DE60317669T2 - Lc-oszillator mit grossem abstimmbereich und geringem phasenrauschen - Google Patents

Lc-oszillator mit grossem abstimmbereich und geringem phasenrauschen Download PDF

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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Gebiet der Erfindung
  • Die Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der drahtlosen Kommunikationen und insbesondere auf einen spannungsgesteuertem Oszillator einer Phasenregelschleifen-Schaltung.
  • Hintergrund des verwandten Bestandes der Technik
  • Phasenregelschleifen (PLLs) finden eine breite Verwendung in Gebieten, wie zum Beispiel drahtlosen Kommunikationssystemen und anderen Produkten. In vielen Anwendungen hat die PLL sehr strenge Betriebsleistungs-Anforderungen. Es kann mehr als eine PLL-Schaltung 110, 120 in einen typischen drahtlosen System geben. Beispielsweise ist ein typisches Blockschaltbild eines Empfängers unter Verwendung einer Superheterodyn-Architektur 100 in 1 gezeigt. Der Fachmann wird ohne weiteres die verschiedenen Blöcke und ihre Funktionen erkennen, so dass eine ausführlichere Erläuterung des Blockschaltbildes hier nicht weiter gegeben wird.
  • In drahtlosen Kommunikationssystemen verwendete PLLs liefern ein hochstabiles Trägersignal für die Modulations- und Demodulations-Prozesse. Das Trägersignal sollte eine ausreichende spektrale Reinheit (die in vielen Fällen als die Phasenrauschen-Charakteristik des spannungsgesteuertem Oszillators (VCO) in der PLL dargestellt ist) aufweisen und den erforderlichen Kanalabstand in dem gewünschten Band unterstützen. Beispielsweise schließen koreanische Zellulartelefon-Normen die IS-95-Norm für Codemultiplex-Vielfachzugangs-(CDMA-)Digitaldienste bei 900 MHz und 1700 Mhz ein. Europäische Zellulartelefon-Normen schließen das globale System für Mobilkommunikationen (GSM), die in 900 MHz-Band arbeiten, und Verteidigungs-Kommunikationssysteme (DCS) in dem 1800 MHz-Bereich ein. Obwohl das belegte Frequenzband ähnlich ist, ändert sich der erforderliche Kanalabstand für die PLL entsprechend der speziellen Norm. Beispielsweise erfordert die IS-95-Norm einen 1,25 Mhz-Kanalabstand mit einem 10 kHz-Kanalraster. Andererseits erfordern GSM- und DCS-Normen einen 200 kHz-Kanalabstand in dem zugeteilten Frequenzbändern. Weil die PLL in dem drahtlosen Kommunikations-Sendeempfänger ein geeignetes, eine sehr hohe Frequenz (VHF) aufweisendes Signal mit hoher Genauigkeit erzeugt, kann die PLL einen hochstabilen spannungsgesteuertem und temperaturkompensierten Quarz-Oszillator (VCTXO) als Bezugstakt verwenden.
  • 2 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild einer PLL, wie sie üblicherweise in drahtlosen Kommunikations-Ausrüstungen verwendet wird. Wie dies hier gezeigt ist schließt die PLL einen Bezugsfrequenz-Teiler 202, einen Rückführungs-Teiler 210, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 208, einen Phasen-Frequenz-Detektor (PFD) 204, eine (nicht gezeigte) Ladungspumpen-Schaltung und ein Schleifenfilter (LF) 206 ein. Der PFD 204 vergleicht die Phase des geteilten Bezugstaktsignals und das geteilte Ausgangssignal des VCO 208. In Abhängigkeit von der Größe und Polarität des Phasenfehlers erzeugt die Ladungspumpen-Schaltung an ihrem Ausgang AUF- oder AB-Signale, wobei die Breite der Impulse proportional zu dem festgestelltem Phasenfehler ist. Die Ladungspumpen-Schaltung erzeugt eine Größe der Ladung, die äquivalent zu dem Fehlersignal ist. Die resultierende Ladung wird an dem LF 206 akkumuliert, und dient dann als ein Steuersignal für den VCO 208. Eine einfache Form des LF 206 ist eine Serienkombination eines Widerstandes und eines Kondensator (d. h. ein Filter erster Ordnung). In modernen PLL-Konstruktionen können jedoch Schleifenfilter höherer Ordnung verwendet werden, um eine bessere Betriebsleistung hinsichtlich des Phasenrauschens und des Stör-Ansprechverhaltens zu erzielen. Die resultierende Spannung von den LF 206 wird dem Spannungssteueranschluss des VCO 208 zugeführt. Aufgrund der negativen Rückführungsschleife erzielt die PLL nach 2 eine stabile Ausgangsfrequenz. Der Fall der stabilen Ausgangsfrequenz liegt vor, wenn die resultierende Änderung der Spannung des Schleifenfilters 206 zu Null wird. An diesem Punkt ändern sich die Frequenz und die Phase des VCO 208 in Mittel nicht In diesem verriegelten Zustand kann die Frequenz des VCO 208 einfach wie Folgt ausgedrückt werden:
    Figure 00030001
  • Worin fVCO = die VCO-Frequenz ist, L = der Rückführungs-Teiler ist, N = der Bezugsfrequenz-Teiler ist; und fref = die Bezugsfrequenz ist. In der vorstehenden Gleichung (1) kann der Koeffizient des Rückführungs-Teilers eine ganze Zahl sein, er kann jedoch bei manchen Anwendungen auch einen Bruchteil enthalten.
  • Es gibt verschiedene Faktoren bei der Auslegung von PLL-Schaltungen für spezielle Anwendungen. Die allgemeinen Faktoren sind Schaltungsfläche, Kosten und Leistungsverbrauch. Betriebsleistungs-Charakteristiken, wie zum Beispiel Einrastzeit und Phasenrauschen hängen von dem System ab, in dem die PLL verwendet wird. In Abhängigkeit von den System-Anforderungen werden Konstruktionsparameter, wie zum Beispiel Teilungsfaktoren, Schleifen-Bandbreite und Schaltungsauslegung, beeinflußt. Beispielsweise ist bei GSM-Anwendungen ein 200 kHz-Kanalabstand bei einer 13 MHz-Bezugsfrequenz erforderlich, mit einer Einrastzeit von mehreren msec. Somit kann ein Ganzzahl-N-Frequenz-Synthesizer und eine normale Schleifen-Bandbreite verwendet werden, um die Anforderung zu erfüllen. In allgemeinen Paketfunk-Dienst-(GPRS-)Anwendungen kann jedoch der generische Ganzzahl-N-Frequenz-Synthesizer nicht verwendet werden, weil eine Einrastzeit von weniger als 150 μs erforderlich ist. In diesem Fall werden Bruchteil-N-Synthesizer oder Sigma-Delta-basierte Synthesizer allgemein verwendet.
  • Bei anderen Anwendungen ist die erforderliche Frequenzauflösung in der PLL in 10 kHz, obwohl der Kanalabstand 1,25 MHz ist. Es gibt verschiedene Gründe hierfür. Zunächst ist die am häufigsten verwendete Bezugsfrequenz in IS-95-Anwendungen 19,2 MHz, was kein Vielfaches von 1,25 MHz ist. Zweitens hängt die erforderliche Frequenz-Auflösung von der Wahl des Zwischenfrequenz-(IF-)Signals ab, wenn die PLL in einen Superheterodyn- oder Überlagerungs-Empfänger verwendet wird. Wenn die übliche IF-Frequenz 85,38 MHz in der Empfangsbetriebsart ist, so sollte die Frequenzauflösung 10 kHz in dem Überlagerungs-Oszillator sein. Drittens erfordert eine Kompatibilität mit alten Normen, wie zum Beispiel dem weiter entwickelten Mobiltelefon-Dienst (AMPS) die Frequenz-Auflösung von 10 kHz bei der Erzeugung des Überlagerungs-Oszillator-(LO-)Signals.
  • Die Betriebsleistung der bekannten PLL wird durch die des VCO 208 beschränkt, und wichtige Charakteristiken des VCO 208 schließen das Phasenrausch-Betriebsverhalten ein. Die übrigen Komponenten, wie zum Beispiel der PFD 204 und die Frequenzteiler 202 und 210 tragen ebenfalls zu dem Gesamt-Rausch-Betriebsverhalten des PLL-Ausgangssignals bei. Das Phasenrauschen ist üblicherweise als Verhältnis der Trägerleistung zu der Seitenband-Leistung in 1 Hz an der bestimmten Offset-Frequenz von dem Träger definiert. Das Phasenrauschen hat die Einheit von dBc/Hz. Der VCO 208 ist ein empfindliches Bauteil, und seine Phasenrauschen-Betriebsverhalten-Charakteristik kann sehr stark durch Umgebungsbedingungen, wie zum Beispiel Leistungsversorgungs-Änderungen, Temperatur und Störungen beeinflusst werden. Ein Faktor, der die Empfindlichkeit des VCO 208 darstellt, ist seine Verstärkung, üblicherweise ausgedrückt als KVCO (MHz/V). Für ein niedriges Rauschen aufweisende PLL-Anwendungen kann der VCO 208 eine relativ niedrige Verstärkung und damit eine niedrige Empfindlichkeit aufweisen. Die geringe Verstärkung des VCO 208 verringert die Wirkung des externen Rauschen dadurch, dass die AM-zu-FM-Modulation zu einem Minimum gemacht wird.
  • Weil die Phasenrauschen-Spezifikationen bei Mobiltelefon-Anwendungen so streng sind, sind die zulässigen Arten des VCO beschränkt, und es wird üblicherweise ein LC-Oszillator verwendet. Der LC-Oszillator besteht aus einer Resonanz-Tank-Schaltung und einigen wenigen aktiven Bauteilen, um den Energieverlust in dem Tank-Kreis zu kompensieren. Weil der Tankkreis eine Art von Bandpassfilter ist, ist das Phasenrauschen-Betriebsverhalten des LC-Oszillators besser als das von anderen Arten von Oszillatoren. Die Nennfrequenz des LC-Oszillators wird wie Folgt ausgedrückt:
    Figure 00050001
  • In der Gleichung 2 ist fVCO die Nennfrequenz des VCO, L die Induktivität und C die Kapazität. Es gibt zwei Möglichkeiten zum Steuern der Frequenz des VCO. Weil jedoch die Bildung einer veränderlichen Induktivität nicht einfach ist, kann ein veränderlicher Kondensator zur Steuerung der Frequenz des VCO verwendet werden.
  • Es war üblich, den VCO mit einer diskreten Tankschaltung, einigen passiven Bauteilen und aktiven Bauteilen zu konstruieren. Diese Lösung führt jedoch zu einer großen Schaltungs-Fläche und hohen Kosten. Es gibt einen neueren Trend, der diese Funktionsblöcke in die monolithische Form bringt. Der schwierigste Faktor bei der Konstruktion eines vollständig integriertem LC-Oszillators besteht in der Garantie eines stabilen Betriebs gegenüber Prozess- und Umgebungs-Änderungen. Die Änderung der Kapazität oder einer Induktivität, die auf dem Silizium aufgewachsen wird, übersteigt im Schlimmstfall 10%. Aus der Gleichung (2) ist zu erkennen, dass der prozentuale Teil der Änderung der Betriebsfrequenz in diesem Fall ebenfalls 10% wird. Somit sollte der Gesamt-Betriebsfrequenz-Bereich des VCO diese Frequenzverschiebung zusätzlich zu dem gewünschten Frequenzbereich abdecken. Ein großer Abstimmbereich steht jedoch in Konflikt mit dem Konstruktionsziel einer geringen Verstärkung zur Erzielung niedriger Phasenrausch-Charakteristiken.
  • Der vorstehend beschriebene Kompromiss zwischen dem niedrigen Phasenrauschen und dem weiten Abstimmbereich wurde mit verschiedenen diskreten Abstimmverfahren gelöst. 3 zeigt ein Schaltbild eines VCO nach dem Stand der Technik. Der LC-Resonanzkreis 310 steuert die Frequenz des Oszillators 300. Die LC-Schaltung 310 schließt einen Kondensator 312, eine Induktivität 314, Varaktor-Dioden 316 und 320 und Schalter 318 ein. Im Betrieb werden, wenn ein Einrasten in der PLL nicht erzielt wird, die Varaktor-Dioden 316 selektiv geschaltet, um die Frequenz des VCO zu steuern. Wenn die Betriebsfrequenz des VCO höher als die gewünschte oder Soll-Frequenz ist, so werden weitere Schalter geschlossen, um die Betriebsfrequenz des VCO zu verringern, und umgekehrt. Bei der Schaltung nach dem Stand der Technik gemäß 3 ist der Wert des Kondensators 312 aufgrund der Kapazität der Varaktor-Dioden 316 und 320 von geringer Bedeutung.
  • Die LC-Schaltungen bekannter VCO's haben verschiedene Nachteile. Beispielsweise gibt es keinen Gleichstrom-Pfad im abgeschalteten Zustand des Schalters 318. Somit ist der Vorspannungspegel des schwimmenden Anschlusses der entsprechenden Diode 316 unbekannt und gegenüber Leckströmen sehr empfindlich. Wenn ein anfänglicher Vorspannungs-Zustand eines derartigen schwimmenden Anschlusses zu hoch oder zu niedrig ist, so kann dies sehr stark die Bauteil-Zuverlässigkeit beeinflussen.
  • Die 4, 5A und 5B zeigen ähnliche bekannte VCO's, mit Ausnahme einer Differenz- oder Gegentakt-Implementierung, wobei ein äquivalenter Kondensator anstelle jeder Varaktor-Diode eingesetzt wurde. Wie dies in 4 gezeigt ist, sind alle Schalter mit Ausnahme von SW(1) und SWB(1) geschlossen, so dass die Betrachtung auf das Verhalten der schwimmenden Knoten NSC(1) und NSCB(1) fokussiert ist. Wenn die anfängliche Vorspannung des schwimmenden Anschlusses als gleich der Gleichtakt-Spannung des Oszillators angenommen wird, so ist die Schwingungsform des schwimmenden Anschlusses nahezu die gleiche wie die Schwingungsform des Oszillator-Ausgangssignals, und es ergibt sich eine geringe oder keine Beeinträchtigung des Betriebsverhaltens.
  • 5A zeigt jedoch den Fall, bei dem eine gewisse Menge einer positiven Ladung in dem mit NSC(1) verbundenen Kondensator-Belag gerade nach der Trennung des Schalters SW(1) gespeichert ist, wobei eine gewisse Menge der negativen Ladung auf den anderen Belag des Kondensators SCB(1) gespeichert ist. Weil es keinen Gleichstrom-Pfad während des Abschaltzustandes gibt, besteht eine positive Offset-Spannung zwischen dem NSC(1)-Knoten und dem Ausgangsknoten OUT. Wenn die Offset-Spannung übermäßig groß ist, können die Schalter beschädigt werden, und die Zuverlässigkeit des VCO kann beeinträchtigt werden.
  • 5B zeigt einen weiteren unerwünschten Fall. Wenn ein NMOS-Schalter zur Steuerung des schaltbaren Kondensators verwendet wird, kann die Drain-Grenzschicht in Durchlassrichtung vorgespannt sein. Weil diese Art einer parasitären Grenzschicht einen sehr schlechten Gütefaktor hat, wird das Phasenrauschen-Betriebsverhalten in diesem Fall schwerwiegend beeinträchtigt.
  • Andere Probleme und Nachteile bestehen ebenfalls, wie dies für den Fachmann zu erkennen ist. Die US Patente 6 137 372 und 5 739 730 sind Beispiele bekannter Systeme. Die US 6 137 372 beschreibt eine Vorrichtung zur Schaffung einer Grob- und Fein-Abstimmsteuerung für die Synthese von Hochfrequenzsignalen unter Verwendung eines Frequenz-Synthesizer, der erste veränderbare und zweite Kapazitätsschaltungen und Frequenzsteuerschaltungen zum Grobabgleich der Ausgangsfrequenz durch Einstellen eines ersten Steuersignals und zur Feinabstimmung der Ausgangsfrequenz durch Einstellen eines zweiten Steuersignals aufweist.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Wie dies hier verwirklicht und allgemein beschrieben ist, werden Vorrichtungen und Verfahren geschaffen, die die vorstehend genannten Nachteile des Standes der Technik überwinden. Entsprechend ergeben Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ein System, das Folgendes umfasst: zumindest eine Einstellschaltung, die betriebsmäßig mit einem Oszillator verbunden ist, wobei die Einstellschaltung Folgendes umfasst: einen Widerstand; ein Recktanz-Element und einen ersten Schalter, wobei der erste Schalter in Serie mit dem Recktanz-Element geschaltet ist und das Recktanz-Element mit einem Ausgang des Oszillators koppelt und von diesem entkoppelt, und wobei der Widerstand eine Vorspannung an das Reaktanz-Element über einen zweiten Schalter liefert, so dass das Recktanz-Element eine Vorspannung hat, wenn der erste Schalter offen ist.
  • Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ergeben eine Vorrichtung, die Folgendes umfasst: einen aktiven Oszillator, wobei der aktive Oszillator einen ersten Ausgangsknoten und einen zweiten Ausgangsknoten umfasst; eine Induktivität, wobei die Induktivität mit dem ersten Ausgangsknoten verbunden ist und den ersten Ausgangsknoten und den zweiten Ausgangsknoten verbindet; und zumindest eine kapazitive Schaltung, die Folgendes umfasst: einen Kondensator; einen Widerstand; und einen ersten Schalter, wobei der Widerstand eine Vorspannung an den Kondensator liefert, wenn der erste Schalter offen ist, und wobei der erste Schalter in Serie mit dem Kondensator geschaltet ist und den Kondensator mit dem Ausgang des Oszillators koppelt und von diesem entkoppelt.
  • Zusätzliche Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ergeben ein Verfahren zur Abstimmung einer Oszillatorschaltung, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Liefern einer Vorspannung über einen Widerstand an ein Recktanz-Element, so dass das Recktanz-Element eine Vorspannung hat, wenn der erste Schalter offen ist; und Verwenden des ersten Schalters zum Ankoppeln und Abkoppeln des Recktanz-Elementes an den beziehungsweise von dem Oszillator, wodurch die Frequenz des Oszillators eingestellt wird.
  • Zusätzliche Vorteile, Ziele und Merkmale der Erfindung sind in der folgenden Beschreibung angegeben und werden für den Fachmann bei einer Betrachtung der folgenden Beschreibung ersichtlich.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die Erfindung wird nunmehr im Einzelnen unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Bezugsziffern gleiche Elemente bezeichnen, und in denen:
  • 1 ein Blockschaltbild eines Superheterodyn-Empfängers nach dem Stand der Technik ist;
  • 2 ein Blockschaltbild einer bekannten Phasenregelschleife ist;
  • 3 ein Schaltbild eines bekannten spannungsgesteuertem Oszillators ist;
  • 4 eine Betriebserläuterung des bekannten spannungsgesteuertem Oszillators gemäß einer ersten Betriebsart ist;
  • 5A eine Betriebserläuterung des bekannten spannungsgesteuertem Oszillators gemäß einer zweiten Betriebsart ist;
  • 5B eine Betriebserläuterung bekannten spannungsgesteuertem Oszillators gemäß einer dritten Betriebsart ist;
  • 6 eine Darstellung eines spannungsgesteuertem Oszillators gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist;
  • 7 ein Schaltbild eines spannungsgesteuertem Oszillators gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist; und
  • 8 ein Schaltbild eines spannungsgesteuertem Oszillators gemäß Ausführungsformen der Erfindung ist.
  • Ausführliche Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
  • 6 ist ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der Erfindung erläutert. Eine Oszillator-Schaltung 600 schließt einen Oszillator 610 und zumindest eine Einstellschaltung 620 ein, die betriebsmäßig mit dem Oszillator 610 gekoppelt ist. Die Einstellschaltung schließt einen Vorspann-Widerstand 622, ein Recktanz-Element 624 (beispielsweise einen Kondensator) und einen ersten Schalter 626 ein. Der erste Schalter 626 koppelt und entkoppelt das Recktanz-Element 624 selektiv mit beziehungsweise von der Oszillatorschaltung 600. Der Vorspann-Widerstand 622 liefert eine Vorspannung VA an das Recktanz-Element 624, so dass das Reaktanz-Element 624 eine Vorspannung hat, wenn der erste Schalter 626 offen ist.
  • Wie dies im Einzelnen in den folgenden Absätzen erläutert ist, wird die Vorspannung VA dem Recktanz-Element über einen Vorspann-Schalter 628 geliefert, der sich zwischen dem Vorspann-Widerstand 622 und der Vorspannung VA befindet. Der Vorspann-Schalter 628 koppelt den Vorspann-Widerstand 622 selektiv mit der Vorspannung, wenn der erste Schalter 626 das Recktanz-Element 624 entkoppelt oder abschaltet. Der Vorspann-Schalter 628 entkoppelt den Vorspann-Widerstand 622 selektiv von der Vorspannung VA, wenn der erste Schalter 624 das Recktanz-Element 624 mit der Oszillatorschaltung 600 verbindet.
  • Die Vorspannung VA kann mit der Masse-Spannung, der Versorgungsspannung oder einer Gleichtaktspannung des Oszillator-Ausganges verbunden sein. Weiterhin kann die Vorspannung VA veränderlich sein und aus einem Bereich von der Masse-Spannung zur Versorgungsspannung ausgewählt werden. Zusätzlich können die Schalter 626 und 628 Halbleiter-Schalter sein, wie zum Beispiel Transistoren und dergleichen.
  • Wie dies in 6 gezeigt ist, ist die Einstellschaltung 620 Teil eines Resonanzkreises 630. Der Fachmann wird erkennen, dass der Resonanzkreis 630 zusätzliche Elemente enthalten kann, wie zum Beispiel Induktivitäten, Kondensatoren und Widerstände. Wenn der erste Schalter 626 geöffnet oder geschlossen wird, wird das Recktanz-Element 624 aus dem Resonanzkreis 630 entfernt beziehungsweise zu diesem hinzugefügt. Entsprechend kann der erste Schalter 626 die Charakteristiken des Resonanzkreises 630 und somit die Frequenz des VCO ändern. Weiterhin können zusätzliche Einstell- oder Abstimmschaltungen zu dem Resonanzkreis 630 hinzugefügt werden, um den Steuerbereich zu vergrößern. Weiterhin wird der Fachmann erkennen, dass die Einstellschaltung nach 6 sowohl bei Eintakt- als auch Gegentakt-Oszillatoren verwendet werden kann, weil der vergrößerte Abstimmbereich und das verbesserte Phasenrauschen-Betriebsverhalten für beide Arten von Oszillatoren nützlich sind.
  • 7 ist ein Schaltbild, das einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie dies in 7 gezeigt ist, schließt die Schaltung vorzugsweise eine aktive Oszillatorschaltung 702 ein. Die in 7 gezeigte Schaltung ist eine Differenz- oder Gegentakt-Implementierung, die Ausgangs-Knoten OUT 706 und OUTB 708 aufweist. Eine Induktivität 704 ist vorzugsweise mit dem Ausgangsknoten OUT 706 und OUTB 708 gekoppelt. Zwei oder mehr Schaltungen mit einem Kondensator 722, der in Serie mit einem Schalter 718 geschaltet ist, können ebenfalls mit OUT 706 verbunden sein. Der Kondensator 722 ist mit dem Ausgangsknoten 706 und dem Schalter 718 gekoppelt. Der Schalter 718 ist vorzugsweise ein Transistorschalter, der mit einer Bezugsspannung gekoppelt ist, die eine Masse- oder Null-Spannung gemäß 7 sein kann. Zusätzlich schließt die Schaltung vorzugsweise einen in Serie geschalteten Widerstand und einen Schalter ein, wie zum Beispiel einen expliziten Widerstand 710, der in Serie mit dem Transistorschalter 714 geschaltet ist. Der explizite Widerstand 710 ist an einem Ende mit einem gemeinsamen Knoten des Kondensators 722 und des Transistorschalters 718 gekoppelt, und der Transistorschalter 714 ist zwischen dem anderen Ende des Widerstandes 710 und einer Vorspannung VA eingeschaltet. Ähnliche Bauteile und Verbindungen sind vorzugsweise bezüglich des Ausgangsknotens OUTB 708 vorhanden. Beispielsweise ist ein Kondensator 722 vorzugsweise in Serie mit einem Transistorschalter 720 gekoppelt, und der andere Anschluss des Kondensators 722 ist mit dem Ausgangsknoten OUTB 708 verbunden. Weiterhin ist ein Anschluss des Transistorschalters 720 mit Erde verbunden. Weiterhin ist vorzugsweise ein expliziter Widerstand 712 vorhanden, der in Serie mit einem Transistorschalter 716 geschaltet ist, derart, dass der Widerstand 712 mit einem gemeinsamen Knoten des Kondensators 722 und des Transistorschalters 720 verbunden ist, und ein Anschluss des Transistorschalter 716 ist mit der Vorspannung VA verbunden. Der Fachmann wird erkennen, dass die Kondensatoren 722 die gleichen oder unterschiedliche Werte haben können. In gleicher Weise können die zugehörigen Widerstände und Schalter die gleichen oder unterschiedliche Werte haben, wie dies durch spezielle Konstruktionsanforderungen für jede Anwendung bestimmt ist.
  • Die Betriebsweise der Schaltung nach 7 wird nunmehr beschrieben. Vorzugsweise wird der Wert der Widerstände 710 und 712 für ein bestes Phasenrauschen-Betriebsverhalten in abgeschalteten Zustand bestimmt oder optimiert. Weil der Widerstandswert üblicherweise hoch ist (beispielsweise mehrere kohm übersteigt) besteht keine Notwendigkeit für einen niedrigen Einschaltwiderstand der Transistorschalter 714, 716. Somit kann die Größe der Transistorschalter 714 und 716 sehr klein sein. Zusätzlich ist die zusätzliche Streukapazität der Transistorschalter 714 und 716 klein. Weil weiterhin die Widerstände 710 und 712 so ausgelegt sind, dass sie den größten Teil des Widerstandes im Abschaltzustand darstellen, sind Änderungen der Charakteristiken der Transistorschalter 714 und 716 ohne Bedeutung. Der Vorspannungspegel VA bestimmt den Gleichtakt-Pegel in dem Abschaltzustand und kann irgendeinen Wert von Masse bis zur Versorgungsspannung haben. Somit kann der Vorspannungspegel VA aus einem einfachen Vorspannungsgenerator erzeugt werden, wie zum Beispiel einen Widerstandsteiler. VA kann weiterhin die Masse- oder Versorgungsspannung selbst sein.
  • 8 ist ein Schaltbild, das einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zeigt. Ein VCO 800 schließt vorzugsweise eine aktive Oszillatorschaltung 802 ein. Der VCO 800 ist in 8 in einer Bremsschaltungs-Implementierung mit Ausgangsknoten OUT 806 und OUTB 808 gezeigt. Eine Induktivität 804 ist vorzugsweise zwischen den Ausgangsknoten OUT 806 und OUTB 808 eingeschaltet. Ein Serienkreis, der einen Kondensator 822, einen Widerstand, der als ein expliziter Widerstand 810 gezeigt ist, und einen Schalter 814 oder dergleichen (beispielsweise einen Transistor) einschließt, ist vorzugsweise mit dem Ausgangsknoten OUT 806 an einem Anschluss des Kondensators 822 und einem Anschluss des Transistorschalters 814 angeschaltet, die entgegengesetzte Enden der Serienschaltung sind. Zusätzlich ist ein Schalter 818 oder dergleichen (beispielsweise ein Transistor) vorzugsweise zwischen einer Bezugsspannung, die Erde ist, und einen gemeinsamen Knoten des Kondensators 822 und des Widerstandes 810 angeschaltet. Ähnliche Schaltungen können mit dem Ausgangsknoten des OUTB 808 verbunden sein. Beispielsweise kann eine Serienschaltung, die einen Kondensator 822, einen Widerstand 812 und einen Transistorschalter 816 einschließt, mit dem Ausgangsknoten OUTB 808 über einen Anschluss des Kondensators 822 und einem Anschluss des Transistorschalters 816 geschaltet sein, wobei die Serienschaltung zwischen diesen angeordnet ist. Vorzugsweise ist der Transistorschalter 820 zwischen Erde und einem gemeinsamen Knoten des Kondensators 822 und des Widerstandes 812 angeschaltet. Der Fachmann wird erkennen, dass die Kondensatoren 822 die gleichen oder unterschiedliche Werte haben können. In gleicherweise können die zugehörigen Widerstände und Schalter die gleichen oder unterschiedliche Werte haben, wie dies durch die spezifischen Konstruktionsanforderungen jeder Anwendung bestimmt ist.
  • In der in 8 gezeigten Ausführungsform besteht keine Notwendigkeit einer zusätzlichen Vorspannungsschaltung während des Abschaltzustandes. Stattdessen liefert die Gleichtaktspannung der aktiven Schaltung in dem LC-Oszillator die richtige Gleich-Vorspannung an den anderen Anschluss des Kondensators, der nicht mit dem Oszillatorausgang verbunden ist. Außerdem kann in den VCO 800 die Größe der Transistorschalter 814 und 816 sehr klein sein. Somit ist die zusätzliche Streukapazität der Transistorschalter 814 und 816 nicht von Bedeutung.
  • Die vorstehend beschriebenen Ausführungformen können in einem Empfänger und PLL-Schaltungen verwendet werden, wie sie im Stand der Technik beschrieben sind. Weiterhin wird der Fachmann erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in jedem Gerät verwendet werden können, das eine PLL oder einen VCO verwendet oder verwenden kann. Beispielsweise können Ausführungsformen der Erfindung eine PLL, einen Empfänger, einen Sender, einen Sendeempfänger, ein drahtloses Kommunikationsgerät, eine Basisstation oder eine mobile Einheit einschließen (beispielsweise Zellular-Telefone, PDA's, Funkrufgeräte und dergleichen).
  • Wie dies vorstehend beschrieben wurde, haben die bevorzugten Ausführungsformen der VCO-Schaltung und des Verfahrens verschiedene Vorteile. Die bevorzugten Ausführungsformen ergeben einen vergrößerten Abstimmbereich einer PLL. Weiterhin verringern oder beseitigen die bevorzugten Ausführungsformen Probleme, die mit Einschalt- und Ausschalt-Bedingungen der VCO-Einstellschaltung verbunden sind. Zusätzlich kann die Größe der Transistorschalter reduziert werden.
  • Zusätzlich wird der Fachmann in der vorstehenden Beschreibung enthaltene Verfahren zur Abstimmung eines Bauteils mit einer Oszillatorschaltung erkennen. Die Verfahren umfassen beispielsweise die Lieferung der Vorspannung über einen Vorspann-Widerstand an ein Recktanz-Element derart, dass das Recktanz-Element der Vorspannung hat, wenn ein erster Schalter offen ist, wobei der erste Schalter zum Anschalten und Abschalten des Recktanz-Elementes von dem Oszillatorkreis verwendet wird, und das Koppeln des Vorspann-Widerstandes mit der Vorspannung mit einem zweiten Schalter. Weiterhin kann das Verfahren das Öffnen des zweiten Schalters beim Schließen des ersten Schalters und das Schließen des zweiten Schalters beim Öffnen des ersten Schalters einschließen. Das Verfahren kann auf eine Vielzahl von Geräten, wie zum Beispiel eine PLL, einen Empfänger, einen Sender, einen Sendeempfänger, eine drahtlose Kommunikationseinrichtung, eine Basisstation und/oder eine mobile Einheit, angewandt werden.

Claims (10)

  1. System, das Folgendes umfassst: mindestens eine Einstellschaltung (620), die betriebsmäßig mit einem Oszillator (610) verbunden ist, wobei die Einstellschaltung Folgendes umfasst: einen Widerstand (622), ein Recktanz-Element (624), einen ersten Schalter (626), wobei der erste Schalter mit dem Reaktanz-Element elektrisch verbunden ist und dieses auf der Grundlage eines Steuersignals an einen Ausgang des Ozillators koppelt beziehungsweise davon entkoppelt, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand das Recktanz-Element mit einer Vorspannung (VA) versorgt, so dass dieses eine Vorspannung aufweist, wenn der erste Schalter geöffnet ist, und die Einstellschaltung weiterhin einen zweiten Schalter (628) umfasst, wobei der zweite Schalter den Widerstand auf der Grundlage des Steuersignals an die Vorspannung koppelt, wenn der erste Schalter das Recktanz-Element entkoppelt, und den Widerstand von der Vorspannung entkoppelt, wenn der erste Schalter das Recktanz-Element ankoppelt.
  2. System nach Anspruch 1, bei dem das Recktanz-Element (624) ein Kondensator ist.
  3. System nach Anspruch 1, bei dem die Vorspannung (VA) zumindest eine von einer von einem Widerstandsteiler erzeugten Spannung, einer Massespannung, einer Versorgungsspannung oder einer Gleichtaktspannung des Osziliatorausgangs ist.
  4. System nach Anspruch 3, bei dem die Vorspannung (VA) von dem Widerstandsteiler von einer Massespannung bis hin zu einer Versorgungsspannung reicht.
  5. System nach Anspruch 1, bei dem der erste Schalter (626) ein Halbleiterbauelement ist.
  6. System nach Anspruch 1, bei dem der erste Schalter (626) ein Transistor ist, und bei der zweite Schalter (620) ein Transistor ist, der kleiner als der erste Schalter ist.
  7. System nach Anspruch 1, das weiterhin mehrere Einstellschaltungen (620) umfasst.
  8. System nach Anspruch 7, bei dem jedes Recktanz-Element (624) in jeder der mehreren Einstellschaltungen (620) ein Kondensator ist und die Kapazität jedes Kondensators gleich ist.
  9. System nach Anspruch 1, wobei das System zumindest eines von einer aktiven Oszillatorschaltung, von einer PLL-Schaltung, von einem Empfänger, von einem Sender, von einem Sendeempfänger, von einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung, von einer Basisstation oder von einer mobilen Einheit handelt.
  10. Verfahren für das Einstellen eines Oszillators (610), das Folgendes umfasst: Verwenden eines ersten Schalters (626), um ein Recktanz-Element (624) auf der Grundlage eines Steuersignals mit dem Oszillator (610) zu koppeln und von diesem zu entkoppeln, wodurch die Frequenz des Oszillators eingestellt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren weiterhin Folgendes umfasst: Versorgen des Recktanz-Elements (624) über einen Widerstand (622) mit einer Vorspannung (VA) so dass das Recktanz-Element eine Vorspannung aufweist, wenn der erste Schalter (620) geöffnet ist, und Koppeln des Widerstands (622) über einen zweiten Schalter (628) an die Vorspannung (VA), wenn der erste Schalter (626) das Recktanz-Element entkoppelt, und Entkoppeln des Widerstands (622) über den zweiten Schalter (628) von der Vorspannung (VA), wenn der erste Schalter das Recktanz-Element ankopppelt.
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