DE3931513A1

DE3931513A1 - Phasenregelschleife fuer die direktmodulation

Info

Publication number: DE3931513A1
Application number: DE3931513A
Authority: DE
Inventors: Hideo Izumi
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 1988-09-22
Filing date: 1989-09-21
Publication date: 1990-04-05
Also published as: US4952888A; JPH0246417U; DE3931513C2; JP2508180Y2

Description

Die Erfindung betrifft eine Phasenregelschleife (PLL- Schaltung) für die Direktmodulation, beispielsweise für die Direktmodulation in dem Sender eines Funk telefons.

In Sendern mobiler Nachrichtenanlagen werden häufig Normalfrequenzgeneratoren mit einer Phasenregel schleife zum Erzeugen der Trägerwelle eingesetzt. Zur Modulation wurden bislang Systeme verwendet, in denen ein Ausgangssignal eines durch die Phasenregel schleife gebildeten Bezugsfrequenz-Generators frequenz moduliert wird, derzeit jedoch werden Systeme mit Direktmodulation eingesetzt, in denen die Phasen regelschleife einer Frequenzmodulation unterzogen wird. Der Grund hierfür liegt darin, daß Systeme für die Direktmodulation einfach entworfen werden können und entsprechende Kostenvorteile bieten.

Fig. 5 zeigt Form eines Blockdiagramms einen Normal frequenzgenerator des oben angegebenen Typs. Ein PLL-IC (z. B. vom Typ MB87001A der Fa. Fujitsu) 1 setzt sich zusammen aus einem programmierbaren Frequenz teiler, einem Phasenvergleicher und weiteren Teilen.

Das PLL-IC 1 ist derart ausgelegt, daß seinem program mierbaren Frequenzteiler Daten zugeführt werden, die ein Frequenzteilungsverhältnis festlegen. Die Eingänge des Phasenvergleichers empfangen ein Ausgangssignal (mit der Frequenz t) des erwähnten programmier baren Frequenzteilers und ein Schwingungs-Ausgangs signal (Bezugsfrequenz f _r) von einem Oszillator 2. Das PLL-IC ist so ausgelegt, daß drei Bedingungen erzielt werden: Zunächst bringt es seinen Ausgang Tank auf hohe Impedanz und den Ausgang Sink auf den Pegel "L", falls f _P=f _r; zweitens bringt es beide Ausgänge Tank und Sink auf den Pegel "L", wenn f _r < f _p; und drittens bringt es den Ausgang Tank auf hohe Impedanz und den Ausgang Sink auf den Pegel "H", wenn f _r < f _p. Ein Ladungspumpver stärker 3 dient zum Verkürzen der Lade- und Entlade zeiten für die in einem Tiefpaßfilter 4 enthaltenen Kondensatoren, um dadurch die Einrastzeit der PLL-Schaltung zu verkürzen. Der Ladungspumpverstärker 3 setzt sich zusammen aus Transistoren Q 1 und Q 2, deren Emitterwiderständen R 1 und R 2 sowie Widerständen R 3 und R 4, die zwischen Basis und Emitter des je weiligen Transistors liegen. Die Basen der Transistoren Q 1 und Q 2 sind über Widerstände R 5 bzw. R 6 mit den Ausgängen Tank und Sink verbunden, während der gemeinsame Kollektor der Transistoren Q 1 und Q 2 mit dem Eingang des Tiefpaßfilters 4 verbunden ist. Das Tiefpaßfilter 4 besteht aus Widerständen R 7 und R 8, die in Reihe zwischen Eingang und Ausgang liegen, einer zwischen Ausgang und Masse liegenden Kapazität C 2 und einem Widerstand R 9 sowie einer Kapazität C 1, die in Reihe zwischen dem Verbindungsknoten der Widerstände R 7 und R 8 und Schaltungsmasse liegen. Ein spannungsge steuerter Oszillator (VCO) 5 empfängt eine Ausgangs spannung vom Tiefpaßfilter 4 an seinem Frequenz steueranschluß. Der VCO 5 ist derart ausgelegt, daß sein Ausgangssignal von einem Signal MOD moduliert wird. Das Ausgangssignal des VCO 5 wird in der Frequenz durch einen Prescaler 6 geteilt und wird an den Eingang des programmierbaren Frequenzteilers des PLL-ICs 1 gelegt.

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung ist derart ausge legt, daß, wenn f _r < f _p, beide Ausgänge Tank und Sink des PLL-ICs auf den Pegel "L" gehen. Der Transistor Q 1 wird eingeschaltet, und der Transistor Q 2 wird ausgeschaltet, so daß die Kapazität des C 1 und C 2 aufgeladen werden. Demzufolge steigt die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 4 an, und die Aus gangsfrequenz des VCO 5 erhöht sich, und somit steigt die Frequenz f _p auf einen Wert in der Nähe von f _r an. Wenn f _r < f _p, nimmt der Ausgang Tank hohe Impedanz an, während der Ausgangsanschluß Sink den Pegel "H" annimmt, und der Transistor Q 1 wird ausgeschaltet, während der Transistor Q 2 eingeschaltet wird, wodurch die Kondensatoren C 1 und C 2 entladen werden. Als Folge davon sinkt die Aus gangsspannung des Tiefpaßfilters 4 ab, die Ausgangs frequenz des VCO 5 verringert sich, so daß die Frequenz f _p auf einen Wert in der Nähe von f _r gelangt. Wenn f _p=f _r, nimmt der Ausgang Tank des PLL-IC 1 hohe Impedanz an, der Ausgang Sink geht auf den Pegel "L", und folglich werden beide Transistoren Q 1 und Q 2 ausgeschaltet. Als Folge werden die Kondensatoren C 1 und C 2 weder aufgeladen, noch entladen, die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 4 bleibt unverändert. Damit bleibt die Ausgangsfrequenz des VCO 5 unverändert, und es wird die Bedingung f _p=f _r aufrechterhalten.

In der geschilderten Weise funktioniert innerhalb des Ansprechbereichs der PLL-Schaltung die Schaltung stets derart, daß die Bedingung f _p=f _r er reicht wird.

Aus der obigen Beschreibung ergibt sich, daß die Schaltung stets so funktioniert, daß die Bedingung f _p=f _r innerhalb des Ansprechbereichs der Phasen regelschleife erfüllt ist, und damit existiert außer halb des Ansprechbereichs ein Frequenzbereich des Signals MOD, bei dem eine Modifikation möglich ist. Demzufolge kennzeichnet ein in Fig. 6 dargestellter Phasenfehlenverlauf die Bedingung für die Modulation. Die Frequenz f _o in Fig. 6 ist die Eigenresonanz frequenz der PLL-Schaltung (im allgemeinen 300 bis 600 Hz). Wie aus Fig. 6 hervorgeht, ist der Frequenz bereich, in welchem eine gute Modulation erreicht wird, der Bereich oberhalb der Eigenresonanzfrequenz f _o (die durch den Pfeil kenntlich gemachte Zone). In dem Bereich unterhalb der Eigenresonanzfrequenz folgt die PLL-Schaltung den durch die Frequenz modulation erzeugten Frequenzschwankungen und unter drückt sie, so daß eine gute Modulation nicht er reichbar ist. In diesem Fall beträgt die Eigen resonanzfrequenz f _o 300 bis 600 Hz, während der Frequenzbereich für das Signal MOD, wenn es sich um ein Sprachsignal für ein Funktelefon oder der gleichen handelt, im sogenannten Audioband zwischen 300 Hz und 3 kHz liegt. Folglich wird bei niedrigeren Frequenzen des Signals MOD keine flache Modulations kennlinie erreicht, so daß die Sprachsignale und dergleichen nicht exakt gesendet werden. Die ideale Kennlinie des Phasenvergleichers innerhalb des PLL-IC hat den in Fig. 7 durch eine ausgezogene Linie dargestellten Verlauf. Die reale Kennlinie ist in Fig. 7 durch gestrichelte Linien angedeutet, sie beruht auf Unregelmäßigkeiten bei der Herstellung der Halbleiter-Bauelemente. Es existiert also eine tote Zone um die Einrastfrequenz f _o herum. Folglich besteht das Problem, daß man kein Ansprechen auf Störungen mit niedriger Frequenzkomponente er hält, z. B. auf die Welligkeit der Stromversorgung. In jüngerer Zeit wurden spezielle Schaltungsentwürfe entwickelt, um die tote Zone zu vermeiden und damit das Ansprechen auf externes Störungsrauschen zu verbessern. Dies ist in Fig. 8 dargestellt. Beseitigt man jedoch die tote Zone des Phasenvergleichers, so erhöht sich die Eigenresonanzfrequenz f _o der PLL- Schaltung. Als Folge davon wird die Modulations kennlinie bei höheren Frequenzen im Audio-Frequenz bereich schlechter als vorher.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Phasenregel schleife für die Direktmodulation mit flacher Modulationskennlinie im Audio-Frequenzbereich zu schaffen.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die erfindungsgemäße Phasenregelschleife enthält:
Einen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Schwingungsfrequenz durch eine Ausgangsspannung eines Tiefpaßfilters gesteuert wird und weiterhin von einem Signal moduliert wird;
einen programmierbaren Frequenzteiler, dem ein Ausgangs signal des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt wird, oder der ein frequenzgeteiltes Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators empfängt, und
einen Phasenvergleicher, der eine Ausgangsfrequenz f _p des programmierbaren Frequenzteilers vergleicht mit einer Bezugsfrequenz f _r. Der Phasenvergleicher liefert Signale, die kennzeichnend sind für drei Bedingungen, abhängig vom Vergleichsergebnis:
ein erster Transistor wird von einem Ausgangssignal des Phasenvergleichers eingeschaltet, welches der Be dingung f _r < f _p entspricht, um einen Kondensator in dem Tiefpaßfilter aufzuladen;
ein zweiter Transistor wird von einem Ausgangssignal des Phasenvergleichers eingeschaltet, welches der Be dingung f _r < f _p entspricht, um einen Entlade weg für den Kondensator in dem Tiefpaßfilter zu bilden; und
eine Verzögerungseinrichtung zum Verzögern des Zeit punkts, bei welchem der erste Transistor öffnet. Der Zeitpunkt des Öffnens des ersten Transistors wird von einer Verzögerungseinrichtung verzögert, und die Eigenresonanzfrequenz der Phasenregelschleife wird gesenkt.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungs form einer erfindungsgemäßen Phasenregel schleife,

Fig. 2 eine Kurve, die eine Modulationskenn linie für dieses Ausführungsbeispiel ver anschaulicht,

Fig. 3 und 4 Schaltungsdiagramme von abgewandelten Ausführungsbeispielen der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm einer bereits konzipierten PLL-Schaltung für die Direkt modulation,

Fig. 6 eine Kurve, die einen Phasenfehlergang der herkömmlichen Schaltung veran schaulicht, und

Fig. 7 und 8 Kennlinien von Phasenvergleichern

Die im folgenden beschriebene Ausführungsform nach Fig. 1 weicht von der oben erläuterten, bereits konzipierten Schaltung nach Fig. 5 insoweit ab, als zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Q 1 erfindungsgemäß eine Kapazität C eingefügt ist.

Im folgenden soll die Arbeitsweise der Schaltung mit dieser eingefügten Kapazität erläutert werden.

Bei f _r < f _p nimmt der Ausgangsanschluß Tank des PLL-IC 1 den Pegel "L" an. Demzufolge fließt ein Strom durch den Widerstand R 1, die Kapazität C und den Widerstand R 5. Zu dieser Zeit wird die Kapazität leitend, und der Emitter und die Basis des Transistors Q 1 nehmen gleiches Potential an. Der Transistor Q 1 wird nicht eingeschaltet, und die Kapazitäten C 1 und C 2 innerhalb des Tiefpaßfilters werden nicht aufge laden. Die PLL-Schaltung arbeitet nicht als Phasen regelschleife im Nachlaufbetrieb. Wenn die Kapazität C nach und nach aufgeladen wird, wird zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Q 1 eine Potentialdifferenz erzeugt, und der Transistor Q 1 wird eingeschaltet. Als Folge davon werden die Kapazitäten C 1 und C 2 in dem Tiefpaßfilter 4 aufge laden, wodurch die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 4 ansteigt. Die Ausgangsfrequenz des spannungsge steuerten Oszillators 5 steigt an, mit der Folge, daß die PLL-Einschaltung einrastet und zu der Bedingung f _p=f _r führt. Durch die eingefügte Kapazität C wird die Zeit, welche die PLL-Schaltung zum Einrasten während f _r < f _p braucht, geringfügig verzögert. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht diese geringe Zeitverzögerung der Nähe der Eigenresonanz frequenz f _o. Folglich wird die PLL-Schaltung in der Nähe der Eigenresonanzfrequenz f _o tot, und der Frequenzbereich, innerhalb dessen die PLL-Schaltung ihren Nachlaufbetrieb durchführen kann, ist be schränkt auf den Frequenzbereich unterhalb der Eigen resonanzfrequenz f _o. In anderen Worten: die Kapazitat C senkt die Eigenresonanzfrequenz f _o, und selbst wenn als Folge der Modulation die Bedingung f _r < f _p gegeben ist, spricht die PLL-Schaltung nicht in der Nähe von f _o an.

Fig. 2 zeigt den Phasenfehlerverlauf für das vor liegende Ausführungsbeispiel. Die Kurve a in der Fig. 2 ist die Kennlinie für die Ausführungsform, bei der die Kapazität C vorhanden ist, während die Kurve b die Kennlinie für den Fall ohne die Kapazität C ist. Wie aus der Skizze ersichtlich ist, besitzt die Kenn linie für den Fall ohne die Kapazität C einen großen welligen Abschnitt im Signalfrequenzband (300 Hz- 3 kHz), im Fall mit Kapazität C jedoch ist eine flache Kennlinie auch im Signalbereich von 300 Hz- 3 kHz vorhanden.

Fig. 3 und 4 sind Schaltungsdiagramme von abge wandelten Ausführungsformen. In der Schaltung nach Fig. 3 ist die Kapazität C zwischen die Basis des Transistors Q 1 und den Spannungsversorgungsanschluß eingefügt, und in der Schaltung nach Fig. 4 ist die Kapazität C zwischen die Basis des Transistors Q 1 und Schaltungsmasse eingefügt. In der Schaltung nach Fig. 3 ist unmittelbar, nachdem der Ausgang Tank des PLL-IC 1 den Pegel "L" erreicht hat, die Kapazität C leitend, und die Basis des Transistors Q 1 wird auf das gleiche Potential gebracht, wie die Spannungs quelle. Folglich schaltet der Transistor Q 1 nach einer geringfügigen Zeitverzögerung ein. In der Schaltung nach Fig. 4 wird die Kapazität C aufgeladen, bevor der Ausgang Tank den Pegel "L" erreicht, und unmittelbar, nachdem der Ausgang Tank den Pegel "L" erreicht hat, beginnt die Kazapität C, sich zu entladen. Die Basis des Transistors Q 1 ist auf den gleichen Potential wie die Spannungsquelle, so daß eine geringfügige Verzögerungszeitspanne erzeugt wird, bevor der Transistor Q 1 eingeschaltet wird.

Somit wird bei jeder Ausführungsform eine geringfügige Verzögerungszeitspanne gebildet, bevor der Transistor Q 1 eingeschaltet wird.

Die Verzögerung beim Einrasten der PLL-Schaltung bei jedem der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele ist gering. Im Vergleich zu der Verzögerung bei Erhöhung der Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 4 zum Senken der Eigenresonanzfrequenz ist die Verzögerung beim Ein rasten der Schaltung praktisch vernachlässigbar. Die beschriebenen Ausführungsformen gestatten ein Senken der Eigenresonanzfrequenz f _o, während bezüglich der Einrastzeit praktisch keine Änderung verursacht wird.

Es ist also möglich, die Eigenresonanzfrequenz einer Phasenregelschleife zu senken und damit die Modulations kennlinie im Bereich des Modulationssignals abzuflachen.

Claims

1. Phasenregelschleife für die Direktmodulation, umfassend:
eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung (5) mit einem Eingangsanschluß, der ein Modulationssignal (MOD) empfängt,
einen Steueranschluß, der eine Steuerspannung zum Steuern der Schwingungsfrequenz der Schaltung empfängt, und
einen Ausgangsanschluß, der ein Ausgangssignal abgibt;
einen programmierbaren Frequenzteiler mit einem Eingangs anschluß, der Ausgangssignale von dem spannungsge steuerten Oszillator (5) empfängt, wobei der Frequenz teiler eine Schaltungseinrichtung enthält, die Ausgangssignale von dem spannungsgesteuerten Oszillator empfängt und an einem Ausgangsanschluß ein Signal mit einer Frequenz f _p abgibt;
eine Einrichtung (6), die den Ausgangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators (5) mit dem Eingangs anschluß des programmierbaren Frequenzteilers ver bindet;
eine Bezugsfrequenz-Oszillatorschaltung (2), die an einem Ausgangsanschluß ein Signal mit einer Frequenz f _r liefert;
eine Tiefpaßfilterschaltung (4), die eine Kondensator einrichtung (C 1, C 2) zum Speichern einer elektrischen Ladung enthält, wobei die Filterschaltung einen an die Kondensatoreinrichtung gekoppelten Eingangsanschluß aufweist, der einen Lade- und Entladeweg für den Kondensator bildet, sowie einen Ausgangsanschluß auf weist, der mit der Kondensatoreinrichtung gekoppelt ist und an dem ein elektrisches Potential bereitge stellt wird,
eine Einrichtung, die den Ausgangsanschluß der Tief paßfilterschaltung (4) mit dem Steueranschluß der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (5) verbindet;
einen Stromversorgungsanschluß und einen Masseanschluß, zwischen denen eine bestimmte elektrische Potential differenz vorhanden ist;
einen ersten und einen zweiten Transistor (Q 1, Q 2), jeweils mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, die die Enden eines Haupt-Leitungspfades bilden, und einem Steueranschluß, dessen relatives Potential bezüglich des ersten Anschlusses den Leitungszustand des Transistors festlegt;
eine Einrichtung, die den ersten Anschluß des ersten Transistors (Q 1) mit dem Spannungsversorgungsanschluß (B) verbindet;
eine Einrichtung, die den zweiten Anschluß des ersten Transistors (Q 1) mit dem Eingangsanschluß der Tief paßfilterschaltung (4) verbindet;
eine Einrichtung, die den ersten Anschluß des zweiten Transistors (Q 2) mit dem Masseanschluß verbindet;
eine Einrichtung, die den zweiten Anschluß des zweiten Transistors (Q 2) mit dem Eingangsanschluß der Tiefpaß filterschaltung (4) verbindet;
eine Phasenvergleicherschaltung mit einem ersten Eingangsanschluß, der an den Ausgangsanschluß des programmierbaren Frequenzteilers angeschlossen ist, um von diesem Ausgangssignale zu empfangen, mit einem zweiten Eingangsanschluß, der an den Ausgangsanschluß der Bezugsfrequenz-Oszillatorschaltung (2) angeschlossen ist, um von dieser Bezugsfrequenzsignale zu empfangen, wobei die Phasenvergleicherschaltung mit einem ersten Ausgangsanschluß an den Steueranschluß des ersten Transistors (Q 1), mit einem zweiten Ausgangsanschluß an den Steueranschluß des zweiten Transistors (Q 2) angeschlossen ist, und wobei der Phasenvergleicher eine Schaltungseinrichtung enthält, die die Frequenz f _p der von der programmierbaren Frequenzteiler schaltung empfangenen Signale mit der Frequenz f _r der von der Bezugsfrequenz-Oszillatorschaltung empfangenen Signale vergleicht, um, wenn die Be dingung f _r < f _p gegeben ist, an dem ersten Ausgang des Phasenvergleichers ein Signal zu liefern, welches den ersten Transistors leitend macht und damit die Kondensatoreinrichtung in der Tiefpaß filterschaltung (4) auflädt, während dann, wenn die Bedingung f _r < f _p gilt, am zweiten Ausgangs anschluß der Phasenvergleicherschaltung ein Signal geliefert wird, welches den zweiten Transistor leitend macht und dadurch einen Entladungsweg für die Kondensatoreinrichtung in dem Tiefpaßfilter schafft; und
eine Verzögerungsschaltungseinrichtung (C), die an den ersten Transistor angeschlossen ist, um eine Zeitverzögerung beim Beginn des Leitens des ersten Transistors zu erreichen.

2. Phasenregelschleife nach Anspruch 1, bei der der erste und der zweite Transistor (Q 1, Q 2) Bipolartransistoren sind, jeweils mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, von denen der Emitter den ersten Anschluß, der Kollektor den zweiten Anschluß und die Basis den Steueranschluß bilden.

3. Phasenregelschleife nach Anspruch 2, bei der die Verzögerungsschaltungseinrichtung einen Kondensator (C) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß enthält, die Phasenregelschleife weiterhin eine Einrichtung aufweist zum Verbinden des ersten Anschlusses des Kondensators mit der Basis des ersten Transistors, sowie eine Einrichtung besitzt zum Verbinden des zweiten Anschlusses des Kondensators mit dem Emitter des ersten Transistors (Q 1).

4. Phasenregelschleife nach Anspruch 2, bei der die Verzögerungsschaltungseinrichtung eine Kapazität (C) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß aufweist, und die Phasenregelschleife weiter hin eine Einrichtung zum Verbinden des ersten An schlusses des Kondensators mit der Basis des ersten Transistors und eine Einrichtung zum Verbinden des zweiten Anschlusses des Kondensators mit dem Spannungs versorgungsanschluß (B) aufweist.

5. Phasenregelschleife nach Anspruch 2, bei der die Verzögerungsschaltungseinrichtung eine Kapazität (C) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß aufweist, und die Phasenregelschleife weiterhin eine Einrichtung zum Verbinden des ersten Anschlusses der Kapazität (C) mit der Basis des ersten Transistors (Q 1) und eine Einrichtung zum Verbinden des zweiten Anschlusses der Kapazität mit dem Masseanschluß auf weist.

6. Phasenregelschleife nach Anspruch 1, bei der die Einrichtung, welche den Ausgangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators (5) mit dem Ein gangsanschluß des programmierbaren Frequenzteilers verbindet, eine Schaltungseinrichtung enthält, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator empfangene Signale in der Frequenz teilt und in der Frequenz geteilte Signale an den programmierbaren Frequenz teiler liefert.