DE19954255B4

DE19954255B4 - Phase Lock Loop und diesbezügliches Verfahren

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Publication number: DE19954255B4
Application number: DE19954255A
Authority: DE
Inventors: Gregory Redmond Vernon Hills Black; Louis Michael Chicago Nigra; Michael Edward Crystal Lake Denzin
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1998-11-23
Filing date: 1999-11-11
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2019-11-12
Also published as: US6157271A; GB2344006A; BR9905641A; DE19954255A1; CN1255782A; GB9926094D0; GB2344006B; KR20000035604A; JP2000165459A

Abstract

Phase Lock Loop (PLL) zur direkten Modulation mit einer Modulationsbandbreite, umfassend:
– einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (114);
– einen Teiler (118) mit einem ersten Teilereingang, der mit dem VCO gekoppelt ist, und einem zweiten Teilereingang um eine Divisorsequenz zu empfangen, die eine Modulation bewirkt;
– einen Phasendetektor (102) mit einem ersten Detektoreingang, der mit dem Teiler gekoppelt ist, um eine Ausgabe desselben zu empfangen, und einem zweiten Detektoreingang, um eine Referenzeingabe zu empfangen;
gekennzeichnet durch
– eine Abstimmschaltung (106, 206, 306; 406), die mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt ist, wobei die Abstimmschaltung auf ein variables DC-Referenzpotential anspricht, so daß die PLL ein Frequenzansprechverhalten hat, das über die Modulationsbandbreite konstant ist, wobei die PLL während einem Folgemodus eine PLL vom Typ I ist, und wobei die Abstimmschaltung ein umschaltbares Tiefpassfilteransprechverhalten aufweist, um zu bewirken, dass die PLL während eines Erfassungsmodus als eine PLL vom...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Phase Lock Loops (PLLs) und insbesondere Phase Lock Loops mit geringer Störung und schneller Abstimmung bei direkter digitaler Modulation und ein Verfahren zum Betreiben einer PLL.

Aus der DE 4 201 415 A1 ist ein Funksende- und -Empfangsgerät mit einem Sende- und Empfangsteil zur bidirektionalen Datenübertragung zwischen zwei Endgeräten im Zeitmultiplexbetrieb bekannt, wobei gemäß der Lehre dieser Druckschrift vorgesehen ist, dass nur eine PLL-Schaltung vorgesehen ist, auf die wechselseitig vom Sende- und Empfangsteil zugegriffen werden kann.

Aus der DE 4 291 263 C2 ist ein digitaler Frequenzsynthesizer sowie ein digitales Frequenzsteuerverfahren zum Modulieren eines Eingangssignals auf ein Trägersignal bekannt, bei denen das vom VCO gelieferte Trägersignal mit vergleichsweise geringem Aufwand sehr genau einstellbar ist. Dies gelingt gemäß der Lehre dieser Druckschrift, indem die automatische Frequenzsteuerung (AFC) mit der Modulation kombiniert und die AFC-Digital/Analogumwandlung weggelassen wird.

Aus der eine Taktwiedergewinnungsschaltung betreffenden US 3,831,195 ist es bereits bekannt, eine PLL während eines Frequenzerfassungsmodus als PLL vom Typ I und während des Folgemodus als eine PLL vom Typ II zu betreiben.

Weiterhin ist aus der WO 97/40586 sowie aus der GB 23 17 279 A eine PLL vom Typ II bekannt.

PLLs (Phasenregelkreise) werden allgemein bei Funksystemen verwendet, um die Ausgangsphase eines spannungsgesteuerten Oszillators ("voltage controlled oscillator" (VCO)) zu stabilisieren. PLLs umfassen im allgemeinen einen VCO, welcher in einer Steuerschleife enthalten ist. Die Steuerschleife umfaßt einen Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz des VCO durch einen Divisor, einen Phasendetektor und eine stabile Frequenzreferenz zum Erzeugen einer Spannung oder eines Stroms, wobei diese der Phasendifferenz zwischen dem geteilten VCO-Signal und der stabilen Frequenz analog sind, und einen Schleifenfilter zum Erzeugen einer VCO-Steuerspannung aus dem Phasendetektorausgang. Eine direkte digital modulierende PLL bewirkt eine Modulation der VCO-Ausgangsphase durch Veränderung des Divisors des Frequenzteilers.

Bei einem Standard eines globalen Systems für mobile Kommunikation ("Global System for Mobile communication (GSM) standard") muß der Sende-VCO in der Lage sein, eine 100 MHz-Stufe mit einer höheren Genauigkeit als 90 Hz in weniger als 200 Mikrosekunden zu verriegeln, d.h. einen eingerasteten Zustand einzunehmen. Der Grund hierfür besteht in dem Erfordernis, den Stromverbrauch durch das Ausschalten (OFF) des Sendeuntersystems zu minimieren, wenn es nicht benötigt wird, und es schnell wieder zu starten, wenn es eingeschaltet (ON) wird. Es ist weiterhin wichtig, daß diese Spezifikation über einen beträchtlichen Temperaturbereich und bei Varianzen der Bauteile erfüllt wird.

Eine digitale Modulation ist sehr erwünscht, jedoch in einer derartigen Umgebung nur schwerlich einzurichten. Das Vermeiden einer Störung der Modulation ist möglicherweise die schwierigste Herausforderung. Bei GSM-Systemen ist ein Maß der Modulationsstörung der globale Phasenfehlerstandard ("global phase error standard"), durch welchen ein Modulationsphasenstörungslimit von 5 Grad rms ("root mean square", mittlerer quadratischer Fehler) auferlegt wird.

Um eine geringe Störung der Modulationsphase zu erreichen, muß der PLL-Schleifenfilter sorgfältig im Hinblick auf Phasenlinearität als auch für die üblichen Gestaltungskriterien wie Stabilität, Verriegelungszeit und PLL-Bandbreite gestaltet sein.

Modulierte Signale haben ein Spektrum, welches durch eine Modulationsbandbreite gekennzeichnet ist. Die Modulationsbandbreite ist der Frequenzbereich mit einem Offset von der Kanalmitte, in welchem die Spektralleistung der Modulation vorliegt. Bei GSM-Systemen beträgt die Modulationsbandbreite etwa 100 kHz. Direkte digitale Modulation erfordert eine PLL-Bandbreite, welche größer ist als die Modulationsbandbreite, um eine Dämpfung des Modulationsgehaltes bei Frequenzen mit einem größeren Offset zu vermeiden.

Eine weitere Herausforderung bezüglich einer erfolgreichen Vervollständigung einer direkten digital modulierenden PLL ist das Erfordernis, unerwünschte störende Emissionen zu vermeiden. Bei GSM-Systemen muß das Ausgangsradiofrequenzspektrum ("output radio frequency (RF) spectrum") aufgrund des Modulators um 30 dBC bei einem Offset bezüglich des Trägers von 200 kHz unterdrückt werden, und um 60 dBC bei einem Offset von 400 kHz bezüglich des Trägers. Die GSM-Spezifikation erfordert weiterhin, daß störende Emissionen bei einem Frequenzoffset von mehr als 1,8 MHz von der Kanalmitte ein Leistungsniveau von weniger als 30 dBm aufweisen. Diese Einschränkungen bezüglich störender Emissionen bedeuten, daß obere Begrenzungen bezüglich der PLL-Bandbreite erzeugt werden.

Wenn eine Phase Lock Loop (PLL) eine rasche Abstimmung über einen großen Frequenzbereich zur Verfügung stellen muß, geringe Modulationsstörungen aufweisen soll, was eine große PLL-Bandbreite erforderlich macht, und nur geringe störende Emissionen erzeugen soll, was eine hohe Selektivität erforderlich macht, so kann eine herkömmliche Schleifenfilterkonfiguration unangemessen sein. Eine herkömmliche PLL vom Typ II kann eine rasche Abstimmung über einen breiten Bereich zur Verfügung stellen, jedoch führt eine gute Selektivität im allgemeinen zu einem Kompromiß bezüglich der Modulationstreue.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte PLL zur Verfügung zu stellen, mit der eine schnelle Abstimmung und eine hohe Selektivität erreicht wird.

Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen beispielhaft beschrieben.
1 ist ein Schaltungsschema, welches eine PLL vom Typ II des Standes der Technik teilweise in Form eines Blockdiagrammes veranschaulicht.
2 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine verbesserte PLL veranschaulicht.
3 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine andere Ausführungsform einer verbesserten PLL veranschaulicht.
4 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine weitere Ausführungsform einer verbesserten PLL veranschaulicht.
Eine verbesserte direkt modulierende Phase Lock Loop (PLL) umfaßt einen VCO. Ein Teiler hat einen ersten Teilereingang, welcher mit dem VCO gekoppelt ist, sowie einen zweiten Teilereingang, um eine modulationsauslösende Divisorsequenz zu empfangen. Ein Phasendetektor hat einen ersten Detektoreingang, welcher mit dem Teiler gekoppelt ist, um von diesem eine Ausgabe zu empfangen, sowie einen zweiten Detektoreingang, um eine Referenzeingabe zu empfangen. Eine Abstimmschaltung ist mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt, wobei die Abstimmschaltung auf ein variables DC-Referenzpotential anspricht, so daß die Abstimmschaltung ein Frequenzansprechverhalten aufweist, welches über die Modulationsbandbreite konstant ist; die PLL ist vom Typ I mit geringer Modulationsstörung.
Die verbesserten PLLs gestatten eine sehr geringe Modulationsstörung und geringe störende Spektralemissionen. Bei speziellen vorteilhaften Ausführungsformen können die verbesserten PLLs bei beliebigen Anwendungen eingesetzt werden, welche einen großen Abstimmbereich und eine rasche Erfassung erfordern, wie etwa bei einem direkten Modulationssynthesizer, welcher eine rasche Abstimmung und einen breiten Abstimmbereich fordert.
Ein vorteilhafter GSM-Sender basiert auf einem Mehrfach-Akkumulator-PLL-Synthesizer ("multiple accumulator PLL synthesizer"), welcher die erforderliche Gaussian-Minimum-Shift-Keying-Modulation (GMSK) für GSM-basierende Funktelefone erzeugt. Bei einem solchen Sender ändert der Modulationsprozeß den Divisor des Teilers, wobei die variable Divisorsequenz in einem Mehrfach-Akkumulator-Sequenz-Generator erzeugt wird. Die PLL muß ein gut gedämpftes Ansprechverhalten mit einer Bandbreite in der Größenordnung der Modulationsbandbreite haben, welche bei einer Implementierung in einem Funktelefon beispielsweise 100 kHz betragen kann, um die erwünschte Modulation mit einer minimalen Störung zu vollziehen. Die PLL muß ebenfalls, beim Beispiel eines Funktelefons, eine Unterdrückung von etwa 20 dB bei einem Offset von 400 kHz aufweisen, um das Rauschen des Senderbandes zu unterdrücken, wobei weiterhin das -60 dBC-Dämpfungserfordernis der GSM-Spezifikation für den Ausgang des RF-Spektrums aufgrund der Modulation erfüllt werden muß.
Eine PLL 100 (1) vom Typ II gemäß dem Stand der Technik, welche in einem GSM-Sender verwendet werden könnte, umfaßt einen Phasendetektor 102, welcher eine Referenzphase am Eingang 104 und ein Rückkopplungssignal am Eingang 107 empfängt. Der Phasendetektor erzeugt ein Ausgangssignal, welches ein der Phasendifferenz des Referenzeingangs 104 und des Rückkopplungseingangs 107 analoger Strom ist. Der Ausgang des Phasendetektors 102 ist mit einer Abstimmschaltung 106 verbunden.
Die Abstimmschaltung 106 enthält einen Widerstand 108 und einen Kondensator 110. Für Fachleute ist klar, daß eine PLL vom Typ II zwei Integratoren in der Schleife aufweist. Der Kondensator 110 ist ein Integrator in der Schleife, wenn er von dem Phasendetektorausgangsstrom über den Widerstand 108 getrieben wird. Die Abstimmschaltung 106 ist so dargestellt, daß sie mit einem Filter 112 verbunden ist. Tatsächlich enthält der Filter die Abstimmschaltung 106 sowie Schaltungen um eine zusätzliche Filterung zu bewirken, wenn dies erwünscht ist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters ist mit einem VCO 114 verbunden, welcher ein Signal mit einer Frequenz ausgibt, die proportional zu seinem Steuerungseingang ist. Der VCO 114 wirkt als zweiter Integrator in der Schleife.
Der Ausgang 116 des VCO ist das phasenverriegelte Signal ("phase locked signal"). Das phasenverriegelte Signal wird einem Teiler 118 eingegeben. Der Teiler führt die Signalfrequenz stufenweise nach unten und gibt dieses Signal einem Phasendetektor ein, welcher das Referenzphasensignal mit dem Rückkopplungssignal des Teilers 118 vergleicht. Eine variable Divisorsequenz wird dem Eingang 120 eingegeben, woraufhin der Teiler 118 ein moduliertes Signal erzeugt.
Die PLL 100 vom Typ II hat eine offene Übertragungsfunktion zweiter Ordnung bei niedrigen Frequenzen, was durch das Amplituden-"roll-off" (Amplitudendämpfung) und das Phasenansprechverhalten gekennzeichnet ist. Beispielsweise kann die PLL mit einer "roll-off"-Rate von 12 dB pro Frequenzoktave und mit einem Phasenansprechverhalten von -180 Grad versehen sein. Wenn die Frequenz ansteigt und sich der Einheitsverstärkungsfrequenz nähert, welche etwa gleich der Schleifenbandbreite ist, so kommt es zu einer Übertragung von Null beim Frequenzansprech verhalten der offenen Schleife. Die Frequenz der Übertragung Null beeinflußt den Stabilitätsspielraum, den Dämpfungsfaktor und die Selektivität des Ansprechverhaltens der geschlossenen Schleife der PLL 100, und die Anwendungen können begrenzt sein, bei welchen die PLL 100 verwendet werden kann. Wenn die PLL beispielsweise in einem Sender verwendet wird, so erzeugt die Übertragung von Null eine signifikante Phasenstörung der Sendermodulation, wenn der Schleifenfilter im Sinne einer guten Selektivität und einer raschen Abstimmung ausgelegt ist. Die Störung kann durch ein Erhöhen der Frequenz mit der Übertragung von Null über die Modulationsbandbreite hinaus eliminiert werden. Diese Maßnahme zu ergreifen und die Stabilität aufrechtzuerhalten, erfordert jedoch ein Erhöhen der Einheitsverstärkungsbandbreite der Frequenz mit der Übertragung Null. Bei praktischen Senderanwendungen führt dies jedoch zu einer unzureichenden Unterdrückung des breitbandigen Senderrauschens.
Stellt man die erforderliche Schleifenbandbreite zur Verfügung, könnte die Störung ebenfalls vermindert werden, indem die Frequenz mit der Übertragung Null in den Bereich des Gleichstroms (DC) verringert wird. Jedoch erfordert dies einen unpraktikabel großen Wert des Kondensators 110. Der Wert des Kondensators 110 ist hauptsächlich durch die Anforderung begrenzt, daß eine rasche Abstimmung stattfinden soll, jedoch auch durch sekundäre Faktoren, wie die physikalische Größe und die dielektrische Absorption. Im allgemeinen führt eine größere Kapazität zu langsameren Erfassungszeiten der PLL, einem Kondensator mit großen physikalischen Abmessungen und einer höheren dielektrischen Absorption. Bei Sendern für Systeme in der Art eines GSM-Systems schließt die Anforderung einer schnellen Erfassung die Verwendung eines großen Kondensators aus.
Die Abstimmgeschwindigkeit ist in etwa die Zeit, welche benötigt wird, um den Kondensator 110 auf die erforderliche Abstimmspannung ausgehend von seiner Ausgangsspannung bei gegebenem Strom, der von dem Phasendetektor in dem Erfassungsmodus zur Verfügung gestellt wird, zu laden: Ttune = (ΔV*C)/Icp wobei:
T_tune = erforderliche Zeit zum Erreichen der erwünschten Frequenz;
ΔV = erforderliche Spannungsänderung;
C = Kapazität des Kondensators; und
I_cp = der während der Erfassung verfügbare Phasendetektorstrom.
Ein Vorteil der PLL vom Typ II besteht darin, daß der Kondensator es ermöglicht einen großen Abstimmbereich zuerreichen, da bei gegebenen angemessenen Zeit der Kondensator auf eine beliebige Spannung mit einem Phasendetektorstrom geladen werden kann.
Eine PLL 200 (2) vom Typ I enthält eine Abstimmschaltung 206. Die Abstimmschaltung 206 umfaßt einen Widerstand 208. Die PLL 100 hat in der Abstimmschaltung keinen Integrator, und es befindet sich nur ein einzelner Integrator in der Schleife. Der einzelne Integrator ist durch den VCO 114 verwirklicht. Da in der Abstimmschaltung kein Kondensator enthalten ist, ist das Frequenzansprechverhalten der Abstimmschaltung zwischen DC bis zu einer Frequenz außerhalb der PLL-Bandbreite konstant.
Die PLL 200 enthält keine Übertragung von Null, da sie keinen Kondensator enthält, wodurch es nicht zu der Störung kommt, die von der PLL 100 vom Typ II erzeugt wird. Die PLL 200 mit nur einem einzelnen Integrator ist inhärent stabil, wobei es möglich ist, die PLL-Bandbreite willkürlich zu erniedrigen, ohne daß eine Instabilität verursacht wird, die in Schleifen höherer Ordnung auftritt. Daher kann eine PLL 200 so gestaltet werden, daß die Bandbreite gleich der Modulationsbandbreite oder etwas größer ist, jedoch niedrig genug, um eine ausreichend breitbandige Rauschunterdrückung zu erreichen, ohne daß eine Schleifeninstabilität bewirkt würde. Dies ist bei einigen Anwendungen die komplette Lösung des Problems der Modulationsstörung und des breitbandigen Rauschens bei einer modulierenden PLL.
Jedoch ist bei einer PLL vom Typ I, da kein Kondensator vorgesehen ist, der Abstimmbereich begrenzt auf: Δf = Fn*ϕmax*Nwobei:
Δf = einseitige Abweichung von der Mittenfrequenz am VCO-Ausgang;
F_n = natürliche Frequenz der PLL bei Verwendung einer Leerlaufverstärkung ("open-loop gain magnitude");
ϕ_max = einseitiger maximaler Bereich des Phasendetektors;
N = Rückkopplungsteilerverhältnis f_in/f_out.
Dieses Abstimmbereichlimit kann bewirken, daß einige Verwendungen bei der erforderlichen PLL-Bandbreite, der Referenzfrequenz und dem Abstimmbereich ausscheiden, wie etwa die direkte GSM-Modulation.
Eine verbesserte PLL 300 ist in 3 dargestellt. Die PLL 300 umfaßt eine variable Referenzabstimmschaltung 306. Die Abstimmschaltung 306 enthält einen Digital-Analog-Converter (DAC) 312, welcher mit einem Eingang 311 verbunden ist. Ein Controller 316 erzeugt ein digitales Frequenzsteuerungssignal mit offener Schleife (Leerlauf-Frequenzsteuerungssignal, "open loop frequency control signal"). Der Ausgang des DAC 312 ist mit dem Anschluß 314 verbunden, an welchem die DC-Abstimmspannung liegt. Der DAC 312 erzeugt unter der Kontrolle des digitalen Frequenzsteuerungssignals mit offener Schleife am Eingang 311 ein variables DC-Referenzpotential am Anschluß 314. Die Abstimmspannung am Anschluß 314 ist die Abstimmspannung für die erwartete Frequenz, auf welcher die PLL verriegelt.
Der Controller 316, welcher eine programmierbare Logikeinheit, ein Mikroprozessor oder dergleichen sein kann, enthält Speicherwerte, welche für jeden der Frequenzbereiche vorbestimmt ist, in denen die PLL erwartungsgemäß arbeitet. Diese Signale werden dem DAC zur Verfügung gestellt, wenn die PLL in einem bestimmten erwarteten Frequenzbereich arbeitet. Indem ein nicht geerdetes Referenzpotential beim Anschluß 314 zur Verfügung gestellt wird, welches mit der Frequenz der PLL in Verbindung steht, wird die Erfassungszeit der PLL verringert.
Die PLL 300 vermeidet eine Begrenzung des Frequenzbereiches der PLL 100 indem eine variable DC-Abstimmschaltung 306 verwendet wird, die mit dem Referenzpotential am Anschluß 314 der Abstimmschaltung 306 verbunden ist. Da der DAC 312 eine Gleichstrom-Spannungsquelle (DC) ist, bleibt ihr Wechselstrompotential (AC) auf Erdpotential, wobei alle Aspekte der PLL-Dynamik, wie etwa die Bandbreite und die Rauschunterdrückung, dieselben sind, wie bei der PLL 200 mit einer Abstimmung auf Erdreferenz. Dieser Typ einer PLL löst die Probleme der Modulationsstörung und des breitbandigen Rauschens in einer PLL, wobei die Fähigkeiten im Hinblick auf den Abstimmbereich im Vergleich zu der PLL nach 2 verbessert wurden. Jedoch verbleiben unerwünschte Aspekte beim Betrieb der PLL 300 aufgrund der erforderlichen Kenntnis der Abstimmspannung an dem Anschluß 314 innerhalb +/– ΔV, um eine Verriegelung der PLL zu erreichen. Es besteht das Erfordernis der Alterungsstabilität und der Temperaturstabilität des VCO sowie der Eichung und der Speicherung des Frequenzsteuerungssignals der offenen Schleife am Eingang 311 in dem Controller 316. Die PLL 300 ist bei jenen Anwendungen am nützlichsten, welche eine VCO-Abstimmspannung von 0 Volt +/– ΔV erfordern, wodurch der Frequenzbereich dieser PLL stark begrenzt ist.
Eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung 401 mit einer verbesserten PLL 400 zur direkten Modulation ist in 4 dargestellt. Wie bei der PLL 300 ist die verbesserte PLL 400 vom Typ I mit einem DC-Bezugspotential am Anschluß 409. Jedoch erzeugt die Abstimmschaltung 406 das DC-Referenzpotential 409 automatisch, indem die PLL mit einer Schleife vom Typ II vor dem Betrieb in einem Modus vom Typ I abgestimmt wird. Dies beseitigt das Erfordernis, die Abstimmspannung innerhalb von +/– ΔV zu kennen, die Temperatur- und Alterungsstabilitätsanforderungen des VCO werden geringer, und es wird das Erfordernis beseitigt, daß eine Eichung und eine Speicherung des Frequenzsteuerungssignals der offenen Schleife, welches am Eingang 311 zur Verfügung gestellt wird, für die PLL 300 aus 3 vorliegt.
Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 401 (4) kann ein Funktelefon, ein Zweiweg-Funkgerät ("two-way radio"), ein Modem oder eine andere Kommunikationsvorrichtung sein. Die Kommunikationsvorrichtung 401 umfaßt eine direkte Modulation am Teiler 438, welcher zu sendende Daten am Eingang 412 empfängt. Die mo dulierten Daten werden am Ausgang 116 ausgegeben. Die modulierten Daten werden im Verstärker 408 zum Aussenden über die Antenne 410 verstärkt.
Bei der Kommunikationsvorrichtung werden Signale, die von dem Mikrofon 440 nachgewiesen werden, in digitale Signale im Controller 442 und Synthesizer 444 konvertiert, bevor sie in den Frequenzteiler 438 eingegeben werden. Über die Antenne 410 empfangene Signale werden in dem Empfänger 448 demoduliert und dem Controller 442 eingegeben. Diese Signale können Steuerungssignale enthalten, die in dem Controller 442 in einer herkömmlichen Weise verarbeitet werden, wobei Stimmsignale durch den Lautsprecher 446 ausgegeben werden.
Die Abstimmschaltung 406 ist eine geschaltete Abstimmschaltung, da sie Schalter 414 und 416 enthält. Diese Schalter 414 und 416 sind so verbunden, daß sie Steuerungssignale an den Eingängen 418 bzw. 420 empfangen. Die Steuerungssignale werden von dem Controller 442 erzeugt, wobei sie anzeigen, ob die Kommunikationsvorrichtung auf ein Signal verriegelt wird oder ob bereits eine Phasenverriegelung erreicht wurde. Die Schalter können unter Verwendung von Transistoren implementiert werden, wie etwa von Feldeffekttransistoren oder Anordnungen mit bipolaren Transistoren. Der Schalter 414 wird mit der Erdung über einen Widerstand 422 und einem Kondensator 424 verbunden. Die Verbindung 409 des Widerstandes 422 und des Kondensators 424 ist mit dem Schalter 416 über einen Pufferverstärker 426 und einem Widerstand 428 verbunden.
Der Phasendetektor ist als Stromquellenphasendetektor veranschaulicht, wobei er jedoch ebenfalls als Spannungsquellenphasendetektor implementiert sein kann. Der Tiefpaßfilter 112 ist ein optionales Element, und er wird nur vorgesehen, wenn zusätzliche Filterung zu derjenigen, welche von den Abstimmschaltungen 106, 206, 306 und 406 für die PLL erforderlich ist. Der VCO ist ein konventioneller VCO. Der Frequenzteiler 438 ist ein variabler Teiler, welcher am VCO-Ausgang 116 arbeitet, wobei er auf den Divisor am Eingang 120 anspricht. Der Divisor wird vorzugsweise unter Verwendung eines Mehrfach-Akkumulator-Generators erzeugt. Operationen des Mehrfach-Akkumulator-Sequenzgenerators bestehen darin, daß die Sequenz am Eingang 120 die erwünschte Modulation am VCO-Ausgang 116 erzeugt. Andere Typen von Sequenzgeneratoren können verwendet werden. Die modulierten Daten können alternativ am Phasendetektorreferenzeingang 104 eingegeben werden, oder die Daten können durch eine Kombination des Eingangs 120 und des Eingangs 104 eingegeben werden.
Beim Betrieb während der Frequenzerfassung ist die Schaltung in einem Zustand vom Typ II, wobei der Schalter 414 in der eingeschalteten (ON) (geschlossenen) Position und S2 in der ausgeschalteten (OFF) (offenen) Position ist. Der Widerstand 428 und der Ausgang des Verstärkers 426 sind gegen den Rest der Schaltung isoliert. Der Verstärker 426 hat eine sehr hohe Eingangsimpedanz, wodurch er die Schaltung bei offenem Schalter 416 nicht signifikant beeinflußt. Hierdurch ist die Schleife als PLL vom Typ II konfiguriert. Während der Erfassung ist die Modulationsstörung vom Typ II nicht relevant, wobei ihr willkürlicher Abstimmbereich erforderlich ist, um eine rasche Verriegelung zu erreichen. Der Phasendetektor stellt dem Kondensator 424 Strom zur Verfügung, bis er die erforderliche Abstimmspannung erreicht. Die Schleife beginnt dann den Verriegelungsprozeß. In dieser Konfiguration wird der Widerstand 422 so gewählt, so die Anforderungen an den Stabilitätsspielraum und das Verriegelungsverhalten der PLL erfüllt werden. Der Kondensator 424 wird so ausgewählt, daß die erforderliche Erfassungszeit erreicht wird; folglich hat er eine geringe Kapazität, um die rasche Erfassung zu gestatten.
Sobald die Frequenz erfaßt ist, was in einer geeigneten herkömmlichen Art und Weise festgestellt wird, wird die Schleife in einem Zustand vom Typ I neu konfiguriert, indem der Schalter 414 auf Aus geschaltet wird (OFF) (offen) und der Schalter 416 eingeschaltet wird (ON) (geschlossen). Wenn der Schalter 414 auf OFF steht, so ist der Widerstand 422 aus der Schaltung entfernt, und der Kondensator 424 ist isoliert, wobei er auf die erforderliche Abstimmspannung geladen ist. Der Kondensator 424 wird diese Spannung über einen von Leckeffekten abhängigen Zeitbereich aufrechterhalten. Diese Spannung wird ebenfalls am Ausgang des Verstärkers 426 aufrechterhalten, einem Einheitsverstärkungsspannungsverstärker oder Puffer. Der Verstärker 426 und der Kondensator 424 verhalten sich als Spannungsquellen mit geringer Impedanz bei der Kondensatorspannung. Mit dem Schalter 416 auf ON wird die nominale Abstimmspannung dem Widerstand 428 als Offset zugeführt, statt diesen zu erden.
Bei der Ausführungsform nach 4 ist der Anschluß am Ausgang des Phasendetektors 102 mit einer Referenz verbunden, welche die nominale Abstimmspannung ist. Entsprechend ist es nicht erforderlich, daß der Phasendetektor 102 eine beliebige Gleichstromeingabe (DC) zur Aufrechterhaltung der Frequenz zur Verfügung stellt. Statt dessen ist es nur erforderlich, die DC-Offsets und das Driften des Kondensators zu kompensieren. Ebenfalls wird ein kleiner Wechselstrom (AC) injiziert, um dynamische Phasenverschiebungen zu verfolgen, wie etwa die erwünschte Modulation von Daten. Da die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 426 gering ist, wirkt der Verstärker für AC-Signale als Verbindung zur Erdung, wodurch er im dynamischen Sinne äquivalent zu einer Schleife vom Typ I wird. Diese dynamische Äquivalenz bedeutet, daß die Modulationsstörung so gering ist, wie bei einer herkömmlichen auf Erde bezogenen Schleife vom Typ I.
Bei der Konfiguration vom Typ I wird sich der Kondensator 424, auch wenn er durch den Verstärker 426 isoliert ist, langsam aufgrund von Effekten wie Eigenleckstrom, endlichem Widerstand der Schaltungsverbindungen, wie des Schalters 414, und Vorspannungsströmen, welche für den Eingang des Verstärkers 426 erforderlich sind, entladen. Eine Änderung der Spannung beim Kondensator 424 wird eine entsprechende Änderung am Ausgang des Verstärkers 426 erzeugen. Die PLL 400 wird die Phase des VCO einstellen und somit den Ausgangsstrom des Phasendetektors 102, um eine konstante Abstimmspannung aufrechtzuerhalten. Da die Spannung über dem Widerstand 422 die Differenz zwischen dieser konstanten Abstimmspannung und dem Ausgang des Verstärkers 426 ist, entsprechen Änderungen dieser Verstärkerausgangsstärke Änderungen der Phase. Die Beziehung zwischen den Kondensatorspannungsänderungen und der VCO-Ausgangsphase kann folgendermaßen ausgedrückt werden: δϕ(t) = –N*(I/Kϕ)*(δVc(t)/R1)wobei:
δϕ(t) = Änderung der VCO-Ausgangsphase in Radiant;
δV_c(t) = Änderung der Spannung des Kondensators C1; und
K_ϕ = Phasendetektorverstärkung in Ampere pro Radiant.
Die Entladung ist typischerweise linear, da sie durch einen konstanten Leckstrom aus dem Kondensator verursacht wird. Die Spannungsdrift ist daher: δVc(t) = –(Ileak/C)*twobei:
I_leak = den Kondensator verlassender Leckstrom.
Setzt man dies in die obige Gleichung ein, so ergibt sich: δϕ(t) = N*(I/Kϕ)*(Ileak/R1*C)*t.
Die Ableitung dieser Phasendrift ist eine konstante Frequenzverschiebung: δω = N*(I/Kϕ)*(Ileak/R1*C)
Der Leckstrom muß daher gesteuert werden, um die Frequenzfehleranforderungen zu erfüllen.
Das Rauschen am Ausgang des Verstärkers 426 wird direkt in ein Phasenrauschen übersetzt, wobei dieselbe Gleichung wie für die obige Kondensatordrift gilt: ϕn(t) = –N*(I/Kϕ)*(Vn(t)/R1)
Ein verwendeter Operationsverstärker muß eine sorgfältig spezifizierte Rauschfunktion über kritische Frequenzbereiche aufweisen, um die spektralen Reinheitsanforderungen am Ausgang zu erfüllen.
Die Aspekte der PLL 400 bezüglich einer Modulation mit hoher Wiedergabetreue sind potentiell bei einem beliebigen frequenzsynthetisierten Untersystem anwendbar, welches direkte Modulationstechniken verwendet, einschließlich aller analoger und digitaler drahtloser Untersysteme. Die Gesichtspunkte der schnellen Abstimmung haben eine zusätzliche Anwendung bei beliebigen Untersystemen, welche direkte Modulationstechniken verwenden und für die eine schnelle Abstimmung erforderlich ist, wie Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex ("Time Division Multiple Access" (TDMA)) und Kanalsprung- oder Frequenzsprung-Streuspektrum ("Frequency Hopping Spectrum").
Eine Folge-Halte-Schaltung ("track and hold circuit") wird durch den Kondensator 424, den Verstärker 426 und die Schalter 414 und 416 zur Verfügung gestellt. Die Folge-Halte-Schaltung stellt einen sanften Übergang von einem PLL-Filter vom Typ II zu einem PLL-Filter vom Typ I zur Verfügung. Der PLL-Filter vom Typ II wird während der Frequenzerfassung wegen seiner Fähigkeiten bezüglich des Abstimmbereiches verwendet. Der Filter vom Typ I wird während des Folgemodus verwendet, um eine gute Widergabetreue aufrechtzuerhalten. In einem GSM-TDMA-System, bei dem die Datenbündel relativ kurz sind, wobei der Transceiver die Frequenz am Anfang von jedem Bündel erfaßt, um ein Herunterfahren der Leistung zwischen den Datenbündeln zu gestatten, ist der Kondensator klein (z.B. 0,01 μF), um eine rasche Erfassung zu erleichtern und die Halteperiode von etwa 1 Millisekunde bereitzustellen.
Ein vorteilhafter GSM-Sender kann daher erstellt werden, welcher einen Mehrfach-Akkumulator-PLL-Synthesizer enthält, der die erforderliche Gaussian-Minimum-Shift-Keying-Modulation (GMSK) für GSM-basierende Funktelefone erzeugt. Die PLL hat ein gut gedämpftes Ansprechverhalten mit einer Bandbreite im Bereich der Modulationsbandbreite, um die erwünschte Modulation mit minimaler Störung durchzuführen. Die PLL stellt ebenfalls die erwünschte Unterdrückung bei einem Offset von 400 kHz zur Verfügung, um das Rauschen in dem Senderband zu unterdrücken, wobei die Dämpfungsanforderung von –60 dBC der GSM-Spezifikation für die Ausgabe eines RF-Spektrums aufgrund der Modulation erfüllt wird.
Daher ist zu erkennen, daß eine verbesserte PLL zur Verfügung gestellt wird. Die PLL verwendet einen kleinen Kondensator, um einen Signalkanal rasch zu erfassen. Das Potential des Kondensators wird nach der Erfassung gehalten, wobei ein erwünschtes globales Rauschverhalten bereitgestellt wird.
Die in der vorstehenden Beschreibung, in der Zeichnung sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung wesentlich sein.

Claims

Phase Lock Loop (PLL) zur direkten Modulation mit einer Modulationsbandbreite, umfassend: – einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (114); – einen Teiler (118) mit einem ersten Teilereingang, der mit dem VCO gekoppelt ist, und einem zweiten Teilereingang um eine Divisorsequenz zu empfangen, die eine Modulation bewirkt; – einen Phasendetektor (102) mit einem ersten Detektoreingang, der mit dem Teiler gekoppelt ist, um eine Ausgabe desselben zu empfangen, und einem zweiten Detektoreingang, um eine Referenzeingabe zu empfangen; gekennzeichnet durch – eine Abstimmschaltung (106, 206, 306; 406), die mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt ist, wobei die Abstimmschaltung auf ein variables DC-Referenzpotential anspricht, so daß die PLL ein Frequenzansprechverhalten hat, das über die Modulationsbandbreite konstant ist, wobei die PLL während einem Folgemodus eine PLL vom Typ I ist, und wobei die Abstimmschaltung ein umschaltbares Tiefpassfilteransprechverhalten aufweist, um zu bewirken, dass die PLL während eines Erfassungsmodus als eine PLL vom Typ II arbeitet.
PLL zur direkten Modulation nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmschaltung mit einer Schaltung zur Erzeugung eines DC-Referenzpotentials gekoppelt ist, welche ein variables DC-Potential erzeugt, das mit einer Abstimmfrequenz der PLL assoziiert ist.
PLL zur direkten Modulation nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das variable DC-Referenzpotential durch das Abtasten eines Ausgangs des Phasendetektors während der Erfassung durch die PLL und durch das Halten eines abgetasteten Wertes nach der Erfassung erzeugt wird.
PLL zur direkten Modulation nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmschaltung ein erstes Schaltelement (414) aufweist, welches über einen Widerstand und einen Kondensator mit Erde verbunden ist, sowie ein zweites Schaltelement (416), welches mit einer Verbindung des Widerstandes und des Kondensators über einen Verstärker (426) verbunden ist.
Verfahren zum Betreiben einer PLL zur direkten digitalen Modulation mit einem Phasendetektor (102), einer Abstimmschaltung (106, 206, 306, 406), einem spannungsgesteu erten Oszillator und einem Frequenzteiler, wobei die direkte digitale Modulation an dem Frequenzteiler stattfindet, gekennzeichnet durch die Schritte – Betreiben der PLL als Filter vom Typ II während der Frequenzerfassung; und – Betreiben der PLL als Filter vom Typ I während des Folgemodus, um eine gute Modulations-Wiedergabetreue aufrechtzuerhalten.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Betreibens der PLL als Filter vom Typ II das Verbinden eines Kondensators zum Abtasten eines Ausgangs des Phasendetektors während der Erfassung enthält.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Betreibens der PLL als Filter vom Typ I das Halten einer Spannung an dem Kondensator während des Folgemodus enthält.
PLL mit: – einem Phasendetektor (102); – einer geschalteten Abstimmschaltung (406), die mit dem Phasendetektor gekoppelt ist, mit einem Kondensator, einem Widerstand, mindestens einem Schalter, und einem Steuerungseingang zum Empfang eines Steuerungssignals, wobei die geschaltete Abstimmschaltung entsprechend dem Steuerungssignal selektiv den mindestens einen Schalter steuert um den Kondensator und den Widerstand in Serie mit einem Ausgang des Phasendetektors zu verbinden, während einer Er fassung, um den Kondensator auf ein Erfassungspotential aufzuladen, und wobei die geschaltete Abstimmschaltung entsprechend dem Steuerungssignal selektiv den mindestens einen Schalter steuert um den Kondensator in einem Haltekreis auf dem Erfassungspotential zu halten, während eines Folgemodus; – einem Tiefpaßfilter (112), der mit der geschalteten Abstimmschaltung gekoppelt ist; – einem spannungsgesteuerten Oszillator (114), der mit dem Tiefpaßfilter gekoppelt ist; und – einem Frequenzteiler (438), der zwischen den spannungsgesteuerten Oszillator und den Phasendetektor geschaltet ist.
PLL nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die geschaltete Abstimmschaltung einen ersten Widerstand (422), einen zweiten Widerstand (428), einen Kondensator (424) und einen Verstärker (426) aufweist, wobei der Verstärker an einer Verbindung zwischen dem ersten Widerstand und dem Kondensator angeschlossen ist und einen Ausgang aufweist, der mit dem zweiten Widerstand verbunden ist, wobei der erste Widerstand und der zweite Widerstand selektiv mit dem Phasendetektor über jeweilige Schalter verbindbar sind.