KR20060012239A - 넓은 동조 범위 및 낮은 위상 노이즈를 갖는 ｌｃ오실레이터 - Google Patents

넓은 동조 범위 및 낮은 위상 노이즈를 갖는 ｌｃ오실레이터 Download PDF

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이정우
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이경호
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지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드
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Abstract

액티브 오실레이터 회로(610), 인덕터, 및 커패시티브 회로를 포함하는 전압 제어 오실레이터(600)가 개시되어 있다. 커패시티브 회로는 선택적으로 턴-온 또는 턴-오프되어, 전압 제어 오실레이터(600)의 주파수를 제어한다. 특히, 커패시티브 회로의 인덕터 및 커패시터는 액티브 오실레이터 회로(610)에 피드백을 제공하는 LC 회로를 구성한다. 커패시티브 회로의 스위치에 손상이 가는 것을 막기 위해, 커패시티브 회로는 저항(622)을 더욱 포함한다. 저항들은, 전압 제어 오실레이터(600)가 높은 신뢰도 및 일정 위상 노이즈 성능을 갖는 넓은 동조 범위를 가질 수 있도록 여러 가지 다른 방법으로 구성될 수 있다.
오실레이터, PLL, 무선, 전압, 제어

Description

넓은 동조 범위 및 낮은 위상 노이즈를 갖는 ＬＣ 오실레이터{LC OSCILLATOR WITH WIDE TUNING RANGE AND LOW PHASE NOISE}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 분야에 관한 것으로, 특히 위상 동기 루프(phase locked loop)의 전압 제어 오실레이터에 관한 것이다.
위상 동기 루프(PLL)는 무선 통신 시스템 및 여러 제품과 같은 분야에서 적용된다. 많은 애플리케이션에 있어서, PLL은 매우 엄격한 성능 요구조건을 갖는다. 종래의 무선 시스템 내에는 하나 이상의 PLL 회로(110, 120)가 있을 수 있다. 예를 들면, 수퍼헤테로다인 구조를 사용하는 수신기의 전형적 블록 다이어그램이 도 1에 도시되어 있다. 본 기술분야의 당업자라면 도 1의 여러 블록들 및 이들의 기능에 대해 쉽게 알 수 있을 것이므로, 이 블록 다이어그램의 자세한 설명은 본 명세서에서 더이상 하지 않도록 하겠다.
무선 통신 시스템에서 사용되는 PLL은 변조와 복조 프로세스를 위해 매우 안정적인 캐리어 신호를 제공한다. 캐리어 신호는 충분한 스펙트럼 순도(spectral purity)(이는 종종 PLL에서 전압 제어 오실레이터(VCO)의 위상 노이즈 특성으로 표현됨)를 가져야 하고, 소망 밴드에서 필요한 채널 간격(channel spacing)을 지원해야 한다. 예를 들면, 한국 셀룰러 폰 표준은 900㎒ 및 1700㎒ 근방에서의 코드 분 할 다중 접속(CDMA) 디지털 서비스를 위한 IS-95 표준을 포함한다. 유럽 셀룰러 폰 표준은 900㎒ 밴드에서 동작하는 이동통신 세계화 시스템(GSM), 및 1800㎒ 대역의 방위 통신 시스템(DCS; Defense Communications System)을 포함한다. 비록 점유하는 주파수 밴드는 비슷하지만, PLL을 위해 필요한 채널 간격은 특정 표준에 따라 다르다. 예를 들면, IS-95는 10㎑ 채널 래스터(channel raster)를 갖는 1.25㎒ 채널 간격을 필요로 한다. 반면에, GSM 및 DCM 표준은 할당 주파수 밴드에서 200㎑ 채널 간격을 필요로 한다. 무선 통신 트랜시버의 PLL은 높은 정확성을 갖는 적절한 초단파(VHF) 신호를 발생시키기 때문에, PLL은 레퍼런스 클럭으로서 고안정 전압 제어 온도 보상 크리스털 오실레이터(VCTXO: Voltage-Controlled Temperature Compensated Crystal Oscillator)를 사용할 수 있다.
도 2는 무선 통신 장비에 보통 사용되는 PLL의 일반적 블록 다이어그램을 도시한다. 여기에서 도시된 바와 같이, PLL은 레퍼런스 분주기(202), 피드백 분주기(210), 전압 제어 오실레이터(VCO)(208), 위상 주파수 검출기(PFD; Phase Frequency Detector)(204), 전하 펌프 회로(charge pump circuit)(미도시), 및 루프 필터(LF)(206)를 포함한다. PFD(204)는 분주된 레퍼런스 클럭 신호와 VCO(208)의 분주된 출력을 비교한다. 위상 오차의 크기 및 극성에 따라서, 전하 펌프 회로는 그 출력단에서 UP 또는 DOWN 신호를 발생시킨다. 여기서 펄스의 폭은 검출되는 위상 오차와 비례한다. 전하 펌프 회로는 오차 신호와 등가의 전하량을 발생시킨다. 순 전하(net charge)가 LF(206)에 축적되고, 이는 VCO(208)의 제어 신호 역할을 한다. LF(206)의 단순한 형태에는 저항 및 커패티서의 직렬 결합(즉, 제 1 차 필터)이 있다. 그러나, 근래의 PLL 설계에 있어서, 고차 루프 필터들이 사용되어, 위상 노이즈 및 스퓨리어스 반응에서 더 좋은 성능을 갖도록 한다. 그 결과로 생기는 LF(206)로부터의 전압은 VCO(208)의 주파수 제어 단자로 연결된다. 네가티브 피드백 루프로 인해, 도 2의 PLL은 안정된 출력 주파수를 갖는다. 안정적 출력 주파수 상태는 루프필터(206) 전압의 순 전하가 0이 될 때까지 계속된다. 이 순간, VCO(208)의 주파수 및 위상은 평균에서 변하지 않는다. 이러한 로킹된(locked) 상태에서, VCO(208)는 다음과 같이 간략히 표현된다.
Figure 112004056614370-PCT00001
(1)
단, fvco는 VCO 주파수이고, L는 피디백 분주기이고, N는 레퍼런스 분주기이고, fref는 레퍼런스 주파수이다. 식 (1)에서, 피드백 분주기의 계수는 정수일 수 있으나, 일부 애플리케이션에서는 일부 분수 부분을 포함할 수도 있다.
특정 애플리케이션을 위한 PLL 회로를 설계함에 있어서 여러 가지 고려사항들이 있다. 일반적 고려사항에는 회로 면적, 비용, 및 소비 전력이 있다. 로킹 타임 및 위상 노이즈와 같은 성능 특성은 PLL이 사용되는 시스템에 좌우된다. 시스템 요구사항에 따라서, 분주 계수(division factor), 루프 대역폭, 및 회로 설계와 같은 설계 파라미터들이 영향을 받는다. 예를 들면, GSM 애플리케이션에서는 13㎒ 레퍼런스 주파수를 갖는 200㎑ 채널 간격이 수 msec의 로킹 타임과 함께 필요하다. 따라서, 정수-N 주파수 합성기(interger-N frequency synthesizer) 및 일반적 루프 대역폭이 시스템 요구사항을 만족시키기 위해 사용될 수 있다. 그러나, GPRS(General Packet Radio Service)에서는, 150㎲ 미만의 로킹 타임이 필요하기 때문에, 일반적인 정수-N 주파수 합성기는 사용될 수 없다. 이 경우, 분수-N 합성기(fractional-N synthesizer) 또는 시그마-델타 기반 합성기(sigma-delta based synthesizer)들이 일반적으로 사용된다.
또다른 애플리케이션에서, 채널 간격은 1.25㎒이지만, PLL에서 필요한 주파수 해상도(frequency resolution)는 10㎑이다. 이에 대해서는 여러 가지 이유가 있다. 첫째, IS-95 애플리케이션에서 가장 일반적인 레퍼런스 주파수는 19.2㎒인데, 이는 1.25㎒의 배수가 아니다. 둘째, 필요한 주파수 해상도는 PLL이 수퍼헤테로다인 트랜시버에서 사용될 때 중간 주파수(IF) 신호의 선택에 따라서 좌우된다. 보통 IF 주파수가 수신 모드에서 85.38㎒이면, 로컬 오실레이터에서 주파수 해상도는 10㎑여야 한다. 셋째, AMPS(Advanced Mobile Phone Service)와 같은 구 표준과의 호환성을 위해서는 로컬 오실레이터(LO) 신호를 발생함에 있어 10㎑의 주파수 해상도를 필요로 한다.
관련 기술의 PLL의 성능은 VCO(208)의 성능에 의해 제한되고, VCO(208)의 중요 특성은 위상 노이즈 성능을 포함한다. PFD(204) 및 주파수 분주기(202 및 210)과 같은 나머지 구성요소들도 PLL 출력의 전체 노이즈 성능에 기여한다. 위상 노이즈는 보통, 캐리어로부터의 특정 오프셋 주파수에서의 1Hz에서의 사이드밴드 전력에 대한 캐리어 전력의 비율로서 정의된다. 위상 노이즈는 dBc/Hz의 단위를 갖는다. VCO(208)는 민감성 디바이스이고, VCO의 위상 노이즈 성능 특성은 전력 공급 변동, 온도, 및 노이즈와 같은 주변 조건에 의해 크게 영향을 받을 수 있다. VCO(208)의 감도를 나타내는 인자는 그 이득이고, 이는 주로 KVCO(MHz/V)로 표현된다. 낮은 노이즈 PLL 애플리케이션을 위해서, VCO(208)는 상대적으로 낮은 이득과 이에 따른 감도를 가질 수 있다. VCO(208)의 낮은 이득은 AM 대 FM(AM to FM) 변조를 감소함으로써 외부 노이즈의 영향을 감소시킨다.
이동전화 애플리케이션에서의 위상 노이즈 사양은 매우 엄격하기 때문에, 허용가능한 VCO 타입은 제한되어 있고 주로 LC 오실레이터가 사용된다. LC 오실레이터는 공진 탱크 회로 및 상기 탱크 회로에서의 에너지 손실을 보상하기 위한 약간의 액티브 디바이스로 구성된다. 탱크 회로는 밴드 패스 필터 타입이므로, LC 오실레이터의 위상 노이즈 성능은 다른 타입의 오실레이터보다 양호하다. LC 오실레이터의 공칭 주파수는 다음과 같다.
Figure 112004056614370-PCT00002
(2)
식 (2)에 있어서, fVCO는 VCO의 공칭 주파수이고, L은 인덕턴스이고, C는 커패시턴스이다. VCO의 주파수를 제어하는데는 2가지 방법이 가능하다. 그러나, 가변 인덕터의 제조는 쉽지 않기 때문에, 주로 가변 커패시터가 사용되어 VCO의 주파수를 제어한다.
개별 탱크 회로, 일부 패시브 컴포넌트들 및 액티브 디바이스들로써 VCO를 설계하는 것이 일반적이였다. 그러나, 이러한 방식은 큰 회로 면적 및 많은 비용을 필요로 한다. 최근 경향은, 이들 기능적 블록들이 모놀리식(monolithic) 형태로 구현되는 것이다. 완전히 집적된 형태의 LC 오실레이터를 설계함에 있어 가장 어려운 요소는 프로세스와 주변환경 변동에 대해 안정적인 동작을 보장하는 것이다. 실리콘 위에 성장된 커패시터 또는 인덕터의 변동율은 최악의 경우 10%가 넘는다. 식 (2)를 참조하면, 동작 주파수에서의 변동율도 이 경우 10%가 된다는 것을 알 수 있다. 따라서, VCO의 전체 동작 범위는 소망 주파수 범위뿐만 아니라 상기 주파수 시프트를 포함해야 한다. 그러나, 넓은 동조 범위는 낮은 위상 노이즈를 달성하기 위한 작은 이득의 설계 목적과 상충된다.
낮은 위상 노이즈 및 넓은 동조 범위 간의 전술한 트레이드-오프(trade-off) 관계는 여러 개별 동조 방법으로써 해결되었다. 도 3은 관련기술에 따른 VCO를 간략하게 도시한다. 공진 LC 회로(310)는 오실레이터(300)의 주파수를 제어한다. LC 회로(310)는 커패시터(312), 인덕터(314), 버랙터 다이오드(316 및 320), 및 스위치(318)를 포함한다. 동작에 있어서, PLL에서 로킹이 되지 않을 때, 버랙터 다이오드들(316)들은 선택적으로 스위칭되어 VCO의 주파수를 제어한다. VCO의 동작 주파수가 소망 주파수보다 빠를 때, 더 많은 스위치들이 닫혀서 VCO의 동작 주파수를 줄인다. 그 반대의 경우도 마찬가지이다. 도 3의 관련 기술의 회로에서, 커패시터(312)의 값은, 버랙터 다이오드(316 및 320)의 커패시턴스로 인해, 별로 중요하지 않다.
관련기술의 VCO의 LC 회로는 여러 단점을 갖는다. 예를 들면, 도 3을 참조하면, 스위치(318)의 오프 상태에서 DC 전류 경로가 없다. 따라서, 대응 다이오드 (316)의 플로팅된(floated) 단자의 바이어스 레벨은 알 수 없고, 누설(leakage)에 매우 민감하다. 상기 플로팅된 단자의 초기 바이어스 조건이 너무 높거나 낮을 때, 이는 디바이스 신뢰도에 크게 영향을 미칠 수 있다.
도 4, 5A, 및 5B는, 차동 구현(differential implementation)이라는 점을 제외하고는, 유사한 관련기술의 VCO를 도시하고 있고, 여기서는 등가 커패시터가 각 버랙터 다이오드를 위해 대치되었다. 도 4에 도시된 바와 같이, SW(1) 및 SWB(1)을 제외한 모든 스위치들이 닫히고, 따라서 우리의 관심은 플로팅된 NSC(1) 및 NSCB(1)의 동작에 집중된다. 플로팅된 단자의 초기 바이어스 전압이 오실레이터의 공통 모드 전압과 동일하다고 가정되면, 플로팅된 단자의 파형이 오실레이터 출력의 파형과 거의 같고, 성능 저하는 거의 없다.
그러나, 도 5A는, 스위치 SW(1)의 분리 직후에 어느 정도의 양 전하가 NSC(1)에 연결된 커패시터의 한 면에 저장되고, 어느 정도의 음 전하가 커패시터 SCB(1)의 다른 면에 저장되는 경우를 도시한다. 오프 상태 동안에 DC 전류 경로가 없기 때문에, NSC(1) 노드와 OUT 노드 사이에 양의 오프셋 전압이 있게 된다. 오프셋 전압이 과도한 경우, 스위치는 손상될 수 있고 VCO의 신뢰도는 떨어질 수 있다.
도 5B는 또다른 부적절한 상황을 도시한다. NMOS 스위치가 스위치 가능 커패시터를 제어하기 위해 사용될 때, 드레인 정션이 순방향 바이어스될 수 있다. 이런 종류의 기생 정션은 매우 나쁜 품질 요인을 가지므로, 이 경우에 있어 위상 노이즈 성능은 매우 저하될 것이다.
그 외에 존재하는 문제점 및 단점도 본 기술분야의 당업자라면 쉽게 할 수 있을 것이다. 관련기술 시스템의 예로는 미국특허 제 6,137,372 호 및 제 5,739,730호가 있다.
상기 참조 문헌들은 본 명세서에서 참조되어서, 부가적 또는 대안적 세부사항, 특징, 및/또는 기술적 배경을 적절히 교시한다.
본 명세서에서 구현되고 설명되는 바와 같이, 종래 기술의 전술한 단점을 극복하기 위한 디바이스 및 방법이 제공된다. 따라서, 본 발명의 실시예는, 오실레이터에 동작가능하도록 결합되는 적어도 하나의 조정회로를 포함하고, 상기 조정회로는 저항, 리액티브 소자, 및 제 1 스위치를 포함하고, 상기 제 1 스위치는 상기 리액티브 소자와 직렬 연결되어 상기 리액티브 소자를 상기 오실레이터의 출력에 커플링 및 디커플링시키고, 상기 저항은 상기 리액티브 소자에 바이어스 전압을 공급하여 상기 제 1 스위치가 열려 있을 때 상기 리액티브 소자에 바이어스 전압이 인가되도록 하는 시스템을 제공한다.
더욱이, 본 발명의 실시예는, 제 1 출력 노드 및 제 2 출력 노드를 포함하는 액티브 오실레이터, 상기 제 1 출력 노드와 상기 제 2 출력 노드를 커플링시키는 인덕터, 및 상기 제 1 출력 노드 또는 상기 제 2 출력 노드에 커플링되는 적어도 하나의 커패시티브 회로를 포함하고, 상기 커패시티브 회로 각각은 커패시터, 저항, 및 제 1 스위치를 포함하고, 상기 저항은 상기 제 1 스위치가 열렸을 때 상기 커패시터에 바이어스 전압을 공급하고, 상기 제 1 스위치는 상기 커패시터와 직렬 연결되어 상기 커패시터를 상기 오실레이터의 출력에 커플링 및 디커플링시키는 장 치를 제공한다.
또한, 본 발명의 실시예는, 리액티브 소자가 제 1 스위치가 열렸을 때 바이어스 전압을 인가받을 수 있도록 하기 위해, 저항을 통해 바이어스 전압을 리액티브 소자로 제공하는 단계, 및 오실레이터에서 상기 리액티브 소자를 커플링 및 디커플링시켜서 상기 오실레이터의 주파수를 조정하도록 상기 제 1 스위치를 사용하는 단계를 포함하는 오실레이터 동조 방법을 제공한다.
본 발명의 다른 장점, 목적, 및 특징이 후술되는 본 명세서에서 설명될 것이며, 이들은 다음의 명세서로부터 본 기술분야의 당업자에서 명확해질 것이다.
도 1은 관련기술에 따른 수퍼헤테로다인 수신기의 블록 다이어그램이다.
도 2는 관련기술의 위상 동기 루프의 블록 다이어그램이다.
도 3은 관련기술의 전압 제어 오실레이터의 개략적 다이어그램이다.
도 4는 제 1 모드 동작에 따른 관련기술의 전압 제어 오실레이터의 동작을 도시한다.
도 5A는 제 2 모드 동작에 따른 관련기술의 전압 제어 오실레이터의 동작을 도시한다.
도 5B는 제 3 모드 동작에 따른 관련기술의 전압 제어 오실레이터의 동작을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터의 동작을 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터의 개략적 다이어그램 이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터의 개략적 다이어그램이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터의 개략적 다이어그램이다.
첨부된 도면을 참조로 본 발명이 자세히 설명될 것이다. 도면에서 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 실시예를 도시하는 블록 다이어그램이다. 오실레이터 회로(600)는 오실레이터(610) 및 상기 오실레이터(610)에 동작 가능하도록 결합된 적어도 하나의 조정 회로(620)로 포함한다. 조정회로는 바이어스 저항(622), 리액티브 소자(624)(예컨대, 커패시터), 및 제 1 스위치(626)를 포함한다. 제 1 스위치(626)는 오실레이터 회로(600)에서 리액티브 소자(624)를 선택적으로 커플링 및 디커플링시킨다. 바이어스 저항(622)은 바이어스 전압VA를 리액티브 소자(624)에 제공하여, 리액티브 소자(624)가 제 1 스위치(626)가 열렸을 때 바이어스 전압을 갖도록 한다.
이하에서 자세히 설명되는 바와 같이, 바이어스 전압VA는 다양한 구성으로 리액티브 소자에 공급될 수 있다. 예를 들면, 바이어스 스위치(628)는 바이어스 저항(622) 및 바이어스 전압 VA 사이에 위치될 수 있다. 바이어스 스위치(628)는, 제 1 스위치(626)가 리액티브 소자(624)를 디커플링시킬 때, 바이어스 저항(622)을 바이어스 전압에 선택적으로 커플링시킨다. 바이어스 스위치(628)는, 제 1 스위치(626)가 리액티브 소자(624)를 오실레이터 회로(600)에 커플링시킬 때, 바이어스 저항(622)을 바이어스 전압VA로부터 선택적으로 디커플링시킨다. 선택적으로, 바이어스 저항(622)의 크기는, 바이어스 전압VA가 바이어스 저항에 일정하게 커플링되도록 하고 바이어스 전압VA가 제 1 스위치(626)가 닫혔을 때 조정 회로의 동작 특성을 실질적으로 변동시키지 않도록 정해질 수 있다.
바이어스 전압 VA는 접지 전압, 공급 전압, 또는 오실레이터 출력의 공통 모드 전압에 연결될 수 있다. 더욱이, 바이어스 전압 VA는 가변적일 수 있고, 접지 전압에서 공급 전압까지의 범위에서 선택될 수 있다. 또한, 스위치들(626 및 628)은 트랜지스터 등과 같은 반도체 스위치 디바이스들일 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 조정회로(620)는 공진회로(630)의 일부이다. 본 기술분야에서의 당업자라면 공진회로(630)가 인덕터, 커패시터, 및 저항과 같은 부가적 소자를 포함할 수 있다는 것을 알 것이다. 제 1 스위치(626)가 열리거나 닫혔을 때, 리액티브 소자(624)는 공진회로(630)에서 각각 제거되거나 부가될 수 있다. 따라서, 제 1 스위치(626)는 공진회로(630)의 특성을 변경시킬 수 있고, 따라서 VCO의 주파수도 변경시킬 수 있다. 더욱이, 부가적 조정회로가 공진 회로(630)에 부가되어 제어 범위를 증가시킬 수 있다. 또한, 본 기술분야에서의 당업자라면 도 6의 조정회로는 싱글 엔드형 또는 차동형의 오실레이터에서 사용될 수 있다는 것을 알 것이다. 왜냐하면, 증가된 동조 범위 및 향상된 위상 노이즈 성능이 이들 양 오실레이터들 모두에 유익하기 때문이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터를 도시하는 개략적 다이어그램이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 회로는 바람직하게는 액티브 오실레이터 회로(702)를 포함한다. 도 7에 도시된 회로는 출력 노드 OUT(706) 및 OUTB(708)을 갖는 차동 구현이다. 인덕터(704)는 바람직하게는 출력 노드 OUT(706) 및 OUTB(708)에 결합된다. 스위치(718)와 직렬 결합되는 커패시터(722)를 갖는 둘 이상의 회로들이 OUT(706)에 또한 결합될 수 있다. 커패시터(722)가 출력 노드(706) 및 스위치(718)에 결합된다. 스위치(718)는 바람직하게는 레퍼런스 전압에 연결되는 트랜지스터이다. 상기 레퍼런스 전압은 도 7에 도시된 바와 같이 접지 전압일 수 있다. 또한, 회로는, 트랜지스터 스위치(714)와 직렬연결된 명시적 저항(explicit resistor)(710)과 같이 직렬 연결 레지스턴스 및 스위치를 포함한다. 명시적 저항(710)은 그 일단에서 커패시터(722)와 트랜지스터 스위치(718)의 공통 노드에 결합되고, 트랜지스터 스위치(714)는 저항(710)의 타단과 바이어스 전압 VA 사이에 결합된다. 바람직하게는, 유사한 컴포넌트들 및 접속들이 출력 노드 OUTB(708)에 대해서도 존재한다. 예를 들면, 커패시터(722)는 바람직하게는 트랜지스터 스위치(720)와 직렬 연결되고, 커패시터(722)의 다른 단자는 출력 노드 OUTB(708)에 결합된다. 더욱이, 트랜지스터 스위치(720)의 한 단자는 접지된다. 더 욱이, 바람직하게는 명시적 저항(712)이 트랜지스터 스위치(716)와 직렬 연결되어 있어서, 저항(712)은 커패시터(722)와 트랜지스터 스위치(720)의 공통 노드에 결합되고, 트랜지스터 스위치(716)의 단자는 바이어스 전압 VA에 결합된다. 본 기술분야의 당업자라면 커패시터들(722)은 동일하거나 다른 값을 가질 수 있다는 것을 알 것이다. 유사하게, 관련된 저항들 및 스위치들은, 각 애플리케이션의 특정 설계 요구사항에 의해 결정되는 바와 같이, 동일하거나 다른 값을 가질 수 있다.
도 7에 도시된 회로의 동작에 대해 이하 설명하겠다. 바람직하게는, 저항들(710 및 712)의 값은 오프 상태에서 최적의 위상 노이즈 성능을 위해 결정되거나 최적화된다. 저항 값이 매우 높기 때문에(예컨대, 수 Kohm 이상), 트랜지스터 스위치들(714 및 716)의 낮은 온-레지스턴스(on-resistance)가 있을 필요가 없다. 따라서, 트랜지스터 스위치들(714 및 716)의 크기는 매우 작을 수 있다. 더욱이, 저항들(710 및 712)은 오프 상태의 대부분의 레지스턴스를 감당하도록 설계되기 때문에, 트랜지스터 스위치들(714 및 716)의 특선 변동은 심하지 않다. 바이어스 레벨 VA는 오프 상태에서의 공통 레벨을 결정하고, 접지전압에서 공급전압 사이의 임의의 값을 가질 수 있다. 따라서, 바이어스 레벨 VA는 저항 분할기와 같은 단순 바이어스 발생기로부터 파생될 수 있다. VA는 접지전압 또는 공급전압일 수도 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터(VCO)의 개략적 다이어그램이다. VCO(800)는 바람직하게는 액티브 오실레이터 회로(802)를 포함한다. 도 8에 도시된 바와 같은 VCO(800)는 출력 노드 OUT(806) 및 OUTB(808)를 갖는 차 동 구현이다. 인덕터(804)는 바람직하게는 출력 노드 OUT(806) 및 OUTB(808) 사이에 결합된다. 커패시턴스(822), 명시적 저항(810)과 같은 레지스턴스, 및 스위치(814) 등(예컨대, 트랜지스터)을 포함하는 직렬 회로가 바람직하게는, 직렬회로에서 마주 보는 단자들인 커패시터(822)의 한 단자 및 트랜지스터 스위치(814)의 한 단자에서 출력 노드 OUT(806)에 결합된다. 또한, 스위치(818) 등(예컨대, 트랜지스터)은 바람직하게는, 접지인 레퍼런스 전압 및 커패시트(822)와 저항(810)의 공통 노드 사이에서 결합된다. 유사한 회로들이 출력 노드 OUTB(808) 사이에 결합될 수 있다. 예를 들면, 커패시턴스(822), 저항(812), 및 트랜지스터 스위치(816)를 포함하는 직렬 회로가 바람직하게는, 커패시터(822)의 한 단자 및 트랜지스터 스위치(816)의 한 단자를 통해(이들 양 단자 사이에 상기 직렬회로가 위치함) 출력 노드 OUTB(808)에 결합된다. 바람직하게는, 트랜지스터 스위치(820)는 접지 및 커패시트(822)와 저항(812)의 공통 노드 사이에서 결합된다. 본 기술분야에서의 당업자라면, 커패시터(822)는 동일한 값을 가질 수도 또는 다른 값을 가질 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 이와 유사하게, 관련된 저항들 및 스위치들은 각 애플리케이션의 특정 설계 요구사항에 따라서 서로 같거나 다른 값들을 가질 수 있다.
도 8에 도시된 실시예에서, 오프 상태 동안에 부가적 바이어스 회로가 있을 필요가 없다. 대신에, LC 오실레이터의 액티브 회로의 공통 모드 전압은 오실레이터 출력에 연결되지 않은 다른 한 단자에 적절한 DC 바이어스를 제공한다. 또한, VCO(800)에서, 트랜지스터 스위치들(814 및 816)의 사이즈는 매우 작을 수 있다. 따라서, 트랜지스터 스위치들(814 및 816)의 추가적 기생 커패시턴스는 별로 중요 하지 않다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 전압 제어 오실레이터를 도시하는 개략적 다이어그램이다. 도 9에 도시된 바와 같이, VCO(900)는 바람직하게는 액티브 오실레이터 회로(902)를 포함한다. 도 9의 VCO(900) 또한 차동 구현으로서, 출력노드 OUT(906) 및 OUTB(908)를 갖는다. 인덕터(904)는 바람직하게는 출력노드 OUT(906) 및 OUTB(908) 사이에 결합된다. 또한, 커패시터(922)는 바람직하게는 스위치(918) (예컨대, 트랜지스터)와 직렬 연결되고, 커패시터(922)의 나머지 단자는 출력 단자 OUT(906)에 결합되고, 트랜지스터 스위치(918)의 나머지 단자는 접지로 연결된다. 바람직하게는, 저항(910)인 명시적 레지스턴스가, 커패시터(922)와 트랜지스터 스위치(918)의 공통 노드 및 바이어스 전압 VA 사이에 결합되어 있다. 바람직하게는 유사한 회로가 OUTB(908)에 결합된다. 예를 들면, 커패시터(922)는 바람직하게는 트랜지스터 스위치(920)와 직렬 연결되고, 커패시터(922)의 나머지 단자는 출력 단자 OUTB(908)에 연결되고, 트랜지스터 스위치(920)의 나머지 단자는 접지로 연결된다. 바람직하게는, 명시적 저항(912)이 커패시터(922)와 트랜지스터 스위치(920)의 공통 노드 및 바이어스 전압 VA 사이에 결합된다. 본 기술분야에서의 당업자라면, 커패시터(922)는 동일한 값을 가질 수도 또는 다른 값을 가질 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 이와 유사하게, 관련된 저항들 및 스위치들은 각 애플리케이션의 특정 설계 요구사항에 따라서 서로 같거나 다른 값들을 가질 수 있다.
도 9에 도시된 실시예에 있어서, 턴-오프 스위치들(예컨대, 도 8의 스위치 (814 및 816))은 감소되거나 제한된 성능 손실과 함께 제거된다. 이는, 명시적 저항들(910 및 912)이 스위치들(918 및 920)의 온(ON) 기간 동안에 동작 특성을 심각히는 변경하지 않도록 선택되기 때문이다. 본 기술분야의 당업자라면 저항들(910 및 912)를 위한 적절한 값은 주어진 오실레이터 설계(예컨대, 커패시턴스, 주파수 범위 등)를 위해 경험적으로 결정됨을 알 것이다. 스위치들(918 및 920)이 개방되어 커패시턴스가 감소할 때, 오실레이터 출력과 연결되지 않은 다른 단자는 바람직하게는 오실레이터(902)의 공통 모드 전압과 실질적으로 동일한 DC 바이어스 전압을 갖는다.
전술된 실시예들은 관련기술에서 설명된 수신기 및 PLL 회로에서 사용될 수 있다. 더욱이, 본 기술분야의 당업자라면 본 발명의 실시예들이 PLL 또는 VCO를 사용하거나 사용할 수 있는 임의의 디바이스에 사용될 수 있음을 알 것이다. 예를 들면, 본 발명의 실시예로는 PLL, 수신기, 송신기, 트랜시버, 무선 통신 디바이스, 베이스 스테이션, 또는 모바일 유닛(예컨대, 셀룰러 폰, PDA, 호출기 등) 등이 포함된다.
전술한 바와 같이, 양호한 VCO 회로 및 방법의 실시예는 다양한 장점을 갖는다. 양호한 실시예는 PLL의 동조 범위를 증가시킨다. 더욱이, 양호한 실시예는 VCO 조정 회로의 턴-온 및 턴-오프 조건과 관련된 문제들을 감소시키거나 없앤다. 또한, 트랜지스터 스위치들의 사이즈가 감소될 수 있다.
또한, 본 기술분야의 당업자라면 오실레이터 회로를 갖는 디바이스를 동조하는 방법발명이 전술한 설명에 개시되어 있음을 인식할 것이다. 예를 들면, 본 방법 발명은, 리액티브 소자가 제 1 스위치가 열렸을 때 바이어스 전압을 인가받을 수 있도록 하기 위해 바이어스 저항을 통해 바이어스 전압을 리액티브 소자로 제공하는 단계, 오실레이터 회로에서 리액티브 소자를 커플링 및 디커플링시키기 위해 제 1 스위치를 사용하는 단계, 및 제 2 스위치로써 바이어스 저항을 상기 바이어스 전압에 커플링시키는 단계를 포함한다. 더욱이, 본 방법발명은 제 1 스위치가 닫히면 제 2 스위치를 열고 제 1 스위치가 열리면 제 2 스위치를 닫는 단계를 포함할 수 있다. 본 방법발명은 PLL, 수신기, 송신기, 트랜시버, 무선 통신 디바이스, 베이스 스테이션, 및/또는 모바일 유닛과 같은 다양한 디바이스에 적용될 수 있다.
전술한 실시예 및 장점은 단순히 예시적인 것이고, 본 발명을 제한하는 것으로 해석되어서는 아니된다. 본 발명은 본 기술분야의 당업자라면 알 수 있는 바와 같이 또다른 타입의 장치에도 쉽게 적용될 수 있다. 본 기술분야의 당업자에게는 수많은 변형, 수정,및 변경이 당연할 것이다.
상기 내용 중에 포함되어 있음.

Claims (20)

  1. 오실레이터에 동작가능하도록 결합되는 적어도 하나의 조정회로를 포함하고,
    상기 조정회로는 저항, 리액티브 소자, 및 제 1 스위치를 포함하고,
    상기 제 1 스위치는 상기 리액티브 소자와 직렬 연결되어 상기 리액티브 소자를 상기 오실레이터의 출력에 커플링 및 디커플링시키고, 상기 저항은 상기 리액티브 소자에 바이어스 전압을 공급하여 상기 제 1 스위치가 열려 있을 때 상기 리액티브 소자에 바이어스 전압이 인가되도록 하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 리액티브 소자는 커패시터인 것을 특징으로 하는 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    제 2 스위치를 더욱 포함하고, 상기 제 2 스위치는, 상기 제 1 스위치가 상기 리액티브 소자를 디커플링시킬 때 상기 저항을 상기 바이어스 전압으로 커플링 및 디커플링시키고, 상기 제 1 스위치가 상기 리액티브 소자를 커플링시킬 때 상기 저항을 상기 바이어스 전압으로부터 디커플링시키는 것을 특징으로 하는 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 바이어스 전압은, 저항 분할기(divider)로부터 파생된 전압, 접지 전 압, 공급 전압, 및 상기 오실레이터 출력의 공통 모드 전압 중의 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 저항 분할기로부터 파생된 바이어스 전압은 접지 전압에서 공급 전압 사이인 것을 특징으로 하는 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 저항의 크기는, 상기 바이어스 전압이 상기 저항에 일정하게 공급되도록 하고 상기 바이어스 전압이 제 1 스위치가 닫혔을 때 상기 조정 회로의 동작 특성을 실질적으로 변동시키지 않도록 정해지는 것을 특징으로 하는 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치는 반도체 디바이스인 것을 특징으로 하는 시스템.
  8. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치는 트랜지스터이고, 상기 제 2 스위치는 상기 제 1 스위치보다는 작은 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    복수의 조정회로들을 더욱 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 복수의 조정회로들 각기 내에 있는 각 리액티브 소자는 커패시터이고, 각 커패시터의 커패시턴스는 동일한 것을 특징으로 하는 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템은 액티브 오실레이터 회로, PLL, 수신기, 송신기, 트랜시버, 무선 통신 디바이스, 베이스 스테이션, 및 모바일 유닛 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 시스템.
  12. 제 1 출력 노드 및 제 2 출력 노드를 포함하는 액티브 오실레이터;
    상기 제 1 출력 노드와 상기 제 2 출력 노드를 커플링시키는 인덕터, 및
    상기 제 1 출력 노드 또는 상기 제 2 출력 노드에 커플링되는 적어도 하나의 커패시티브 회로를 포함하고,
    상기 커패시티브 회로 각각은 커패시터, 저항, 및 제 1 스위치를 포함하고,
    상기 저항은 상기 제 1 스위치가 열렸을 때 상기 커패시터에 바이어스 전압을 공급하고, 상기 제 1 스위치는 상기 커패시터와 직렬 연결되어 상기 커패시터를 상기 오실레이터의 출력에 커플링 및 디커플링시키는 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 커패시터는 상기 제 1 스위치를 상기 제 1 출력 노드 또는 상기 제 2 출력 노드에 커플링시키고, 상기 제 1 스위치는 상기 커패시터를 접지 전압 레벨에 커플링시키고, 상기 저항은 상기 커패시터 및 상기 제 1 스위치에 이들의 공통 노드에서 커플링되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 바이어스 전압은, 저항 분할기로부터 파생된 전압, 접지 전압, 공급 전압, 및 상기 오실레이터 출력의 공통 모드 전압 중의 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 커패시티브 회로는 제 2 스위치를 포함하고, 상기 제 2 스위치는 상기 저항을 상기 바이어스 전압에 커플링 및 디커플링시키는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 스위치와 상기 저항은 직렬 연결되고, 상기 바이어스 전압은 상기 오실레이터 출력의 공통 모드 전압인 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 커패시티브 회로는, 상기 제 1 스위치가 열리면 상기 제 2 스위치가 닫히고 상기 제 1 스위치가 닫히면 상기 제 1 스위치가 열리도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제 12 항에 있어서,
    상기 장치는 PLL, 수신기, 송신기, 트랜시버, 무선 통신 디바이스, 베이스 스테이션, 및 모바일 유닛 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 리액티브 소자가 제 1 스위치가 열렸을 때 바이어스 전압을 인가받을 수 있도록 하기 위해, 저항을 통해 바이어스 전압을 리액티브 소자로 제공하는 단계; 및
    오실레이터에서 상기 리액티브 소자를 커플링 및 디커플링시켜서 상기 오실레이터의 주파수를 조정하도록 상기 제 1 스위치를 사용하는 단계를 포함하는, 오실레이터 조정 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치가 상기 리액티브 소자를 디커플링시킬 때 제 2 스위치를 통해 상기 저항을 상기 바이어스 전압에 커플링시키는 단계; 및
    상기 제 1 스위치가 상기 리액티브 소자를 커플링시킬 때 상기 제 2 스위치를 통해 상기 저항을 상기 바이어스 전압으로부터 디커플링시키는 단계를 포함하는 오실레이터 조정 방법.
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