電流的2成左右的大小以上，設定探查電流指令值。此外，也期望探查電流指令值的最大值在定額電流以下。因為電動機M的構成而使探查電流變大的話，會成為因轉矩衝擊所造成的電動機M故障或附隨於電動機M的機器故障的原因，當有轉矩衝擊的規定時，更應當以不會出現轉矩衝擊的方式作設定。
當初步推定時能流至電動機的電流最大值，可以如下述的方式經由轉矩的容許值Ts來決定。考慮推定誤差△θ約等於△β的轉矩可以由下述式的方式表示。
初步相位推定的控制中以βref=0控制，如下述式的方式輸出以△β部分為比例的轉矩。
若將轉矩容許值設為Ts的話，能夠流至電動機M的探查電流可以利用下述的方式演算。
PLL演算部76接受推定誤差演算部74所演算的推定誤差△θ，使推定誤差△θ成為0的方式，演算回轉速度推定值ωest'並輸出。此外，因為該回轉速度推定值ωest'包含基本波以外的頻率成份，將低通濾波器FL所致的基本波成份以外的頻率成份除去，作為回轉速度推定值ωest輸出至推定誤差演算部74及積分器78。PLL演算部76與低通濾波器FL為推定誤差△θ為0的方式演算回轉速度推定值ωest的演算部。
積分器78將回轉速度推定值ωest積分並演算回轉相位推定值θest，向dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部72 輸出。
接著，說明當逆變器裝置從停止或從相當於停止的狀態啟動時的逆變器裝置的動作之一例。
圖7是為了說明進行電動機的轉子位置初步推定後，進行通常控制的逆變器裝置動作的一例的圖。在這裡，說明通電的電流相位指令idq_ref為d軸電流的定額電流的2成以上的大小之值，以180deg電性前進的相位(-d軸方向)通以電流之例。
首先，在逆變器裝置停止的狀態中，上位控制器CTR將啟動指令及電流通電標記Ion從0升至1。逆變器裝置當來自上位控制器CTR的啟動指令成為1時進行啟動處理。
接著，上位控制器CTR將初步推定開始標記從0升至1。逆變器裝置的電流指令生成部10在當電流通電標記Ion為1，且初步推定開始標記成為1時，輸出d軸電流指令id_ref及q軸電流指令iq_ref。此時從電流指令生成部10輸出的d軸電流指令id_ref及q軸電流指令iq_ref為位置探查用電流指令，大小為d軸電流的定額電流的2成以上，設定為以180deg電性前進的相位(-d軸方向)將電流通電。利用該位置探查用電流指令使電動機M驅動，促進電動機M的轉子200的磁飽和，電動機M的轉子成為充分磁飽和的狀態，以動態電感Ldh的最大值的1成左右的值使其安定。
回轉相位推定部70在初步推定開始標記成為 1時，開始初步推定的動作。此時，推定誤差演算部74使上述式7所用的動態電感Ldh參數設定成在定額電流以下(例如，定額電流的2成以上)的電流值所對應的值。
根據圖7，從初步推定開始之後流至電動機M的電流成為d軸電流指令id_ref為止的期間，因為電動機M的動態電感Ldh的值不安定，雖然回轉相位推定值θest與實際值間的推定誤差變大，但若流至電動機M的d軸電流接近d軸電流指令值的話，會促進電動機M的轉子200的磁飽和，回轉相位推定值θest與實際值間的推定誤差△θ會變小。當流至電動機M的d軸電流略相等於d軸電流指令值時，回轉相位推定值θest與實際值間的推定誤差△θ也約略接近0，能夠演算正確的回轉相位推定值θest。
接著，將上位控制器CTR的推定完了標記及力行標記從0升至1。上位控制器CTR可以從啟動初步推定開始標記後，經過預定時間再啟動推定完了標記，也可以監視推定誤差△θ的值，在當推定誤差△θ的大小在預定值以下時啟動推定完了標記。
當推定完了標記及力行標記啟動後，上位控制器CTR將通常控制的電流指令idq_ref向逆變器裝置輸出。圖7的例為初步推定後進行力行的例子。在該通常控制中，將初步推定中所推定的回轉相位推定值θest及回轉速度推定值ωest作為電動機M的回轉相位及回轉速度的初期值採用。電流指令生成部10在初步推定終了後，啟 動從上位控制器CTR所輸出的推定完了標記，且當力行標記啟動時，將電流相位指令設為比初步推定時還慢的值。在此例中，於初步推定的動作中，因為位置探查用電流指令設定成電流向-d軸方向流動，在力行控制開始時，能夠將d軸電流指令的變化減小，可以平順地進行從初步推定到通常控制的移動。
圖8是為了說明進行電動機的轉子位置初步推定後，進行通常控制的逆變器裝置動作的一例的圖。此外，在此例中，初步推定的動作與圖7所示的例子一樣。
將初步推定開始標記啟動後，上位控制器CTR將推定完了標記及再生標記從0升至1。上位控制器CTR也可以從啟動初步推定開始標記後，經過預定時間後再啟動推定完了標記，也可以監視推定誤差△θ的值，在當推定誤差△θ的大小在預定值以下時啟動推定完了標記。
當推定完了標記及再生標記啟動後，上位控制器CTR將通常控制的電流指令idq_ref輸出至逆變器裝置。圖8的例為初步推定後進行再生的例子。在該通常控制中，將初步推定中所推定的回轉相位推定值θest及回轉速度推定值ωest作為電動機M的回轉相位及回轉速度的初期值採用。電流指令生成部10在初步推定終了後，啟動從上位控制器CTR輸出的推定完了標記，且當再生標記啟動時，將電流相位指令設為比初步推定時還前進的值。在此例中，於初步推定的動作中，因為位置探查用電 流指令設定成電流向-d軸方向流動，在再生控制開始時，能夠將d軸電流指令的變化減小，可以平順地進行從初步推定到通常控制的移動。
如同上述的方式，根據本實施形態的驅動系統及逆變器裝置，能提供一種能夠有秩序地演算電動機的回轉相位及回轉速度的推定值，並能安定進行傳感器控制的逆變器裝置。
以下，參照圖示說明有關第2實施形態的驅動系統及逆變器裝置。
圖9是為了說明第2實施形態的驅動系統及逆變器裝置之電流指令生成部一構成例的圖。此外，在以下的說明中，有關與上述第1實施形態相同的構成，附加同一符號並省略說明。
本實施形態的逆變器裝置具備電流指令生成部12。
電流指令生成部12具備：變化率速率指令部14、變化率限制器16、電流指令演算部18。
變化率速率指令部14接受推定誤差演算部74所演算的推定誤差△θ，將推定誤差△θ的值所對應的變化率速率Sa輸出。變化率速率指令部14，例如，當推定誤差△θ的值越大，就減小變化率速率Sa，當推定誤差△θ的值越小，就增大變化率速率Sa。此外，變化率限制器的增加率Sa可以因應回轉相位誤差而變更，將回轉相位誤差以收於預定值以內的方式決定。
變化率限制器16接受電流振幅指令值idq_ref與變化率速率Sa。此外，在變化率限制器16的前段設置有只在電流通電標記Ion為ON(=1)時，將電流振幅指令idq_ref輸入至變化率限制器16的演算部。變化率限制器16將以從0至1階梯狀變化的電流振幅指令idq_ref基於變化率速率Sa的大小，慢慢地增加並輸出。
電流指令演算部18接受從變化率限制器16輸出的電流振幅指令idq_ref、與從外部輸入的電流相位指令β_ref。電流指令演算部18進行與上述第1實施形態的電流指令生成部10相同的演算。也就是說，電流指令演算部18根據下述式演算d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref。
id_ref=-idq_ref‧sinβ_ref
iq_ref=idq_ref‧cosβ_ref
於上述的第1實施形態中，當電流振幅指令idq_ref從0至1階梯狀變化時，和開始初步推定時一樣在無法精確地進行回轉相位推定狀態下使電流通電時，會有轉矩衝擊發生的情形。例如，SynRM的轉矩由下述式8表示。
T=P p (L da -L qa )i d i q =-P p (L qa -L qa )I dq 2 sin(β_ref) [式8]
上述式8為回轉相位推定無誤差的情形，當回轉相位推定有誤差時，等效電流相位會發生推定誤差△β，成為 β_ref+△β。此時的轉矩可以由下述式9來表示。
T=P p (L qa -L qa ){-I dq sin(β _ref +△β)}{I dq cos(β _ref +△β)} [式9]
再來，於上述式9中，令所通電的電流相位指令為-d軸方向(β_ref=90deg)的話，可以用下述式10來表示。
根據上述式10，可以知道轉矩衝擊與電流振幅的平方乘上sin2△β成比例。電流通電開始時，回轉相位推定誤差為45deg時，所發生的轉矩衝擊為最大值。進行力行控制與再生控制前的初步推定時發生轉矩衝擊的話，例如在鐵路的話會導致搭乘不適。
因此，在本實施形態設置在初步推定時針對所通電的電流之變化率限制器16。藉由變化率限制器16，能維持電流振幅指令idq_ref的變化率速率，降低轉矩衝擊。
此外，本實施形態中，對應回轉相位誤差△θ的值決定變化率速率Sa，但不限於回轉相位誤差△θ，直接檢出轉矩來決定變化率速率的方法、及利用解析結果等數據預先決定變化率速率的方法，也可以降低初步推定時的轉矩衝擊。
也就是說，根據本實施形態，在得到與上述第1實施形態相同效果的同時，能降低初步推定時的轉矩 衝擊，並能夠提升搭載驅動系統、逆變器裝置及電動機的車輛等的搭乘舒適度及轉矩推定精度。
以下，參照圖示說明有關第3實施形態的逆變器裝置。
圖10是為了說明第3實施形態的驅動系統及逆變器裝置之一構成例的區塊圖。此外，在以下的說明中，有關與上述第1實施形態相同的構成，附加同一符號並省略說明。
本實施形態的逆變器裝置更具備磁通量檢出部90。此外，回轉相位推定部70更具備：3相/dq變換部73、2個微分器75。
磁通量檢出部90例如是霍爾元件等的磁感測器，檢出電動機M的交流磁通量φu、φv、φw並輸出。各相的交流磁通量φu、φv、φw能夠以：φu=Φcosωt、φv=Φcos(ωt-120°)、φw=Φcos(ωt-240°)來表示。
3相/dq變換部73接受磁通量檢出部90所檢出的交流磁通量φu、φv、φw，將其變換成dp軸座標系的向量值φd、φq並輸出。
從3相/dq變換部73輸出的向量值φd、φq分別經由微分器75微分，如下述式的方式演算dp軸座標系的電壓值Vd、Vq。
由微分器75所演算的電壓值Vd、Vq被輸入至推定誤差演算部74。推定誤差演算部74可以在上述式7的Vdc使用電壓值Vd，利用式7的Vqc的電壓值Vq演算推定誤差△θ。因此，在本實施形態的逆變器裝置中，也可以省略上述第1實施形態的閘指令生成部40的輸出電壓目標向量演算部42。
除了上述的構成以外，本實施形態的逆變器裝置與上述第1實施形態的逆變器裝置一樣。根據本實施形態的逆變器裝置，可以得到與第1實施形態的逆變器裝置一樣的效果。此外，採用第2實施形態的電流指令生成部12來取代本實施形態的逆變器裝置的電流指令生成部10也可以。這種情況下，可以得到與上述第2實施形態一樣的效果。
此外，上述複數的實施形態中，採用SynRM作為電動機M的例子說明，但例如採用PMSM等作為電動機M的情況，也可以得到與上述實施形態相同的效果。
此外，上述的實施形態中，雖揭示了使用因應電流偏差而決定向逆變器主電路部50的閘指令之電流追蹤型PWM控制系統，但只要是控制電流的方法的話， 其他的方法也可以得到同樣的效果，例如，基於電流偏差，演算變頻器電壓指令的PI控制這種方法也可以得到同樣的效果。此外，上述的實施形態中，雖揭示了從電流向量偏差的角度直接決定閘指令的方法之例，但若能夠決定為了控制電流的閘指令的話，利用例如三角波比較調變或空間向量調變等方法也可以得到同樣的效果。
此外，上述實施形態中雖說明基於流至電動機的電流-電感特性決定通電的電流振幅指令idq_ref之例，但若是能判斷同步式磁阻馬達(SynRM)磁飽和的方法的話，其他的方法(例如基於轉子200的中心橋BR2的磁通密度來決定電流指令的方法)也可以。
此外，上述實施形態中雖說明將位置探查用電流指令作為-d軸方向通導電流的方法，但將位置探查用電流指令作為+d軸方向通導電流也可以推定回轉相位與回轉速度。此外，上述實施形態雖以在回轉座標系上計算回轉相位誤差，從該資訊演算回轉相位與回轉速度的方法為例子，但例如專利文獻1所揭示的方式直接演算回轉相位的方法也可以得到相同的效果。
再來，上述的實施形態中雖因應電流偏差來決定向逆變器的閘指令，但決定閘指令的手段並不限於電流偏差向量，若是為了控制電流的開關方法是能夠決定的方法的話，例如基於馬達磁通量向量的方法也可以得到相同的效果。
雖已說明了本發明的幾個實施形態，但該等 實施形態僅作為例示，並沒有要限定本發明的範圍。該等新穎的實施形態，也可以利用於其他各種形態來實施，在不脫離發明要旨的範圍內，可以進行各種省略、置換、變更。該等實施形態及其變形，在包含於發明的範圍及要旨中的同時，也包含申請專利範圍中所記載之發明的均等範圍。
此外，於上述複數實施形態的逆變器裝置中，所有的演算可以由軟體來實現，也可以由硬體來實現，當然也可以利用組合軟體與硬體來實現。上述複數實施形態的逆變器裝置例如包含1個或複數個處理器及記憶體，讀出記憶體所記憶的程式並藉由處理器來執行各種演算也可以。
10‧‧‧電流指令生成部
20‧‧‧dq/αβ變換部
30‧‧‧角度演算部
40‧‧‧閘指令生成部
50‧‧‧逆變器主電路部
60‧‧‧uw/αβ變換部
70‧‧‧回轉相位推定部
72‧‧‧αβ/dq變換部
74‧‧‧推定誤差演算部
76‧‧‧PLL演算部
78‧‧‧積分器
80‧‧‧電流檢出部
CTR‧‧‧上位控制器
FL‧‧‧低通濾波器
M‧‧‧電動機
Iu‧‧‧U相電流
Iv‧‧‧V相電流
Iw‧‧‧W相電流
Ion‧‧‧電流通電標記
idc、iqc‧‧‧電流向量
id_ref‧‧‧d軸電流指令值
iq_ref‧‧‧q軸電流指令值
idq_ref‧‧‧電流指令
iα_FBK、iβ_FBK‧‧‧電流值
iα_ref‧‧‧α軸電流指令值
iβ_ref‧‧‧β軸電流指令值
β_ref‧‧‧電流相位指令
Vdc、Vqc‧‧‧電壓向量
Vα、Vβ‧‧‧輸出電壓目標值
θest‧‧‧回轉相位推定值
θi‧‧‧角度
△iα、△iβ‧‧‧電流向量偏差
△θ‧‧‧推定誤差
ωest‧‧‧回轉速度推定值
ωest'‧‧‧回轉速度推定值

Claims (9)

  1. 一種驅動系統，具備：電動機、輸出驅動前述電動機的交流電流之逆變器主電路部、檢出從前述逆變器主電路部所輸出的交流電流的電流值之電流檢出部、生成相當於通電至前述電動機的電流的電流指令值之電流指令生成部、為了使前述電流指令值與前述電流檢出部所檢出的電流值一致，生成前述逆變器主電路部的閘指令之閘指令生成部、基於前述閘指令演算前述逆變器主電路部的輸出電壓目標向量之輸出電壓目標向量演算部、於前述逆變器主電路部啟動時的初步推定中，基於前述電流檢出部所檢出的電流值與前述逆變器主電路部的前述輸出電壓目標向量，演算前述電動機的回轉相位推定值之回轉相位推定部；其中，前述初步推定中的前述電流指令值為：使令前述電動機的轉子磁飽和的電流流動者；於前述回轉相位推定部中，前述回轉相位推定值的演算所使用的前述電動機的動態電感為：前述電動機的轉子磁飽和時的值。
  2. 如請求項1所記載的驅動系統，其中，於前述初步推定中，從前述逆變器主電路部向前述電動機輸出的電流為：使前述電動機的動態電感為其最大值的1成以下之 值。
  3. 如請求項1所記載的驅動系統，其中，藉由前述初步推定中的前述電流指令值，從前述逆變器主電路部向前述電動機輸出的電流為：前述電動機的定額電流的2成以上，但為前述定額電流以下的值。
  4. 如請求項1所記載的驅動系統，其中，前述電流指令值具有電流振幅指令與電流相位指令；前述電流指令生成部，更具備：輸出因應前述回轉相位推定的推定誤差大小的值的變化率速率之變化率速率指令部、根據前述變化率速率的值所因應的變化率，變化前述電流振幅指令的變化率限制器。
  5. 如請求項3所記載的驅動系統，其中，於前述電動機中，將靜態電感最小的軸作為d軸，前述電流指令值中，電流相位指令為從d軸電性前進180°的方向。
  6. 如請求項1所記載的驅動系統，其中，前述電流指令值具有電流振幅指令與電流相位指令；前述初步推定終了後，從上位控制器輸出的推定完了標記被啟動，且當力行標記啟動時，前述電流相位指令成為比前述初步推定時還遲的值；前述初步推定終了後，從上位控制器輸出的推定完了標記被啟動，且當再生標記啟動時，前述電流相位指令成為比前述初步推定時還前進的值。
  7. 一種逆變器裝置，具備：輸出驅動所連接的電動機的交流電流之逆變器主電路部、 檢出從前述逆變器主電路部所輸出的交流電流的電流值之電流檢出部、生成相當於通電至前述電動機的電流的電流指令值之電流指令生成部、為了使前述電流指令值與前述電流檢出部所檢出的電流值一致，生成前述逆變器主電路部的閘指令之閘指令生成部、基於前述閘指令演算前述逆變器主電路部的輸出電壓目標向量之輸出電壓目標向量演算部、基於前述電流檢出部所檢出的電流值與前述輸出電壓目標向量，演算前述電動機的回轉相位推定值之回轉相位推定部；其中，前述回轉相位推定部的演算開始時，從前述逆變器主電路部輸出的電流被控制成：定額電流以下乃至前述定額電流的2成以上。
  8. 如請求項7所記載的逆變器裝置，其中，前述電流指令值具有電流振幅指令與電流相位指令；前述電流指令生成部，更具備：輸出因應前述回轉相位推定值的推定誤差大小的值的變化率速率之變化率速率指令部、根據前述變化率速率的值所因應的變化率，變化前述電流振幅指令的變化率限制器。
  9. 如請求項7所記載的逆變器裝置，其中，前述電流指令值具有電流振幅指令與電流相位指令；前述初步推定終了後，從上位控制器輸出的推定完了 標記被啟動，且當力行標記啟動時，前述電流相位指令成為比前述初步推定時還遲的值；前述初步推定終了後，從上位控制器輸出的推定完了標記被啟動，且當再生標記啟動時，前述電流相位指令成為比前述初步推定時還前進的值。
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