JP2002528987A - 少なくとも2つの表面波構造体を備えた表面波装置 - Google Patents
少なくとも2つの表面波構造体を備えた表面波装置Info
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Abstract
Description
り、第1の表面波構造体と第2の表面波構造体とがフィンガの周期の点で異なっ
ているか、および/またはフィンガの位相の点で相互にオフセットされている表
面波装置に関する。
の移行部では、通常の伝搬損失に加え、表面波が部分的にバルク波に変換される
ことによる広帯域の損失が発生する。この場合の変換損失はメタライゼーション
レベルが上昇するにつれて増大する。このことは例えば文献 Yasuo Ebata, "SUP
PRESSION OF BULK-SCATTERING LOSS IN SAW RESONATOR WITH QUASI-CONSTANT AC
OUSTIC REFLECTION PERIODICITY", in:Ultrasonics Symposium 1988 91頁〜96頁
から読み取れる。
、および/または層厚さの点で相互に異なっているか、または b)2つの部分グリッドが相互に位相オフセットされるように2つの表面波構造
体の距離が選定されている ときに発生する。
シーケンシャルに生じる(例えばDMSフィルタ)。したがってドイツ連邦共和
国特許出願公開第4212517号明細書では、2つの表面波構造体間の移行部
をほぼ周期的に形成することが提案されている。ただしこれは表面波速度と障害
バルク波速度との相対差がフィルタの相対の有効帯域幅よりも格段に大きい場合
にしか充分に利用できないことがわかっている。例えばクォーツ上の狭帯域のZ
Fフィルタのケースがそうである。その場合には伝送関数の妨害はフィルタの透
過領域の外部の寄生バルク波によって発生し、フィルタ特性を妨害しない。
帯域の損失の少ないフィルタが必要である。
ばDMSフィルタ(ダブルモード音響表面波フィルタ)が使用される。これは例
えば42゜rotYX‐LiTaO3基板または36゜rotYX‐LiTaO 3 基板上に構成される。
このフィルタはここでは2つのリフレクタR1、R2間に配置された入力変換器
E1、E2および出力変換器Aを備えたシングルトラックから形成されている。
入力変換器および出力変換器に対する端子は交換することができ、その場合には
Aが入力変換器を表し、E1、E2が出力変換器を表す。またシングルトラック
の1つまたは複数の出力変換器とパラレルの第2のトラックの1つまたは複数の
入力変換器とを接続することもできる。このようにしてフィルタの選択性が高め
られる。
これらの周波数は伝送領域を規定している。伝送領域の左方エッジはグリッドの
周期によって定められており、右方エッジは相互にオフセットされた表面波構造
体(入力変換器および出力変換器)の間の共振によって成立する。これら2つの
構造体は周期的なグリッドに比べて、約λ/4のΔxだけ相互にオフセットされ
ている。距離Δxはここでは表面波構造体の隣接する電極フィンガのフィンガ中
央に関連している。実際には有利には2つの端部フィンガのうち一方が約λ/4
だけ拡大されており、図1に示された2つの入力変換器E1、E2への移行部の
出力変換器Aと同様である。これは金属化表面を有する2つの構造体の間のギャ
ップが充填されるように行われる。なぜなら漏洩表面波は金属化表面の下方を良
好に導波されるからである。
のフィンガよりも格段に大きな局所グリッド周期pを有しており、この周期はフ
ィンガの左方と右方の2つの空いた面の中心点の距離によって定められる。これ
は周期的なグリッドの大きな障害となる。図2には概略的にこのような2つの変
換器構造(表面波構造体)の移行部領域でのフィンガ周期pが位置座標xすなわ
ち表面波の伝搬方向に沿って示されている。
)においても、構造体移行部でのバルク波放射のかたちの音響損失は確かに認識
されてきたが、いまだ大きく取り扱われてはおらず、損失の少ないフィルタは実
現されていない。将来の移動無線システムでは一層広い帯域の利用が予想され、
複数のチャネルが使用可能となるはずである(例えばEGSM、定格帯域幅35
MHz)。
大し、フィンガの数を低減する。ただしこれら2つの措置を採用すると構造体間
の移行部での損失が増大してしまう。実際にはこの損失は右方の帯域エッジを定
める変換器/変換器共振の品質低下、ひいては上方の透過領域での下落として現
れる。
介して上方の透過領域での下落を補償しなければならなくなってしまう。外部で
の適合化を行えば確かに透過領域でのリップルは低減できるが、大きな欠点とし
てこの種のフィルタの挿入減衰が移行部での損失により高まる。例えばEGSM
で要求されるスペシフィケーションは部分的にしか満足できない。外部の適合用
回路網はさらに付加コスト、重量、回路面積、製造コストを増大させ、多くのユ
ーザにとって望ましくない。
欠点を回避することである。
本発明の他の実施態様は従属請求項から得られる。
は42゜rotYX‐LiTaO3上のPCS/PCNなど)の概念として、移
行部での局所周期が移行部の両側の2つの構造体よりも大きい場合には、ほぼ周
期的なグリッドであってもバルク波への変換のかたちでの付加的な損失が発生す
ることが本出願人によってわかっている。ただし急激にフィンガ周期が高くなる
ハード移行部とは異なり、こうした変換はグリッドの局所周期に反比例する特徴
的なオンセット周波数から発生しはじめる。
の移行部での損失は、本発明にしたがって隣接する表面波構造体のフィンガ周期
よりも小さなフィンガ周期を接合個所で使用することにより、大幅に低減される
か完全に回避される。これによりバルク波放射に対するオンセット周波数は所望
の伝送領域の上方に達する。表面波構造体間の移行部はほぼ周期的となり、すな
わち2つの表面波構造体間の波の移行領域にほぼ周期的な構造体が形成される。
この構造体は移行部のフィンガ周期pが一定となるように、および/または第1
の表面波構造体の位相と第2の表面波構造体の位相とが等しくなるように形成さ
れる。
フィンガ数で形成される。不連続性が最大となっている場合でも、表面波構造体
1つ当たり3個〜4個の所定数のフィンガがあれば損失を抑圧するのに充分であ
ると判明している。移行部領域を損失回避に必要な大きさ以上に大きく選定する
必要はない。なぜならそうするとフィルタの伝送特性が悪影響を受けるからであ
る。
域でまず連続的に低下し、さらに第2の表面波構造体のフィンガ周期が達成され
るまで再び連続的に増大することにより得られる。
あるともリフレクタであるとも解される。したがって移行部は2つのインタディ
ジタルトランスデューサの間、インタディジタルトランスデューサとリフレクタ
との間、2つのリフレクタの間のいずれにも構成することができる。有利には本
発明は特にDMSフィルタおよびシングルゲートレゾネータ(Eintorresonator
)で使用される。後者ではリフレクタはインタディジタルトランスデューサより
も大きな他のフィンガ周期を有する。
を連続的に低減する。
面との比)は0.7〜0.8であり、これは漏洩表面波の速度を低減させる。こ
れによりバルク波への変換に対するオンセット周波数と透過帯域との距離は拡大
される。したがってバルク波損失の影響も低減される。
ことにより達成される。これはリフレクタ内部での損失をともなう電荷交換が著
しく低減されるためである。
1には公知のシングルトラックDMSフィルタが示されている。図2には図1の
公知のフィルタのフィンガの周期の特性が位置座標に沿って再現されている。図
3には本発明の表面波装置のフィンガの周期の特性が示されている。図4のaに
はハード移行部を備えた2つの表面波構造体が示されている。図4のbには移行
部が2つの表面波構造体の間に配置された本発明の表面波装置が示されている。
図5には本発明のフィルタと公知のフィルタとを測定曲線に基づいて比較した透
過特性が示されている。
タには2つのリフレクタR1、R2の間に並列接続された2つの入力変換器E1
、E2とその間に配置された出力変換器Aとが設けられている。InおよびOu
tとして入出力側の端子が示されている。フィンガ間隔の尺度として表されてい
るフィンガ周期は、以下では2つのフィンガの間の空きスペースの中心から次の
隣接フィンガ間の空きスペースの中心までの距離とする。図示のDMSフィルタ
では出力変換器Aが2つの入力変換器E1、E2に対してオフセットされており
、フィンガ周期はそれぞれ相互にオフセットされた2つの変換器E1/Aないし
A/E2間の移行部で不均一となっている。
性が示されている。2つの変換器の相互オフセットは、急激に増大し続いて再び
急激に一定値まで低下するフィンガ周期として現れている。同じハード移行部が
相互にオフセットされた2つの変換器A、E2の間に見られる。変換器Aの外側
2つの端部フィンガは拡大されており、2つの構造体間のギャップは金属化面に
よって充填される。このような不均一なフィンガ周期の特性によって2つの表面
波構造体(ここでは2つの変換器)間の移行部で生じる欠点については冒頭で言
及した。
構造体St2への移行部領域のフィンガ周期pの特性が示されている。フィンガ
周期pは移行部領域で一定に変化し、そこでは各構造体St1、St2よりも低
い値を有する。移行部領域の外側、すなわち2つの構造体St1、St2内部で
はフィンガ周期は一定値を取り、表面波構造体ごとに異なっていてもよい。その
場合表面波構造体はインタディジタルトランスデューサまたはリフレクタであり
、移行部は変換器間または変換器とリフレクタとの間に生じる。
St2間の移行部をどのように構成するかが示されている。図4のa)には比較
のために公知の図1に示されているようなハード移行部が示されている。図4の
b)には本発明によって構成された移行部が示されている。フィンガ周期pはこ
こでは構造体St1の終端部近くの3つのフィンガにわたって連続的に低下し、
隣接の構造体St2では端部の3つのフィンガにわたって再び連続的に増大して
いる。このような構成によって2つの構造体間の散乱損失は公知のハード移行部
を有する装置に比べて格段に低減される。
フィンガ間隔も“ノーマル”フィンガ幅およびフィンガ間隔と大きく異なっては
いないので、メーカで製造しやすい。
の透過曲線が示されている。例として図1に示されたDMSフィルタも用い、こ
のフィルタの透過特性を図5の透過曲線1に示す。透過曲線2も図1のDMSフ
ィルタによって得られたものであるが、こちらはフィンガ周期が一定である。構
造体の端部フィンガは拡大されておらず、移行部の両側の2つの構造体間の比較
的大きな間隔はそれぞれ端部の3つのフィンガに分散されている。これにより局
所的に高いフィンガ周期が移行部で生じている。測定曲線2から明瞭にわかる通
り、このように構成されたDMSフィルタは図1に示されたフィルタよりもさら
に劣悪な透過特性を有している。これに対して透過曲線3は本発明により構成さ
れたDMSフィルタで測定されたものである。このフィルタではフィンガ周期が
相互にオフセットされた2つの変換器(表面波構造体)の移行部領域で低減され
ており、図1の公知のOFWフィルタに比べて付加的なフィンガが挿入されてい
る。ここでは移行部へ向かって2つの変換器内でフィンガ幅もフィンガ間隔も連
続的に低下している。図5に示されているように、本発明によって構成されたこ
の種のフィルタは、減衰量が低下したことで均一な透過曲線の特徴を示す良好な
伝送特性を有している。透過曲線の右方エッジでの減衰が小さいことにより、特
に移行部領域での散乱損失の低減が達成される。
のフィルタは中間周波数942.5MHzで定格帯域幅35MHzを有するEG
SMシステムに適している。
使用される。表面波構造体に対するメタライゼーションは対応する波長、例えば
420nmの9%〜11%のレベルで行われる。これにより要求される35MH
zの帯域幅が実現される。フィルタの透過曲線の右方エッジは値Δxだけ相互に
オフセットされた2つの変換器間の共振により形成され、ここでΔx=(0.2
5±0.05)λに選定されている。オフセットされた2つの表面波構造体間の
ほぼ周期的な移行部のフィンガ周期は全体で5個〜8個のフィンガに分散されて
いる。電極フィンガの全体数は変換器A(図1を参照)では有利には27個〜3
5個の範囲、変換器E1、E2では20個〜24個の範囲に選定されている。こ
れによりリップルおよびエッジの急峻性に関して最適化されたフィルタが得られ
る。
を備えたフィルタで得られる。アパーチャは50×λ〜70×λで選定され、5
0Ωの入出力インピーダンスが得られる。
用可能である。この場合のフィルタは入力側または出力側に非対称の信号が印加
されるフィルタ、すなわち2つの端子の一方に信号が案内され、他方がグラウン
ドに置かれているものであると理解されたい。フィルタの他方の端部では2つの
端子の双方に非対称の信号が印加され、これら2つの端子では同じ振幅絶対値と
相互に反対の符号ないし180゜異なる位相とを有する信号が生じる。
なるDMSフィルタに使用される。入出力インピーダンスの調整は重みづけによ
って行われるか、または変換器を垂直方向または水平方向で部分変換器構造に分
割することによって行われる。この手法については例えば先行のドイツ連邦共和
国特許出願第19724258.8号明細書および同第19724259.6号
明細書で提案されている。
タルトランスデューサE1、E2との間の間隔は異なる大きさにすることができ
る。
その場合リフレクタRのフィンガ周期pは2つのトラックで相互に異なる。
に構成されたレゾネータフィルタとして実現することもできる。例えばリアクタ
ンスフィルタは直列接続および/または並列接続された複数のシングルゲートレ
ゾネータから成り、インタディジタルトランスデューサからリフレクタへかけて
異なるフィンガ周期pを有する移行部が少なくとも1つのシングルゲートレゾネ
ータ内に構成されている。
Claims (16)
- 【請求項1】 圧電基板と、 基板上で表面波の伝搬方向に並べられて配置され、金属のフィンガから成り、
かつ第1のフィンガ周期を有する第1の表面波構造体および第2のフィンガ周期
を有する第2の表面波構造体(A,E,R)を有しており、 フィンガ周期(p)は第1の表面波構造体と第2の表面波構造体との間の移行
部領域に連続的に一定の延長部を有しており、かつ移行部領域では隣接する2つ
の表面波構造体よりも小さい、 ことを特徴とする表面波装置。 - 【請求項2】 移行部領域は2つの表面波構造体の5個〜8個の端部のフィ
ンガから成る、請求項1記載の表面波装置。 - 【請求項3】 第1の表面波構造体のフィンガ周期(p)は移行部領域でま
ず連続的に低下し、さらに第2の表面波構造体のフィンガ周期に達するまで再び
連続的に増大する、請求項1または2記載の表面波装置。 - 【請求項4】 2つの表面波構造体のうち少なくとも一方がインタディジタ
ルトランスデューサ(A,E)として構成されている、請求項1から3までのい
ずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項5】 第2の表面波構造体がリフレクタ(R)として構成されてい
る、請求項4記載の表面波装置。 - 【請求項6】 2つの表面波構造体がリフレクタ(R)として構成されてい
る、請求項1から3までのいずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項7】 表面波構造体のフィンガ幅は移行部領域ではまず低下しさら
に再び増大している、請求項1から6までのいずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項8】 表面波構造体はメタライゼーション比η0.7〜0.8を有
する、請求項1から6までのいずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項9】 デュアルモード表面波フィルタ(DMSフィルタ)として構
成されており、音響トラックで入力変換器または出力変換器として用いられるイ
ンタディジタルトランスデューサが2つのリフレクタ間に配置されており、表面
波構造体はインタディジタルトランスデューサおよびリフレクタから選択される
、請求項1から8までのいずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項10】 リフレクタはグラウンドに接続されている、請求項9記載
の表面波装置。 - 【請求項11】 表面波構造体のメタライゼーションレベルは該表面波構造
体に属する音響表面波の波長の9%〜11%の範囲にある、請求項9または10
記載の表面波装置。 - 【請求項12】 42゜rotYX‐LiTaO3基板または36゜rot
YX‐LiTaO3基板上に配置されている、請求項1から11までのいずれか
1項記載の表面波装置。 - 【請求項13】 インタディジタルトランスデューサ(A,E1,E2)は
前後に並んだ2つのリフレクタ(R1,R2)間に配置されており、第1の端子
(OUT)に接続された中央のインタディジタルトランスデューサは27個〜3
5個の所定数の電極フィンガを有しており、第2の端子(IN)に接続された外
側の2つのインタディジタルトランスデューサはこれに対して20個〜24個の
所定数の電極フィンガを有している、請求項1から12までのいずれか1項記載
の表面波装置。 - 【請求項14】 中央のインタディジタルトランスデューサ(A)と外側の
2つのインタディジタルトランスデューサ(E1,E2)との間の距離は相互に
異なる大きさとなっている、請求項13記載の表面波装置。 - 【請求項15】 ダブルトラック装置として構成されており、リフレクタ(
R)のフィンガ周期(p)は2つのトラックで相互に異なる大きさとなっている
、請求項1から14までのいずれか1項記載の表面波装置。 - 【請求項16】 複数のシングルゲートレゾネータを備えたリアクタンスフ
ィルタとして構成されており、少なくとも1つのシングルゲートレゾネータ内に
インタディジタルトランスデューサからリフレクタへかけて種々のフィンガ周期
(p)を有する移行部が設けられている、請求項1から8までのいずれか1項記
載の表面波装置。
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