DE69834416T2 - Spannungsgesteuerter Zweiband-Oszillator - Google Patents

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Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen spannungsgesteuerte Oszillatoren, welche in Frequenzsynthesizern in Kommunikationseinrichtungen eingesetzt werden, und insbesondere einen spannungsgesteuerten Zweiband-Oszillator.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Zuordnungen neuer Frequenzspektren für die persönliche Kommunikation haben einen Bedarf an tragbaren Telefonen geschaffen, die sowohl in dem bestehenden 900 MHz Frequenzband als auch in dem neu zugeordneten 1.8 GHz Frequenzband arbeiten. Daher sind lokale Oszillatoren für diese tragbaren Zweibandtelephone erforderlich, damit diese in zwei weit voneinander getrennten Frequenzbereichen arbeiten können.
  • Zweibandvorrichtungen des Standes der Technik wiesen Folgendes auf: vollständig separate lokale Oszillatoren mit Kombinations netzen, lokale Oszillatoren mit Frequenzverdopplern oder Frequenzverdreifachern zur Multiplikation der Frequenz, PIN-Photodioden oder andere ähnliche Funkfrequenz-Schalteinrichtungen, und extreme Breitband-Oszillatoren mit einem betriebsbereiten Frequenzbereich, der die zwei betreffenden Frequenzbänder abdeckt.
  • Der Nachteil der Verwendung vollständig separater lokaler Oszillatoren zusammen mit Kombinationsnetzen liegt darin, dass zwei vollständig separate Anordnungen von spannungsgesteuerten Oszillatorschaltungen zusätzlich zu der Kombinationsschaltkreisanordnung erforderlich sind. Dies erfordert die Verwendung von zwei Abstimmelementen, wie z.B. Varaktoren, wodurch die Kosten und die Größe des gesamten Schaltkreises erhöht werden.
  • Der Nachteil der Verwendung lokaler Oszillatoren mit Frequenzverdopplern oder -verdreifachern zur Multiplikation der Frequenz liegt darin, dass innere Störsignale immer im Ausgangssignal vorliegen. Diese inneren Störsignale müssen ausgefiltert werden, um eine Verschlechterung der Empfängerleistung oder Interferenzen mit anderen Funkdiensten zu vermeiden. Darüber hinaus nimmt die Anzahl der Bauteile bei Frequenzverdopplern und -verdreifachern erheblich zu und die gewünschten Ausgangsfrequenzen müssen mit diesen Vielfachen exakt übereinstimmen. Darüber hinaus nimmt Phasenrauschen bei einer Frequenzverdoppelung oder -verdreifachung zu.
  • Der Nachteil von PIN-Photodioden liegt darin, dass PIN-Photodioden einen großen Gleichstrom benötigen, um eine niedrige "Einschalt"-Impedanz zu erhalten, und wenn die PIN-Photodioden "ausgeschaltet" sind, können sie hohe Pegel oberwellenbezogener innerer Störsignale erzeugen. Des Weiteren verringern Tankkreise oder Leistungsschwingkreise mit ihren zugehörigen PIN-Photodioden die elektrische Ladung Q des Schaltkreises, wodurch der Wirkungsgrad verringert und größeres Phasenrauschen im Ausgangsschaltkreis verursacht wird.
  • Der Nachteil der Verwendung extremer Breitband-Oszillatoren liegt darin, dass Breitband-Oszillatoren notwendigerweise sehr empfindlich gegenüber einer Abstimmanzeige sind. Diese Empfindlichkeit macht den Oszillator anfälliger für Rauschen auf der Abstimmanzeigeleitung. Dementsprechend erfordert eine feinfühligere Abstimmung eine engere Kopplung an das Abstimmelement (Varaktor) des Oszillators, wodurch höhere Verluste in dem zugehörigen Tankkreis verursacht werden.
  • US-Patent 4,485,355 beschreibt einen Zweifrequenz-Oszillator.
  • Es besteht ein Bedarf an einem spannungsgesteuerten Oszillator, welcher unterschiedliche Frequenzen erzeugen kann, die nicht zwingenderweise Vielfache voneinander sind und welcher nur ein Abstimmelement verwendet. Darüber hinaus besteht ein Bedarf an einem spannungsgesteuerten Oszillator, der keine PIN-Photodioden erfordert und nicht empfindlich gegenüber Rauschen bei einer Abstimmanzeige ist. Es ist auch erwünscht, einen spannungsgesteuerten Oszillator zu schaffen, welcher eine gute Frequenzstabilität aufweist, innere Stör-Frequenzsignale auf ein Minimum reduziert, geringe Verluste und Stromsenken aufweist, und eine einfachere und daher kostengünstigere Schaltkreisanordnung benötigt.
  • Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Kurzbeschreibung der Erfindung anhand der Zeichnungen:
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Es zeigen:
  • 1 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ein vereinfachtes Schemadiagramm des spannungsgesteuerten Oszillators aus 1;
  • 3 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Oszillators;
  • 4 ein vereinfachtes Schemadiagramm einer bevorzugten Ausführungform eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 5 ein vereinfachtes Schemadiagramm des spannungsgesteuerten Oszillators von 4, welcher auf einem ersten Fre quenzband arbeitet;
  • 6 ein vereinfachtes Schemadiagramm des spannungsgesteuerten Oszillators von 4, welcher auf einem zweiten Frequenzband arbeitet;
  • 7 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Funkgeräts, in welches ein spannungsgesteuerter Zweifrequenz-Oszillator gemäß der vorliegenden Erfindung eingebaut ist;
  • 8 ein Blockdiagramm des Funkgeräts von 7;
  • 9 eine graphische Darstellung von Niedrigfrequenz-Phasen rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators von 2;
  • 10 eine graphische Darstellung eines Niedrigfrequenz-Aus gangsspektrums des spannungsgesteuerten Oszillators von 2;
  • 11 eine graphische Darstellung von Hochfrequenz-Phasenrau schen des spannungsgesteuerten Oszillators von 2; und
  • 12 eine graphische Darstellung eines Hochfrequenz-Ausgangs spektrums des spannungsgesteuerten Oszillators von 2.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
  • Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich um einen spannungsgesteuerten Multifrequenz-Oszillator mit zwei oder mehr, Betriebs-Frequenzmodi. Die Frequenzmodi können jede beliebige Frequenz aufweisen und sind nicht notwendigerweise Vielfache voneinander. Ein Betriebs-Frequenzband wird ausgewählt, indem eine Vorspannung auf einem oder mehreren aus einer Vielzahl von Transistor-/Rückkoppelungsblöcken, die als Negativwiderstandsgeneratoren in Oszillatorschleifen verwendet werden, verändert werden. Die Transistoren sind an ihren Kollektoren gemeinsam gleichstromgekoppelt. Ein Basisschaltkreis eines jeden Transistors ist mit einem einzelnen Abstimm-Resonanzschaltkreis gekoppelt. Vorzugsweise ist ein Abstimmelement, wie z.B. ein Varaktor, in dem Abstimmschaltkreis zur Bereitstellung einer FrequenzAbstimmung eingeschlossen.
  • Vorteilhafterweise stellt die vorliegende Erfindung eine Vielzahl von Frequenzen bereit, die nur ein Abstimmelement ohne jegliche PIN-Photodioden verwenden, welche Rauschprobleme verursachen können. Das einfache Design der vorliegenden Erfindung zeigt eine gute Frequenzstabilität mit einem Minimum an inneren Frequenz-Störsignalen. Darüber hinaus ist die einfache Konstruktion kostengünstiger und verbraucht weniger Strom im Vergleich zu Konstruktionen des Standes der Technik.
  • 1 zeigt eine erste erfindungsgemäße Ausführungsform, welche eine durchstimmbare Mehrband-Frequenzquelle wie beispielsweise einen spannungsgesteuerten Zweiband-Oszillator (VCO) mit zwei Frequenzbändern beschreibt. Die Frequenzquelle schließt einen Tankkreis 26 ein, der auf eine Abstimmspannung VTUNE anspricht. Der Tankkreis 26 weist einen Ausgang auf, der an beide Eingänge eines ersten und eines zweiten Negativwiderstandgenerators 32, 34 gekoppelt ist. Der erste Negativwiderstandgenerator 32 arbeitet bei einer ersten Frequenz und der zweite Negativwiderstand generator 34 arbeitet bei einer zweiten Frequenz. Die Ausgänge des ersten und zweiten Negativwiderstandgenerators, sind in zwei Eingängen eines Kombinationsschaltkreises 28 kombiniert. Ein Ausgang 36 des Kombinationsschaltkreises 28 stellt das Mehrband-Funkfrequenz Ausgangssignal des VCO bereit. Der Ausgang 36 wird anschließend als RF-Rückkopplungssignal oder Phasenregelsignal verwendet, wie beispielsweise in einer phasenstarren, einer frequenzstarren oder einer verzögerungsstarren Regelschleife. Vorzugsweise weist der Kombinationsschaltkreis 28 ein Ausgangs-Anpassungsnetz auf, dessen Impedanz mit den Ausgängen sowohl des ersten als auch des zweiten Negativwiderstandgenerators 32, 34 bei ihren jeweiligen ersten und zweiten Frequenzen übereinstimmt.
  • 2 zeigt ein vereinfachtes Schemadiagrmm der ersten Ausführungsform von 1, und weist einen ersten und einen zweiten Transistor (Q1 und Q2) 10, 12 auf, welche jeweils eine Basis 14 bzw. 16, einen Emitter 18 bzw. 20 und einen Kollektor 22 bzw. 24 aufweisen. Die Kollektoren 22, 24 der Transistoren 10, 12 sind gemeinsam wechselstrom- und gleichstromgekoppelt. Die erste und zweite Basis 14, 16 sind mit einem Resonanz-Tankkreis oder Leistungsschwingkreis 26 verbunden, der einen einzelnen Varaktor 30 einschließt, der mit einem ersten Induktor LR mitschwingt. Vorzugsweise handelt es sich bei dem Induktor LR um eine Streifenleitung (Übertragungsleitung). Wahlweise kann ein Kondensator CR mit dem Varaktor 30 parallel geschaltet werden, um eine gewünschte Abstimmempfindlichkeit bereitzustellen. Der Varaktor 30 spricht über einen Trennwiderstand R7 auf ein Abstimmsignal VTUNE an, wie es in 2 gezeigt ist. VTUNE stellt den Resonanz- oder Schwingkreis innerhalb seines vorbestimmten Betriebs-Frequenzbands ein. Dies ist besondern in Funkkommunikationsvorrichtungen nützlich, welche Frequenzsynthesizer verwenden, die Kanäle innerhalb eines Frequenzbands während des Betriebs wechseln.
  • Insbesondere weist die Konfiguration von 2 zwei Transistoren Q1 und Q2 mit gemeinsam angeschlossenen Kollektoren auf.
  • Eine Basis 16 des Transistors Q2 ist mit dem Tankkreis 26 über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C4. mit einem Wert von ungefähr 100 pf über Wechselstrom angeschlossen. Der Resonator enthält einen LC-Schaltkreis, eine abgestimmte Blindleitung oder vorzugsweise eine Streifenleitung. Der Resonator ist als Äquivalenz-LC-Netz, LR und CR gezeigt. Die tatsächlichen Komponentenwerte können variieren, solange das LC-Netz auf oder ungefähr auf dem gewünschten Frequenzband mitschwingt. Der Resonator weist zudem ein spannungsvariables Reaktanz- oder Blindwiderstandselement auf, wie beispielsweise einen Varaktor 30, der während des Betriebs des Oszillators zur Abstimmung des Resonators auf besondere Frequenzkanäle innerhalb des betriebsbereiten Frequenzbands verwendet wird. Der Varaktor 30 wird mit Hilfe eines Abstimmsignals VTUNE eingestellt, das mit dem Varaktor 30 über einen Trennwiderstand R7 oder alternativ eine Funkfrequenz- oder RF-Drossel gekoppelt ist. Der Varaktor 30 ist mit dem ersten Induktor LR in Reihe geschaltet. Der erste Induktor LR ist mit den Eingängen der Negativwiderstandgeneratoren 32, 34 kapazitiv gekoppelt. Die Basis des Transistors Q2 ist durch ein Widerstandstransistor-Vorspannungsnetz R1 und R2 konstant vorge- spannt. Eine Rückkopplungsschleife, welche einen Kondensator C2 aufweist, ist über die Basis und den Emitter von Q2 verbunden. Ein weiterer Kondensator C7 der Rückkopplungsschleife ist von der Emitterverbindung mit Masse verbunden. Der Widerstand R6 wird als Drossel für alle Frequenzen an die Stromversorgung verwendet und ist zwischen der Emitterverbindung und Masse angeschlossen.
  • Eine Basis 14 des Transistors Q1 ist durch einen Gleichstrom-Sperrkondensator C3 mit dem Tankkreis 26 wechselstromgekoppelt. Ein Rückkopplungskondensator C1 ist über die Basis 14 und den Emitter 18 von Q1 angeschlossen. Die Basis 14 des Transistors Q1 ist über ein Widerstandstransistor-Vorspannungsnetz R3 und R4 vorgespannt. Die Kollektoren 22, 24 von Q1 und Q2 sind gemeinsam gleichstom- und wechselstromgekoppelt und stellen ein einziges RF-Ausgangsssignal 36 über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C5 bereit. Es versteht sich, dass die tatsächlichen Werte der vor stehend genannten Komponenten gewählt werden können, um ein gewünschtes Frequenzband unterzubringen, indem im Stand der Technik bekannte Techniken eingesetzt werden.
  • Das betriebsbereite Frequenzband des spannungsgesteuerten Oszillators wird durch VENABLE1 und VENABLE2 bestimmt, welche ihre jeweiligen Vorspannungsnetzwerke R3/R4 bzw. R1/R2 und die jeweilige Basis-Vorspannungen der Transistoren steuern. Wenn VENABLE1 Q1 einschaltet (Q2 ist ausgeschaltet), dann wird der erste Negativwiderstandgenerator 32 an den Tankkreis 26 angeschlossen, wodurch ein RF-Ausgangssignal 36 bei einem ersten betriebsbereiten Frequenzband bewirkt wird. Wenn VENABLE2 Q2 einschaltet (Q1 ist ausgeschaltet), dann wird der zweite Negativwiderstandgenerator 34 mit dem Tankkreis 26 verbunden, wodurch ein RF-Ausgangssignal 36 bei einem zweiten betriebsbereiten Frequenzband bewirkt wird.
  • In der ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform sind die Kollektoren 22, 24 der Transistoren 10, 12, wie es in 2 gezeigt ist, elektrisch derart gemeinsam verbunden, dass ein einzelnes VCO-Funkfrequenz-Ausgangssignal 36 bereitgestellt wird, das in dem einen oder dem anderen der ersten und zweiten Frequenzbänder betriebsbereit ist. Die Abstimmanordnung weist das Varaktorelement 30 auf, das mit dem jeweiligen Negativwiderstandgenerator 32 bzw. 34 verbunden ist und mit Hilfe einer einzigen Abstimmsignal(VTUNE)-Eingabe eingestellt wird. Der gezeigte Oszillator weist eine Colpitts-Konfiguration auf. Dies ist jedoch keine Anforderung der Erfindung und der Oszillator kann auch andere Oszillatorkonfigurationen einschließlich, jedoch nicht ausschließlich Clapp-, Driscoll-, Butler-, Pierce- und Hartley-Oszillatoren aufweisen.
  • Die neue Konfiguration der Transistoren und des VCO können vorteilhafterweise breite Frequenzen erzeugen, ohne dass eine Breitbandoszillatorkonstruktion verwendet wird, sie arbeitet nur bei einer Frequenz gleichzeitig, um Strom zu sparen, sie erfordert keine vollständig separaten Oszillatorschaltkreise zum Erhalt unterschiedlicher Frequenzen, sie erfordert keine PIN-Photodioden, sie weist einen Schmalbandbetrieb innerhalb einer von zwei weit voneinder beabstandeten Frequenzbändern auf, sie ist weniger anfällig für Rauschen auf dem Abstimmsignal, sie zeigt eine gute Frequenzstabilität, sie weist eine auf ein Mindestmaß reduzierte Erzeugung einer inneren Störfrequenz auf, sie weist geringe Verluste und einen geringen Stromverbrauch auf, und sie verwendet eine einfachere und daher kostengünstigere Schaltkreisanordnung.
  • Wahlweise kann eine frequenzselektive Schaltkreisanordnung zwischen dem Ausgang des Tankkreises und den damit verbundenen Eingängen eines jeden Negativwiderstandgenerators gekoppelt werden, wie es in 3 gezeigt ist, um die Frequenzselektivität noch weiter zu verbessern. Insbesondere ist ein Niedrigfrequenz-Reihenresonanzkreis 38 zwischen dem Tankkreis 26 und dem ersten Negativwiderstandgenerator 32, der bei einer niedrigen Frequenz wie beispielsweise 900 MHz betriebsbereit ist, angeschlossen, und ein Hochfrequenz-Parallelresonanzkreis 34 ist zwischen dem Tankkreis 26 und dem zweiten Negativwiderstandgenerator 34 angeschlossen, welcher bei einer Hochfrequenz wie beispielsweise 1800 MHz betriebsbereit ist. Die Ausgangssignale von beiden Negativwiderstandgeneratoren sind mit dem Ausgang 36 über den Kombinationsschaltkreis 28 verbunden, wie es in den vorherigen Beispielen der Fall war. Alternativ kann die frequenzselektive Schaltkreisanordnung durch jeweilige Tiefpassfilter und Hochpassfilter, die mit der Niedrigfrequenz und der Hochfrequenz von Negativwiderstandgeneratoren verbunden sind, ersetzt oder erhöht werden.
  • 4 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator im Wesentlichen identisch zu dem der ersten Ausführungsform ist, wobei er jedoch einen zweiten Reiheninduktor einschließt, der zwischen dem ersten Reiheninduktor und dem ersten Negativwiderstandgenerator 32 angeschlossen ist. Vorzugsweise handelt es sich bei dem ersten und zweiten Reiheninduktor in dem Tankkreis um Über tragungsleitungen T1 und T2, wie gezeigt ist. Die Bezugszeichen und Bezeichnungen, die für die 1 und 2 verwendet wurden, entsprechen den Bezugszeichen und Bezeichnungen von 4, auf welche hierbei Bezug genommen wird. Die Übertragungsleitung T1 ersetzt den Induktor LR von 2, und die Übertragungsleitung T2 wurde in den Signalpfad zum Niedrigfrequenz-Negativwiderstandgenerator 32 gekoppelt. Die Negativwiderstandgeneratoren 32, 34 und Kombinationsschaltkreis 28 sowie Ausgang 36 sind identisch zu den vorstehend dargelegten Bauteilen.
  • Im Betrieb werden entweder der erste oder zweite (Niedrig- oder Hochfrequenz) Negativwiderstandgenerators 32, 34 aktiviert oder freigegeben, jedoch nicht beide. VENABLE1 wird zur Freigabe des Betriebs des Niedrigfrequenz-Negativwiderstandgenerator 32 verwendet und VENABLE2 wird zur Freigabe des Betriebs des Hochfrequenz-Negativwiderstandgenerators 34 verwendet. Wenn der erste (Niedrigfrequenz) Negativwiderstandgenerator 32 aktiviert oder freigegeben ist, erscheint der Äquivalenzschaltkreis gemäß 5, wo ein erste (niedrige.) Frequenz am RF-Ausgang 36 erzeugt wird, und eine parasitäre Kapazität 42 wird aufgrund der Verbindung mit dem inaktiven zweiten (Hochfrequenz) Negativwiderstandgenerator 34 in Nebenschluss zwischen den Übertragungsleitungen T1 und T2 angeschlossen. Wenn der zweite (Hochfrequenz) Negativwiderstandgenerator 34 aktiviert oder freigeben wird, erscheint der Äquivalenzschaltkreis wie in 6, wo eine zweite (hohe) Frequenz am RF-Ausgang 36 erzeugt wird, und eine parasitäre Kapazität 44 wird aufgrund der Verbindung mit dem inaktiven ersten (Niedrigfrequenz) Negativwiderstandgenerator 34 in Reihe mit der Übertragungsleitung T2 an Masse angeschlossen.
  • Insbesondere ist die Übertragungsleitung T2 so konstruiert, dass sie während des Hochfrequenzbetriebs über die parasitäre Kapazität 44 hinaus schwingt, wie es in 6 gezeigt ist. Die Übertragungsleitung T1 und der Varaktor sind dann derart konstruiert, dass sie unter Verwendung in der Technik bekannter Methoden auf der gewünschten hohen Frequenz, wie beispielsweise 1800 MHz, mitschwingen. In der Praxis weist der zweite Reiheninduktor (Übertragungsleitung T2) ungefähr λ/4 der Wellenlänge bei der zweiten Betriebsfrequenz (hoch) des zweiten Negativwiderstandgenerators auf, und ist in der Länge angepasst, um die parasitäre Kapazität 44 einzustellen. Die Übertragungsleitung T2 ist speziell für den Hochfrequenzbetrieb des VCO angepasst, da der Hochfrequenzbetrieb für die Belastung durch Kapazität am anfälligsten ist. Überraschenderweise weist die Übertragungsleitung T2 während des Niedrigfrequenzbetriebs, beispielsweise bei 900 MHz, eine äquivalente Länge von ungefähr λ/8 auf, und unterstützt zusammen mit der parasitären Kapazität 42 den resonanten Niedrigfrequenzmodus, wie es in 5 gezeigt ist. Des Weiteren ist es keine notwendige Bedingung in der vorliegenden Erfindung, dass die niedrigere Frequenz exakt die Hälfte der höheren Frequenz beträgt. Jedoch ist bevorzugt, dass das Verhältnis der Frequenzen relativ zueinander bei ungefähr 1:2 liegt.
  • Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen des spannungsgesteuerten Dualbetrieb-Oszillators weisen besondere Unterscheidungsmerkmale auf. Zunächst würde man erwarten, dass bei der gemeinsamen Verwendung eines Tankkreises bei unterschiedlichen Betriebs-Frequenzmodi entweder der eine Modus oder der andere Modus verwendet würde. Die vorliegende Erfindung vermeidet dieses Problem wie vorstehend gezeigt. Als Zweites würde die doppelte Bereitstellung des Tankkreises für die verschiedenen Negativwiderstandgeneratoren die elektrische Ladung Q des Schaltkreises unannehmbar verschlechtern. Die vorliegende Erfindung vermeidet dieses Problem. Drittens würde die Bereitstellung einer direkten oder geradlinigen Impedanzanpassung für jeden Betriebsmodus viele zusätzlichen Bauteile erfordern, was die vorliegende Erfindung vermeidet. Als Viertes verwendet die vorliegende Erfindung parasitäre Kapazitäten zum Vorteil, anstelle zu versuchen, alle parasitären Kapazitäten zu entfernen, was im Stand der Technik versucht wurde. Als Fünftes werden alle Dioden aus dem Schaltkreis entfernt, wodurch die elektrische Ladung Q und Phasenrauschen verbessert werden. Als Letztes wird ein Varaktor zur Abstimmung beider Bänder verwendet, wodurch Kosten und Abmessung reduziert werden.
  • 7 zeigt ein Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung 200, welche einen Frequenzsynthesizer 260 aufweist, welcher eine Mehrband-Frequenzquelle gemäß der vorliegenden Erfindung enthält. Die Kommunikationsvorrichtung kann ein Sender, ein Sender-Empfänger oder Transceiver oder ein Empfänger sein. In einer Ausführungsform weist die Kommunikationsvorrichtung 200 einen frequenzsynthetisierten Empfänger auf, der ein Ausgangssignal 230 an eine zugehörige Funk-Schaltkreisanordnung 250 liefert. Die Kommunikationsvorrichtung 200 weist. einen Empfänger 220 auf, der RF-Signale über eine Antenne 240 einer Konstruktion mit vorzugsweise Dualmodus empfängt. Der Empfänger 220 kann mit Hilfe des Reglers 210 in entweder digitalen oder analogen Kommunikationsanwendungen gesteuert werden. Ein Referenzoszillator 290 liefert ein Referenzoszillatorsignal 272 für den Synthesizer 260. Der Synthesizer 260 liefert ein lokales Empfänger-Oszillatorsig- nal 262, das mit Hilfe der Mehrband-Frequenzquelle der vorliegenden Erfindung gesteuert wird, an den Empfänger 220. Die Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle des Frequenzsynthesizers 260 ist bei mindestens zwei Frequenzbändern betriebsfähig, indem sie die Grundlagen der vorliegenden Erfindung verwendet, die von einem Band-Freigabesignal 280 vom Regler 210 gesteuert werden.
  • In einer weiteren Ausführungsform handelt es sich bei der Kommunikationsvorrichtung um einen Transceiver, wie beispielsweise in einem Zellular- oder Mobiltelefon. Der Frequenzsynthesizer stellt ein zusätzliches lokales Ozillatorsignal des Senders bereit, das von der Mehrband-Frequenzquelle gesteuert wird. Die abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle des Frequenzsynthesizers ist auf zwei Frequenzbändern betriebsfähig, wie vorstehend beschrieben worden ist. Der Sender und der Empfänger sind unter der Steuerung eines Reglers schaltbar mit der Antenne verbunden.
  • 8 zeigt das Funkgerät von 7, welches die Zweiband-Frequenzquelle der 1 bis 6 zur Ausgabe eines Signals verwendet. Das Funkgerät weist eine Antenne 240 auf, die mit dem Empfänger 220 gekoppelt ist, welcher ein Ausgangssignal 230 an die zugehörige Funk-Schaltkreisanordnung 250 liefert, wobei ein Referenzoszillator an einen durch ein Bandfreigabesignal 280 gesteuerten Zweiband-Frequenzsynthesizer gekoppelt ist und den VCO der vorliegenden Erfindung aufweist sowie den Empfänger 220 mit einem lokalen Ozsillatorsignal 262 speist.
  • Der Funkempfänger 220 weist ein Tracking- oder Nachlauf-Selektorfilter auf, das selektiv gewünschte Frequenzbänder weiterleitet; beispielsweise 900 MHz und 1.8 GHz. Der Selektor oder Vorwähler versorgt einen Breitband-RF-Verstärker mit einem Filtersignal. Vorzugsweise weist der Verstärker eine Konstruktion mit geringem Rauschen auf, welche beispielsweise Signale von 900 MHz und 1.8 GHz verstärken kann. Der Verstärker liefert ein verstärktes Signal an einen Mischer. Der Frequenzsynthesizer stellt eines von zwei Frequenzbandsignalen für den Mischer bereit. Das bereitgestellte Frequenzband spricht auf ein Band-Freigabe- oder Aktivierungssignal 280 an. Der Mischer liefert ein gemischtes Zwischenfrequenz- oder IF-Ausgangssignal 230 an die zugehörige Funk-Schaltkreisanordnung 250.
  • Die zugehörige Funk-Schaltkreisanordnung 250 kann beispielsweise ein Zwischenfrequenz- oder IF-Filter, einen Detektor, einen Tonfrequenzverstärker und einen Messumformer aufweisen. Das IF-Filter wählt das richtige IF-Ausgangssignal aus der Vielzahl von Frequenzprodukten aus, die vom Mischer erzeugt werden. Das richtige IF-Ausgangssignal wird in ein Tonsignal im Detektor umgewandelt, welches beispielsweise anschließend verstärkt und von einem Lautsprecher in ein Audio- oder Tonsignal umgewandelt wird.
  • Der Frequenzsynthesizer 260 schließt den erfindungsgemäßen VCO ein, der ein Rückkopplungssignal aus dem Lokaloszillatorsignal 262 an einen Phasendetektor über einen ersten Untersetzer liefert. Der Referenzoszillator 290 liefert zudem ein Referenzsignal an den Phasendetektor über einen zweiten Untersetzer. Der Phasendetektor stellt ein Korrektursignal für den VCO über ein Tiefpassfilter bereit, das Hochfrequenzfehler beseitigt. Das Korrektursignal ist proportional zu der Phasendifferenz zwischen Eingangssignalen in den Phasendetektor, der in der Technik als Phasenregelkreis bekannt ist. Die vorliegende Erfindung verwendet vorteilhafterweise einen Zweiband-VCO, ohne dass sie andere Komponenten des Phasenregelkreises verändert, um zwei sich stark voneinander unterscheidende Frequenzen bereitzustellen, die über einen schmalen Frequenzbereich Abstimmbar sind.
  • Beispiel
  • Mit Bezug auf die 2 und 4 wurde ein spannungsgesteuerter Zweiband-Oszillator mit Hewlett Packard MDSTM-Software ausgeführt, welche die folgenden kapazitiven und induktiven Elemente gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet. Es versteht sich jedoch, dass die gewählten Werte der Komponenten verändert werden können, um ein gewünschtes Frequenzband unterzubringen, indem in der Technik bekannte Methoden eingesetzt werden.
    R1 = 470 Ohm R2 = 3300 Ohm
    R3 = 1000 Ohm R4 = 3300 Ohm
    R5 = 10 Ohm R6 = 33 Ohm
    R7 = 10 kOhm
    C1 = 6.2 pf C2 = 10 pf
    C3 = 22 pf C4 = 100 pf
    C5 = 100 pf C6 = 6.8 pf
    C7 = 12 pf CR = 2 pf
    • Q1 und Q2 – Motorola MRF571
    • T1 = eine Streifenleitung, die zur Lieferung eines Ausgangssignals von 900 MHz ausgelegt ist, oder gleich ungefähr 5.9 nH ist.
    • T2 = eine Streifenleitung, die zur Lieferung eines Ausgangssignals von 1.8 GHz ausgelegt ist, oder gleich ungefähr 2.4 nH ist.
  • Für diese Konfiguration werden VENABLE1 und VENABLE2 zwischen Masse (niedrig) und der Versorgungsspannung VSUPLLY (hoch) geschaltet. Wenn VENABLE1 niedrig gehalten wurde und VENABLE2 hoch gehalten wurde, wurde ein Frequenzsignal von ungefähr 1.8 GHz aus einem RF-Ausgangssignal 36 erhalten. Die resultierende graphische Aufzeichnung des Phasenrauschens ist in 9 gezeigt und das Ausgangsspektrum ist in 10 dargestellt. Wenn VENABLE1 hoch gehalten wurde und VENABLE2 niedrig gehalten wurde, wurde ein Frequenzsignal von ungefähr 900 MHz aus einem RF-Ausgangssignal 36 erhalten. Die resultierende graphische Aufzeichnung des Phasenrauschens ist in 11 gezeigt und das Ausgangsspektrum ist in 12 dargestellt.
  • Obwohl verschiedene Ausführungsformen der Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, versteht es sich, dass unterschiedliche Modifikationen und Austausche, sowie Neuanordnungen und Kombinationen der vorstehenden Ausführungformen von Fachleuten in der Technik vorgenommen werden können; ohne den breiten Schutzumfang dieser Erfindung zu verlassen.

Claims (8)

  1. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle, die Folgendes aufweist: einen Leistungsschwingkreis oder Tankkreis (26) mit einem Ausgang; einen ersten Negativwiderstandgenerator (32), der bei einer ersten Frequenz betriebsbereit ist und einen Eingang und einen Ausgang aufweist, und einen zweiten Negativwiderstandgenerator (34), der bei einer zweiten Frequenz betriebsbereit ist und einen Eingang und einen Ausgang aufweist, wobei der Ausgang des Leistungsschwingkreises (26) mit den Eingängen der Negativwiderstandgeneratoren (32, 34) gekoppelt ist; und einen Kombinierschaltkreis (28) mit einem ersten und zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei der erste und zweite Eingang des Kombinierschaltkreises (28) mit den jeweiligen Ausgängen des ersten und zweiten Negativwiderstandgenerators (32, 34) gekoppelt sind, wobei die Frequenzquelle dadurch gekennzeichnet ist, dass: der Leistungsschwingkreis (26) auf eine Abstimmspannung anspricht; wobei jeder Negativwiderstandgenerator (32, 34) einen Transistor (10, 12) mit einer Rückkoppelungsschleife und einem Transistor-Vorspannungsnetz aufweist, wobei der Transistor (10, 12) mit Hilfe eines zugehörigen Steuersignals, das an das Vorspannungsnetz angelegt wird, betriebsbereit ein- und ausgeschaltet wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsschwingkreis (26) einen Varaktor (30) aufweist, der mit einem ersten seriellen Induktor gekoppelt ist, wobei der erste serielle Induktor kapazitiv mit den Eingängen der Negativwiderstandgeneratoren (32, 34) gekoppelt ist, und der Varaktor (30) eine wechselnde Kapazität ansprechend auf die Abstimmspannung bereitstellt, so dass die betriebsbereiten Frequenzen der Negativwiderstandgeneratoren (32, 34) Abstimmbar sind.
  2. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsschwingkreis (26) einen einzelnen Varaktor (30) aufweist, der sowohl die erste als auch die zweite Frequenz abstimmt.
  3. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsschwingkreis (26) einen zweiten seriellen Induktor aufweist, der zwischen dem ersten seriellen Induktor und dem Eingang des ersten Negativwiderstandgenerators (32) gekoppelt ist.
  4. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite serielle Induktor eine Übertragungsleitung mit einer Wellenlänge von in etwa einem Viertel der zweiten Frequenz des zweiten Negativwiderstandgenerators (34) ist.
  5. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenn der erste Negativwiderstandgenerator (32) ausgeschaltet und der zweite Negativwiderstandgenerator (34) eingeschaltet ist, so dass die Frequenzquelle bei einer höheren zweiten Frequenz betrieben wird, eine mit dem zweiten seriellen Induktor in Reihe geschaltete parasitäre Kapazität aufgrund der Rückkopplungsschleife des ersten Negativwiderstandgenerators (32) durch den zweiten seriellen, Induktor, der bei der zweiten Frequenz in etwa eine Viertel Wellenlänge aufweist, verstimmt wird, so dass der Leistungsschwingkreis (26) den zweiten Negativwiderstandgenerator (34) im Wesentlichen nur mit dem Nebenschluss-Varaktor (30) und dem ersten seriellen Induktor mitschwingen lässt; und wenn der zweite Negativwiderstandgenerator (34) ausgeschaltet und der erste Negativwiderstandgenerator (32) eingeschaltet ist, so dass die Frequenzquelle bei einer niedrigeren ersten Frequenz betrieben wird, eine mit dem zweiten seriellen Induktor in Nebenschluss geschaltete parasitäre Kapazität auf grund der Rückkopplungsschleife des zweiten Negativwiderstandgenerators (34), wobei der zweite serielle Induktor in etwa eine Achtel Wellenlänge bei der ersten Frequenz aufweist, in dem Leistungsschwingkreis (26) eingesetzt wird, um den ersten Negativwiderstandgenerator (32) mit dem Nebenschlussvaraktor (30), dem ersten, seriellen Induktor, der parasitären Nebenschlusskapazität und dem zweiten Serieninduktor mitschwingen zu lassen.
  6. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Frequenzfilterkreis (38, 40) zwischen dem Ausgang des Leistungsschwingkreises (26) und dem zugehörigen Eingang des jeweiligen Negativwiderstandgenerator (32, 34) angeschlossen ist.
  7. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzfilterkreis (38), der an einen Negativwiderstandgenerator (32) mit niedrigerer Frequenz angeschlossen ist, ein serieller Resonanzkreis bei der niedrigeren Frequenz ist, und der Frequenzfilterkreis (40), der an den Negativwiderstandgenerator (34) mit höherer Frequenz angeschlossen ist, ein paralleler Resonanzkreis bei einer höheren Frequenz ist.
  8. Abstimmbare Mehrband-Frequenzquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Kombinierschaltkreis (28) ein Ausgangs-Anpassungsnetzwerk aufweist, dessen Impedanz sich den Ausgängen sowohl des ersten als auch des zweiten Negativwiderstandgenerators (32, 34) bei ihren jeweiligen ersten und zweiten Frequenzen anpasst.
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