JP2731815B2 - モータ制御方法 - Google Patents
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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- Control Of Position Or Direction (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、モータの回転角度位置又はモータに連結さ
れた移動物体の位置を正確に決定することができるモー
タ制御方法に関するものである。
れた移動物体の位置を正確に決定することができるモー
タ制御方法に関するものである。
［従来の技術］ モータ又はこれに連結された移動物体を所定位置に停
止させるために、現在位置と所定位置との差を求め、こ
の差が大きい場所にはモータの速度を大になし、差が小
さい場合にはモータの速度を小になすことは既に行われ
ている。
止させるために、現在位置と所定位置との差を求め、こ
の差が大きい場所にはモータの速度を大になし、差が小
さい場合にはモータの速度を小になすことは既に行われ
ている。
また、位置の差（偏差）に比例的に速度を低下させる
制御を安定的に達成するために、偏差と速度とを理想的
関係を示す曲線を予め決定し、この理想曲線に沿って位
置及び速度を零に収束させることは、昭和63年電気学会
全国大会論文集No.1516（第2032頁）に開示されてい
る。
制御を安定的に達成するために、偏差と速度とを理想的
関係を示す曲線を予め決定し、この理想曲線に沿って位
置及び速度を零に収束させることは、昭和63年電気学会
全国大会論文集No.1516（第2032頁）に開示されてい
る。
また、交流モータ用のPWMインバータの制御をROMを使
用して行うことは特開昭62−207196号公報に開示されて
いる。
用して行うことは特開昭62−207196号公報に開示されて
いる。
［発明が解決しようとする課題］ しかし、更に、安定性及び正確性に優れたモータ制御
方式が要求されている。
方式が要求されている。
そこで、本発明の目的は上記の要求に応えることがで
きるモータ制御方法を提供することにある。
きるモータ制御方法を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 上目的を達成するための本発明は、モータの回転角度
位置又はこれに対応する位置を目標位置にするために、
現在位置と目標位置との差からなる位置偏差（△θ）を
第１の軸とし、モータの速度（ω）を前記第１の軸に直
交する第２の軸とした座標において零点を通る目標制御
線（スライディング曲線）を設定し、前記現在位置を示
す位置データを得、前記位置データと目標位置とを比較
して位置偏差（△θ）を求め、前記モータの速度（ω）
を示す速度データを得、前記位置偏差（△θ）と検出さ
れた速度（ω）とで決定される座標位置と前記目標制御
線との位置の差を求め、前記差を補正しながら前記目標
制御線に沿って位置偏差を零に収束させるように前記モ
ータを制御するモータ制御方法において、前記目標制御
線をC1・△θ−C2・ω２＝０（但し、C1、C2は定数であ
る。）に従うように決定し、前記目標制御線を中心にし
て一方の側に加速制御領域、他方の側に減速制御領域を
設け、且つ前記目標制御線の両側に比例制御領域を設
け、前記比例制御領域の幅を、前記位置偏差が小さくな
るに従って狭くすることを特徴とするモータ制御方法に
係わるものである。
位置又はこれに対応する位置を目標位置にするために、
現在位置と目標位置との差からなる位置偏差（△θ）を
第１の軸とし、モータの速度（ω）を前記第１の軸に直
交する第２の軸とした座標において零点を通る目標制御
線（スライディング曲線）を設定し、前記現在位置を示
す位置データを得、前記位置データと目標位置とを比較
して位置偏差（△θ）を求め、前記モータの速度（ω）
を示す速度データを得、前記位置偏差（△θ）と検出さ
れた速度（ω）とで決定される座標位置と前記目標制御
線との位置の差を求め、前記差を補正しながら前記目標
制御線に沿って位置偏差を零に収束させるように前記モ
ータを制御するモータ制御方法において、前記目標制御
線をC1・△θ−C2・ω２＝０（但し、C1、C2は定数であ
る。）に従うように決定し、前記目標制御線を中心にし
て一方の側に加速制御領域、他方の側に減速制御領域を
設け、且つ前記目標制御線の両側に比例制御領域を設
け、前記比例制御領域の幅を、前記位置偏差が小さくな
るに従って狭くすることを特徴とするモータ制御方法に
係わるものである。
なお、請求項１の方法を実施するために、請求項２及
び３に示すインバータ及びメモリ手段を使用することが
望ましい。
び３に示すインバータ及びメモリ手段を使用することが
望ましい。
本願の請求項４の発明は、モータの回転角度位置又は
これに対応する位置を目標位置にするために、現在位置
と目標位置との差からなる位置偏差（△θ）を第１の軸
とし、モータの速度（ω）を前記第１の軸に直交する第
２の軸とした座標において零点を通る目標制御線（スラ
イディング曲線）を設定し、前記現在位置を示す位置デ
ータを得、前記位置データと目標位置とを比較して現在
位置偏差（△θ）を求め、前記モータの現在の速度
（ω）を示す現在速度データを得、前記現在位置偏差
（△θ）と現在速度（ω）とで決定される現在座標位置
と前記目標制御線との位置の差（Ｓ）を求め、前記差を
補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差を零に収
束させるように前記モータを制御するモータ制御方法に
おいて、前記第１の軸の零点に近い一定位置偏差
（θ０）を示す信号を発生させ、前記現在位置偏差（△
θ）と前記一定位置偏差（θ０）との大小関係を判定
し、前記現在位置偏差（△θ）が前記一定位置偏差（θ
０）よりも小さくなった時に、前記現在位置偏差（△
θ）又は前記位置の差を示す信号の積分値（S2）を前記
位置の差（Ｓ）に加算し、この加算によって得た値
（Ｕ）を零に収束させるように前記モータを制御しなが
ら前記目標位置に前記モータを停止させることを特徴と
するモータ制御方法に係わるものである。
これに対応する位置を目標位置にするために、現在位置
と目標位置との差からなる位置偏差（△θ）を第１の軸
とし、モータの速度（ω）を前記第１の軸に直交する第
２の軸とした座標において零点を通る目標制御線（スラ
イディング曲線）を設定し、前記現在位置を示す位置デ
ータを得、前記位置データと目標位置とを比較して現在
位置偏差（△θ）を求め、前記モータの現在の速度
（ω）を示す現在速度データを得、前記現在位置偏差
（△θ）と現在速度（ω）とで決定される現在座標位置
と前記目標制御線との位置の差（Ｓ）を求め、前記差を
補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差を零に収
束させるように前記モータを制御するモータ制御方法に
おいて、前記第１の軸の零点に近い一定位置偏差
（θ０）を示す信号を発生させ、前記現在位置偏差（△
θ）と前記一定位置偏差（θ０）との大小関係を判定
し、前記現在位置偏差（△θ）が前記一定位置偏差（θ
０）よりも小さくなった時に、前記現在位置偏差（△
θ）又は前記位置の差を示す信号の積分値（S2）を前記
位置の差（Ｓ）に加算し、この加算によって得た値
（Ｕ）を零に収束させるように前記モータを制御しなが
ら前記目標位置に前記モータを停止させることを特徴と
するモータ制御方法に係わるものである。
［実施例］ 次に、本発明の１実施例に係わる三相モータの速度制
御方式を説明する。第１図において、三相誘導電動機か
ら成るモータ１には、PWM制御可能な三相インバータ２
が接続されている。インバータ２は、第２図に示すよう
に直流電源３にトランジスタから成るスイッチ素子A1、
A2、B1、B2、C1、C2をブリッジ接続したものである。６
個のスイッチ素子A1〜C2は、駆動回路４から供給される
制御信号に応答してオン・オフ動作する。なお、インバ
ータ２の上側の３つのスイッチ素子A1、B1、C1と下側の
３つのスイッチ素子A2、B2、C2とは、互いに逆に動作す
るので、一方の制御を特定すれば、インバータ全体の制
御が特定される。ここでは、ROM（リードオンリーメモ
リ）５から読み出される第１、第２、及び第３の信号
Ａ、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を特定し、信号
Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“1"の時にスイッチ素子
A1、B1、C1がオン、低レベル即ち論理“0"の時にスイッ
チ素子A1、B1、C1がオフとする。
御方式を説明する。第１図において、三相誘導電動機か
ら成るモータ１には、PWM制御可能な三相インバータ２
が接続されている。インバータ２は、第２図に示すよう
に直流電源３にトランジスタから成るスイッチ素子A1、
A2、B1、B2、C1、C2をブリッジ接続したものである。６
個のスイッチ素子A1〜C2は、駆動回路４から供給される
制御信号に応答してオン・オフ動作する。なお、インバ
ータ２の上側の３つのスイッチ素子A1、B1、C1と下側の
３つのスイッチ素子A2、B2、C2とは、互いに逆に動作す
るので、一方の制御を特定すれば、インバータ全体の制
御が特定される。ここでは、ROM（リードオンリーメモ
リ）５から読み出される第１、第２、及び第３の信号
Ａ、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を特定し、信号
Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“1"の時にスイッチ素子
A1、B1、C1がオン、低レベル即ち論理“0"の時にスイッ
チ素子A1、B1、C1がオフとする。
ROM5はインバータ２をPWM制御するためのPWMスイッチ
ングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書き込んだ
ものである。このROM5は正転PWMパターンメモリM1と、
正転用ゼロベクトルメモリM2と、逆転PWMパターンメモ
リM3と、逆転用ゼロベクトルメモリM4とを有する。各メ
モリM1〜M4は、０〜511までの512アドレスを夫々有し、
夫々アップ・ダウン・カウンタ６の９ビットの２進出力
ライン6aの値でアドレス指定される。但し、４つのメモ
リM1〜M4から１つが選択され、この選択されたメモリの
出力のみがインバータ２の制御のために有効に使用され
る。この選択を行うためにROM5は零ベクトル選択制御信
号入力端子７と、正転逆転選択制御信号入力端子８とを
有する。零ベクトル選択制御信号入力端子７が論理“1"
の時にはメモリM1とM3とのいずれか一方が選択され、論
理“0"の時にはメモリM2とM4のいずれか一方が選択され
る。また、正転逆転選択制御信号入力端子８が“1"の場
合にはメモリM1とM2とのいずれか一方が選択され、“0"
の場合にはメモリM3とM4とのいずれか一方が選択され
る。今、ライン6aの９ビットをA0〜A8で表わし、入力端
子７の入力ビットをA9で表わし、入力端子８の入力ビッ
トをA10で表わすとすれば、A0〜A8の９ビットでアドレ
スが指定される。またA9、A10が［11］の時に第１のメ
モリM1（正転PWMスイッチングパータン）が選択され、
［10］の時に第２のメモリM2（正転用ゼロベクトル）が
選択され、［01］の時に第３のメモリM3（逆転PWMスイ
ッチングパターン）が選択され、［00］の時に第４のメ
モリM4（逆転用零ベクトル）が選択される。
ングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書き込んだ
ものである。このROM5は正転PWMパターンメモリM1と、
正転用ゼロベクトルメモリM2と、逆転PWMパターンメモ
リM3と、逆転用ゼロベクトルメモリM4とを有する。各メ
モリM1〜M4は、０〜511までの512アドレスを夫々有し、
夫々アップ・ダウン・カウンタ６の９ビットの２進出力
ライン6aの値でアドレス指定される。但し、４つのメモ
リM1〜M4から１つが選択され、この選択されたメモリの
出力のみがインバータ２の制御のために有効に使用され
る。この選択を行うためにROM5は零ベクトル選択制御信
号入力端子７と、正転逆転選択制御信号入力端子８とを
有する。零ベクトル選択制御信号入力端子７が論理“1"
の時にはメモリM1とM3とのいずれか一方が選択され、論
理“0"の時にはメモリM2とM4のいずれか一方が選択され
る。また、正転逆転選択制御信号入力端子８が“1"の場
合にはメモリM1とM2とのいずれか一方が選択され、“0"
の場合にはメモリM3とM4とのいずれか一方が選択され
る。今、ライン6aの９ビットをA0〜A8で表わし、入力端
子７の入力ビットをA9で表わし、入力端子８の入力ビッ
トをA10で表わすとすれば、A0〜A8の９ビットでアドレ
スが指定される。またA9、A10が［11］の時に第１のメ
モリM1（正転PWMスイッチングパータン）が選択され、
［10］の時に第２のメモリM2（正転用ゼロベクトル）が
選択され、［01］の時に第３のメモリM3（逆転PWMスイ
ッチングパターン）が選択され、［00］の時に第４のメ
モリM4（逆転用零ベクトル）が選択される。
ROM5及びカウンタ６を制御してインバータ２の出力電
圧を制御するために、モータ１にパルス発生器から成る
位置検出器９が結合され、この出力ラインは24ビット・
アップ・ダウン・カウンタ10に接続されている。位置検
出器９は１回転で1296000パルスを発生するエンコーダ
から成り、位置データθを発生する。
圧を制御するために、モータ１にパルス発生器から成る
位置検出器９が結合され、この出力ラインは24ビット・
アップ・ダウン・カウンタ10に接続されている。位置検
出器９は１回転で1296000パルスを発生するエンコーダ
から成り、位置データθを発生する。
カウンタ10は比較回路と機能するものであり、ライン
11から与えられる位置指令データθｓと検出位置データ
θとの偏差Δθを発生する。
11から与えられる位置指令データθｓと検出位置データ
θとの偏差Δθを発生する。
カウンタ10の24ビットの出力ラインはディジタル信号
処理回路（DSP）12に接続されている。ディジタル信号
処理回路12はマイクロコンピュータから成り、所定のソ
フトウエアに従って動作するものである。なお、ディジ
タル信号処理回路12の動作の理解を容易にするために、
ディジタル信号処理回路12は、飽和回路13と、速度検出
回路14と、演算回路15と、三角波発生回路16と、第１及
び第２の比較回路17、18と、絶対値回路18aとに分けて
示されている。
処理回路（DSP）12に接続されている。ディジタル信号
処理回路12はマイクロコンピュータから成り、所定のソ
フトウエアに従って動作するものである。なお、ディジ
タル信号処理回路12の動作の理解を容易にするために、
ディジタル信号処理回路12は、飽和回路13と、速度検出
回路14と、演算回路15と、三角波発生回路16と、第１及
び第２の比較回路17、18と、絶対値回路18aとに分けて
示されている。
飽和回路13は演算回路15に入力する偏差Δθを制限す
るものであって、カウンタ10の24ビット出力を16ビット
に制限した偏差Δθを演算回路に与える。
るものであって、カウンタ10の24ビット出力を16ビット
に制限した偏差Δθを演算回路に与える。
速度検出回路14は１サンプル遅延回路14aと減算回路1
4dとから成り、単位時間当りの位置変化に基づいて速度
データωを得るものである。
4dとから成り、単位時間当りの位置変化に基づいて速度
データωを得るものである。
演算回路15は、Δθ＞０の時にＳ＝C1・Δθ−C2・ω
２の演算をなし、Δθ＜０の時にＳ＝C1・Δθ＋C2・ω
２の演算の演算を行う。但し、C1、C2は定数であり、ω
は回転速度である。この演算出力Ｓは任意の位置偏差Δ
θにおいて理想的回転速度ωが得られているか否かを示
す。即ち、位置決め制御における理想速度と実際の速度
との相違を示す情報が出力Ｓに含まれている。第３図は
位置偏差Δθをｘ軸とし、速度ωをｙ軸として両者の関
係を示す。目標制御線Ｄは、Δθ＞０の時の理想値を示
すものであって、 Ｓ＝C1・Δθ−C2・ω２＝０ を示す。線Ｅは、実際の位置偏差Δθの変化及び速度ω
の変化を原理的に示す。本実施例では、目標制御線Ｄに
実際の線Ｅが沿うように制御する。従って、第１図の演
算回路15は、目標制御線Ｄと実際の線Ｅとの差に対応す
るデータを出力する。第３図に示す制御方式は、スライ
ディングモード法と呼ばれるものであって、公知であ
る。
２の演算をなし、Δθ＜０の時にＳ＝C1・Δθ＋C2・ω
２の演算の演算を行う。但し、C1、C2は定数であり、ω
は回転速度である。この演算出力Ｓは任意の位置偏差Δ
θにおいて理想的回転速度ωが得られているか否かを示
す。即ち、位置決め制御における理想速度と実際の速度
との相違を示す情報が出力Ｓに含まれている。第３図は
位置偏差Δθをｘ軸とし、速度ωをｙ軸として両者の関
係を示す。目標制御線Ｄは、Δθ＞０の時の理想値を示
すものであって、 Ｓ＝C1・Δθ−C2・ω２＝０ を示す。線Ｅは、実際の位置偏差Δθの変化及び速度ω
の変化を原理的に示す。本実施例では、目標制御線Ｄに
実際の線Ｅが沿うように制御する。従って、第１図の演
算回路15は、目標制御線Ｄと実際の線Ｅとの差に対応す
るデータを出力する。第３図に示す制御方式は、スライ
ディングモード法と呼ばれるものであって、公知であ
る。
三角波発生回路16は振幅変調回路16aを含み、位置偏
差の変化に応じて異なる振幅のディジタル三角波を発生
する。なお、ディジタル三角波は2kHzの繰返し周波数を
有する。第４図は三角波の振幅と位置偏差Δθとの関係
を示す。これから明らかなように位置偏差Δθが小さく
なるに従って三角波の振幅も小さくなる。
差の変化に応じて異なる振幅のディジタル三角波を発生
する。なお、ディジタル三角波は2kHzの繰返し周波数を
有する。第４図は三角波の振幅と位置偏差Δθとの関係
を示す。これから明らかなように位置偏差Δθが小さく
なるに従って三角波の振幅も小さくなる。
第１の比較回路17は、位置偏差Δθの正負を判定し、
正の時には正転を示す“1"を出力し、負の時には逆転を
示す“0"を出力する。この正転／逆転（F/B）信号はROM
の端子８に与えられる。
正の時には正転を示す“1"を出力し、負の時には逆転を
示す“0"を出力する。この正転／逆転（F/B）信号はROM
の端子８に与えられる。
第２の比較回路18は、三角波と演算出力Ｓの絶対値と
を比較し、三角波と出力Ｓとの大小関係を示す10ビット
のデータを出力する。即ち、第９図（Ａ）に示すように
三角波Vcと絶対値18aから得られるＳの絶対値とを比較
し、第９図（Ｂ）に対応するディジタルデータを出力す
る。比較回路18の出力段に接続された単安定マルチバイ
ブレータと同様な動作をするタイマ19からは第９図
（Ｂ）に示す“1"と“0"とから成る２値データが得られ
る。タイマ19の出力の“1"は運転するための期間を示
し、“0"は停止（零ベクトル発生）期間を示す。タイマ
19の出力ラインはROM5の零ベクトル選択制御信号入力端
子７に接続されていると共にANDゲート20に接続されて
いる。
を比較し、三角波と出力Ｓとの大小関係を示す10ビット
のデータを出力する。即ち、第９図（Ａ）に示すように
三角波Vcと絶対値18aから得られるＳの絶対値とを比較
し、第９図（Ｂ）に対応するディジタルデータを出力す
る。比較回路18の出力段に接続された単安定マルチバイ
ブレータと同様な動作をするタイマ19からは第９図
（Ｂ）に示す“1"と“0"とから成る２値データが得られ
る。タイマ19の出力の“1"は運転するための期間を示
し、“0"は停止（零ベクトル発生）期間を示す。タイマ
19の出力ラインはROM5の零ベクトル選択制御信号入力端
子７に接続されていると共にANDゲート20に接続されて
いる。
クロック発生器21は30kHzのクロックパルスをANDゲー
ト20を介してカウンタ６のクロック入力端子に与えると
共に、タイマ19に2MHzのクロックパルスを与える。30kH
zのクロックパルスは運転／停止信号が“1"の時にANDゲ
ート20を通ってカウンタ６に与えられ、ROM5のアドレス
がインクリメントされる。
ト20を介してカウンタ６のクロック入力端子に与えると
共に、タイマ19に2MHzのクロックパルスを与える。30kH
zのクロックパルスは運転／停止信号が“1"の時にANDゲ
ート20を通ってカウンタ６に与えられ、ROM5のアドレス
がインクリメントされる。
［ROMの内容］ ROM5には第６図に原理的に示す如くデータが書き込ま
れている。即ち、ROM5の各メモリM1〜M4はアドレス０〜
511を有し、正転PWMパターンメモリM1のアドレス０〜３
には例えば電圧ベクトルV6、V2、V6、V2のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリM2のアドレス０
〜３には零ベクトルV7、V0、V7、V0のデータが順に書き
込まれ、逆転PWMパターンメモリM3のアドレス０〜３に
は電圧ベクトルV1、V5、V1、V5のデータが順に書き込ま
れ、逆転用ゼロベクトルメモリM4には零ベクトルV0、V
7、V0、V7のデータが順に書き込まれている。残りのア
ドレス４〜511にもアドレス０〜３と同一の原理でベク
トルデータが書き込まれている。第６図の各アドレスの
ベクトルデータは原理を示すものであるため、実際のデ
ータとは異なる。今、正転PWMパターンメモリM1のアド
レス０〜84（０゜〜60゜区間に対応）の実際の電圧ベク
トルデータを示すと、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V6、V6、
V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V6、V6、V6、V6、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V3、V
3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V3、V3、V
3、V3になる。
れている。即ち、ROM5の各メモリM1〜M4はアドレス０〜
511を有し、正転PWMパターンメモリM1のアドレス０〜３
には例えば電圧ベクトルV6、V2、V6、V2のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリM2のアドレス０
〜３には零ベクトルV7、V0、V7、V0のデータが順に書き
込まれ、逆転PWMパターンメモリM3のアドレス０〜３に
は電圧ベクトルV1、V5、V1、V5のデータが順に書き込ま
れ、逆転用ゼロベクトルメモリM4には零ベクトルV0、V
7、V0、V7のデータが順に書き込まれている。残りのア
ドレス４〜511にもアドレス０〜３と同一の原理でベク
トルデータが書き込まれている。第６図の各アドレスの
ベクトルデータは原理を示すものであるため、実際のデ
ータとは異なる。今、正転PWMパターンメモリM1のアド
レス０〜84（０゜〜60゜区間に対応）の実際の電圧ベク
トルデータを示すと、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V6、V6、
V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V6、V6、V6、V6、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V
2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V3、V
3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V3、V3、V
3、V3になる。
［電圧ベクトル］ 第７図は６個の電圧ベクトルV1〜V6と、２つの零ベク
トルV0、V7とを示す。インバータ２のスイッチ素子A1、
B1、C1のとりうるスイッチング状態は、（000）、（00
1）、（010）、（011）、（100）、（101）、（110）、
（111）の８つであるので、これをV0、V1、V2、V3、V
4、V5、V6、V7で表わすことにする。本実施例の装置で
は、電圧ベクトルV0〜V7がROM5に書き込まれ、これが制
御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出力される。８つのベク
トルV0〜V7を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁
界ベクトルを得ることができる。
トルV0、V7とを示す。インバータ２のスイッチ素子A1、
B1、C1のとりうるスイッチング状態は、（000）、（00
1）、（010）、（011）、（100）、（101）、（110）、
（111）の８つであるので、これをV0、V1、V2、V3、V
4、V5、V6、V7で表わすことにする。本実施例の装置で
は、電圧ベクトルV0〜V7がROM5に書き込まれ、これが制
御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出力される。８つのベク
トルV0〜V7を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁
界ベクトルを得ることができる。
［ベクトル選択］ 第８図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベク
トルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の
先端（終点）の軌跡を円に近づけるためには、330゜〜3
0゜区間で第６及び第２のベクトルV6、V2、30゜〜90゜
区間で第２及び第３のベクトルV2、V3、90゜〜150゜区
間で第３及び第１のベクトルV3、V1、150゜〜210゜区間
で第１及び第５のベクトルV1、V5、210゜〜270゜区間で
第５及び第４のベクトルV5、V4、270゜〜330゜区間で第
４及び第６のベクトルV4、V6を選択する。原理的に示す
第８図の330゜〜30゜区間では有意ベクトルとしてV6とV
2とが選択され、ベクトル回転を止める時に零ベクトルV
7が選択されている。モータ１を正転させる時には第８
図でUPで示す方向に回転磁界ベクトルφ１が回転され、
逆転又は制動する時には、DOWNで示す方向に回転され
る。
トルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の
先端（終点）の軌跡を円に近づけるためには、330゜〜3
0゜区間で第６及び第２のベクトルV6、V2、30゜〜90゜
区間で第２及び第３のベクトルV2、V3、90゜〜150゜区
間で第３及び第１のベクトルV3、V1、150゜〜210゜区間
で第１及び第５のベクトルV1、V5、210゜〜270゜区間で
第５及び第４のベクトルV5、V4、270゜〜330゜区間で第
４及び第６のベクトルV4、V6を選択する。原理的に示す
第８図の330゜〜30゜区間では有意ベクトルとしてV6とV
2とが選択され、ベクトル回転を止める時に零ベクトルV
7が選択されている。モータ１を正転させる時には第８
図でUPで示す方向に回転磁界ベクトルφ１が回転され、
逆転又は制動する時には、DOWNで示す方向に回転され
る。
［動 作］ 位置検出器９から得られる位置データθと目標位置デ
ータθｓとがカウンタ10で比較され、位置偏差Δθが得
られ、この値が第３図に示すように０から大幅に離れて
いれば、モータ１を高速回転して目標位置に近づけなけ
ればならない。これを迅速且つ安定的に達成するため
に、位置偏差データΔθと速度検出回路14から得られる
速度データωとが演算回路15に入力し、Ｓの値が演算回
路15内に示す式に従って求められる。第３図に示すよう
に出発点においてΔθが０から大幅に離れている場合に
は、Ｓの値は勿論に零にならない。また、Ｓの値は第９
図（Ａ）に示す三角波に交差せずにこの上方に位置す
る。このため、タイマ19は連続的に“1"を送出し、停止
期間（零ベクトル期間）が実質的に無い状態でモータ１
は連続駆動される。即ち、カウンタ６のアドレス指定に
よってROM5の第１のメモリM1の内容が順次に読み出され
る。これにより、モータ１の速度は第３図の線Ｅに示す
ように変化する。即ち、モータ１の角度位置が目標位置
に近づくと共に回転速度が高くなり、ついて目標制御線
Ｄを横切る。なお、線Ｅが線Ｄの近傍に至ると両者の差
が小さくなり、演算出力Ｓが第９図（Ａ）に示す三角波
Vcを横切るようになる。これにより、演算出力Ｓの変化
に応じて運転期間と停止期間のデュティ比が変化するよ
うになり、比例的制御状態が得られる。モータ１の速度
は慣性によって第３図の目標制御線Ｄの左右に飛び出
す。しかし、本実施例では、位置偏差Δθが大きい区間
において三角波Vcの振幅が第９図（Ａ）に示すように大
きく設定されているので、演算出力Ｓが三角波Vcの範囲
（比例範囲又は制御可能範囲）から離脱することが少な
く、安定性の良い制御状態が得られる。
ータθｓとがカウンタ10で比較され、位置偏差Δθが得
られ、この値が第３図に示すように０から大幅に離れて
いれば、モータ１を高速回転して目標位置に近づけなけ
ればならない。これを迅速且つ安定的に達成するため
に、位置偏差データΔθと速度検出回路14から得られる
速度データωとが演算回路15に入力し、Ｓの値が演算回
路15内に示す式に従って求められる。第３図に示すよう
に出発点においてΔθが０から大幅に離れている場合に
は、Ｓの値は勿論に零にならない。また、Ｓの値は第９
図（Ａ）に示す三角波に交差せずにこの上方に位置す
る。このため、タイマ19は連続的に“1"を送出し、停止
期間（零ベクトル期間）が実質的に無い状態でモータ１
は連続駆動される。即ち、カウンタ６のアドレス指定に
よってROM5の第１のメモリM1の内容が順次に読み出され
る。これにより、モータ１の速度は第３図の線Ｅに示す
ように変化する。即ち、モータ１の角度位置が目標位置
に近づくと共に回転速度が高くなり、ついて目標制御線
Ｄを横切る。なお、線Ｅが線Ｄの近傍に至ると両者の差
が小さくなり、演算出力Ｓが第９図（Ａ）に示す三角波
Vcを横切るようになる。これにより、演算出力Ｓの変化
に応じて運転期間と停止期間のデュティ比が変化するよ
うになり、比例的制御状態が得られる。モータ１の速度
は慣性によって第３図の目標制御線Ｄの左右に飛び出
す。しかし、本実施例では、位置偏差Δθが大きい区間
において三角波Vcの振幅が第９図（Ａ）に示すように大
きく設定されているので、演算出力Ｓが三角波Vcの範囲
（比例範囲又は制御可能範囲）から離脱することが少な
く、安定性の良い制御状態が得られる。
第３図において２本の点線に挟まれた領域が比例領域
である。モータ１の速度ωは第３図から明らかなように
目標制御線Ｄに沿うように制御される。モータ１が回転
を継続すると、位置偏差Δθが徐々に小さくなる。これ
と共に、第９図（Ａ）に示すように三角波Vcの振幅が徐
々に小さくなる。速度が低い領域では制御が不安定にな
る可能性が少ないので、三角波Vcの振幅を小さくして等
価的にゲインを上げて応答性及び精度を改善する。
である。モータ１の速度ωは第３図から明らかなように
目標制御線Ｄに沿うように制御される。モータ１が回転
を継続すると、位置偏差Δθが徐々に小さくなる。これ
と共に、第９図（Ａ）に示すように三角波Vcの振幅が徐
々に小さくなる。速度が低い領域では制御が不安定にな
る可能性が少ないので、三角波Vcの振幅を小さくして等
価的にゲインを上げて応答性及び精度を改善する。
第１図にはディジタル信号処理回路12がアナログ類推
で示されているが、実際には第５図に示すソフトウエア
によって制御が実行される。
で示されているが、実際には第５図に示すソフトウエア
によって制御が実行される。
このフローチャートから明らかなように、Δθが零近
傍値θ０よりも小さい領域ではS2＝K2（Δθ）∫Δθdt
の積分値が求められる。即ち、位置偏差Δθの積分値が
求められる。この積分の代りにＳの積分値をS2としても
よい。そして、Δθ＜θ０の領域ではＵ＝Ｓ＋S2を使用
して正転、逆転を判断し、又このＵの絶対値と三角波と
を比較回路18で比較する。Ｓに積分値S2を加算すると、
偏差が見かけ上大きくなり、三角波とＵとの比較出力の
“1"の期間が長くなり、モータ１の駆動期間が長くな
る。これにより、モータ１のトルクが大きくなり、低速
領域で不要に停止しなくなる。
傍値θ０よりも小さい領域ではS2＝K2（Δθ）∫Δθdt
の積分値が求められる。即ち、位置偏差Δθの積分値が
求められる。この積分の代りにＳの積分値をS2としても
よい。そして、Δθ＜θ０の領域ではＵ＝Ｓ＋S2を使用
して正転、逆転を判断し、又このＵの絶対値と三角波と
を比較回路18で比較する。Ｓに積分値S2を加算すると、
偏差が見かけ上大きくなり、三角波とＵとの比較出力の
“1"の期間が長くなり、モータ１の駆動期間が長くな
る。これにより、モータ１のトルクが大きくなり、低速
領域で不要に停止しなくなる。
第１の比較回路17の出力が第９図（Ｃ）のt5以前に示
す如く比較出力が高レベル“1"であるとすれば、これが
カウンタ６に入力し、カウンタ６はこの期間にはアップ
動作する。第２の比較回路18の出力段のタイマ19から
は、三角波VcがＳよりも高い時（t1〜t2）に低レベル出
力“0"を発生し、逆の時（t2〜t3）には高レベル出力
“1"を発生する。t1〜t2の期間には、ROM5においては
［A9A10］＝［01］に応答して正転用ゼロベクトルメモ
リM2が選択され、t2〜t3のように［A9A10］＝［11］の
時には正転PWMパターンM2が選択される。なお、t1〜t2
では、ANDゲート20をクロックパルスが通過せず、カウ
ンタ６がインクリメントされないため、同一アドレスを
指定し続ける。一方、t2〜t3ではクロックパルスはAND
ゲート20を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。こ
れにより、カウンタ６の９ビットA0〜A8の値がアップ動
作で増大し、メモリM1のアドレスが順次に指定される。
しかし、t3時点で第９図（Ｂ）の波形が低レベルになる
と、カウンタ６のクロック入力が禁止され、カウンタ６
はこの時点のアドレス指定を保持する。例えば、第６図
に示す如くアドレス２でメモリM1のベクトルV6が読み出
されている時に、メモリM2が選択されると、同一のアド
レス２における正転用零ベクトルV7（111）が選択され
る。零ベクトルV7は第９図（Ｂ）の波形が低レベルの間
発生し続ける。再びカウンタ６にクロックパルスが入力
し、カウンタ６の出力が１段インクリメントされると、
正転PWMパターンメモリM1のアドレス３の零ベクトルV2
（010）が選択される。零ベクトルはV0（000）とV7（11
1）との２種類から成るが、スイッチ素子A1〜C2の切換
えが少なくてすむ方のベクトルが選択される。カウンタ
６が10進数の０〜511に対応する２進数を発生し終る
と、正転PWMパターンの０〜360゜の全電圧ベクトルデー
タが読み出され、インバータ２から三相の近似正弦波電
圧が発生し、且つモータ１に円軌跡に近い回転磁界ベク
トルが生じる。
す如く比較出力が高レベル“1"であるとすれば、これが
カウンタ６に入力し、カウンタ６はこの期間にはアップ
動作する。第２の比較回路18の出力段のタイマ19から
は、三角波VcがＳよりも高い時（t1〜t2）に低レベル出
力“0"を発生し、逆の時（t2〜t3）には高レベル出力
“1"を発生する。t1〜t2の期間には、ROM5においては
［A9A10］＝［01］に応答して正転用ゼロベクトルメモ
リM2が選択され、t2〜t3のように［A9A10］＝［11］の
時には正転PWMパターンM2が選択される。なお、t1〜t2
では、ANDゲート20をクロックパルスが通過せず、カウ
ンタ６がインクリメントされないため、同一アドレスを
指定し続ける。一方、t2〜t3ではクロックパルスはAND
ゲート20を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。こ
れにより、カウンタ６の９ビットA0〜A8の値がアップ動
作で増大し、メモリM1のアドレスが順次に指定される。
しかし、t3時点で第９図（Ｂ）の波形が低レベルになる
と、カウンタ６のクロック入力が禁止され、カウンタ６
はこの時点のアドレス指定を保持する。例えば、第６図
に示す如くアドレス２でメモリM1のベクトルV6が読み出
されている時に、メモリM2が選択されると、同一のアド
レス２における正転用零ベクトルV7（111）が選択され
る。零ベクトルV7は第９図（Ｂ）の波形が低レベルの間
発生し続ける。再びカウンタ６にクロックパルスが入力
し、カウンタ６の出力が１段インクリメントされると、
正転PWMパターンメモリM1のアドレス３の零ベクトルV2
（010）が選択される。零ベクトルはV0（000）とV7（11
1）との２種類から成るが、スイッチ素子A1〜C2の切換
えが少なくてすむ方のベクトルが選択される。カウンタ
６が10進数の０〜511に対応する２進数を発生し終る
と、正転PWMパターンの０〜360゜の全電圧ベクトルデー
タが読み出され、インバータ２から三相の近似正弦波電
圧が発生し、且つモータ１に円軌跡に近い回転磁界ベク
トルが生じる。
この様な制御において、目標位置と検出位置との差が
小さくなると、第９図（Ｂ）の波形の低レベル期間が相
対的に長くなり、零ベクトルが選択される期間が長くな
る。
小さくなると、第９図（Ｂ）の波形の低レベル期間が相
対的に長くなり、零ベクトルが選択される期間が長くな
る。
なお、第９図のt2が０度であるとすれば、一定周期Ｔ
の中のt2〜t3に第10図に示すようにベクトルV6、V6、V
6、V6、V2、V2が一定幅Tpを有して一定の周期で発生
し、その後零ベクトルV0がt3〜t4期間に発生する。
の中のt2〜t3に第10図に示すようにベクトルV6、V6、V
6、V6、V2、V2が一定幅Tpを有して一定の周期で発生
し、その後零ベクトルV0がt3〜t4期間に発生する。
本実施例の方式によれば機械角で１秒の超高精度位置
決めが達成される。
決めが達成される。
［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。
ば次の変形が可能なものである。
（１） 第１図のディジタル信号処理回路12をアナログ
回路で構成することができる。
回路で構成することができる。
（２） 速度データωを速度検出器で求めてもよい。
（３） 請求項４の発明を実施する場合には、第11図に
示すようにΔθとωとの理想的関係（目標制御線）を直
線にしてもよい。
示すようにΔθとωとの理想的関係（目標制御線）を直
線にしてもよい。
（４） 全期間において同一の方法で速度データを得る
代りに、目標位置から離れている領域では、第１図に示
す方法で速度データを得、目標位置付近において位置偏
差が少ないか又は無くなった低速領域では、位置偏差変
化期間におけるクロック数の計測による方法により速度
検出を行って精度を向上させてもよい。これにより目標
位置付近でのスライディング曲線に対する収束性を改善
することができる。即ち、低速領域では位置検出器９か
ら得られるパルスの周期をクロックパルスの計数によっ
て測定し、これに基づいて速度データを得、デイジタル
処理回路12に与えてもよい。
代りに、目標位置から離れている領域では、第１図に示
す方法で速度データを得、目標位置付近において位置偏
差が少ないか又は無くなった低速領域では、位置偏差変
化期間におけるクロック数の計測による方法により速度
検出を行って精度を向上させてもよい。これにより目標
位置付近でのスライディング曲線に対する収束性を改善
することができる。即ち、低速領域では位置検出器９か
ら得られるパルスの周期をクロックパルスの計数によっ
て測定し、これに基づいて速度データを得、デイジタル
処理回路12に与えてもよい。
［発明の効果］ 請求項１、２、及び３の発明によれば、目標制御線を
C1・△θ−C2・ω２＝０に従う２次曲線としたので、C
1、C2を適当に設定することによって目標位置への移動
を最短時間に行うことができる。また、比例制御領域の
幅を目標に近づくに従って狭くするので、目標制御線に
対する追従性（収束性）を高めることができる。
C1・△θ−C2・ω２＝０に従う２次曲線としたので、C
1、C2を適当に設定することによって目標位置への移動
を最短時間に行うことができる。また、比例制御領域の
幅を目標に近づくに従って狭くするので、目標制御線に
対する追従性（収束性）を高めることができる。
また、請求項２、３の発明によれば、インバータとこ
の制御のための電圧ベクトルが書き込まれたメモリ手段
を使用して、目標制御線に沿った比例制御領域の制御を
容易且つ良好に達成することができる。
の制御のための電圧ベクトルが書き込まれたメモリ手段
を使用して、目標制御線に沿った比例制御領域の制御を
容易且つ良好に達成することができる。
また、請求項４の発明によれば、現在位置偏差△θが
零に近づいた領域では、積分値S2の加算によって見かけ
上位置偏差が大きくなり、正転電圧ベクトルの発生時間
を長くすることができ、モータのトルクを大きくするこ
とができ、低速領域でトルク不足で回転子が目標位置に
到達する前に停止するような事態を防ぐことができる。
零に近づいた領域では、積分値S2の加算によって見かけ
上位置偏差が大きくなり、正転電圧ベクトルの発生時間
を長くすることができ、モータのトルクを大きくするこ
とができ、低速領域でトルク不足で回転子が目標位置に
到達する前に停止するような事態を防ぐことができる。
第１図は本発明の実施例に係わるモータ制御方式を示す
ブロック図、 第２図は第１図のインバータを詳しく示す回路図、 第３図は第１図の方式における位置偏差Δθと速度ωと
の関係を座標で示す図、 第４図は第１図の方式の三角波の振幅と位置偏差Δθと
の関係を示す図、 第５図は第１図の方式のソフトウエアを示す流れ図、 第６図は第１図のROMの内部の一部を原理的に示す図、 第７図は電圧ベクトルを示す図、 第８図は回転磁界ベクトルを示す図、 第９図は第１図の各部の状態を示す図、 第10図は第９図（Ｅ）の一部を詳しく示す図、 第11図は変形例の位置偏差Δθと速度ωとの関係を座標
で示す図である。 １……モータ、２……インバータ、５……ROM、９……
位置検出器、10……カウンタ、12……ディジタル信号処
理回路、16……三角波発生回路。
ブロック図、 第２図は第１図のインバータを詳しく示す回路図、 第３図は第１図の方式における位置偏差Δθと速度ωと
の関係を座標で示す図、 第４図は第１図の方式の三角波の振幅と位置偏差Δθと
の関係を示す図、 第５図は第１図の方式のソフトウエアを示す流れ図、 第６図は第１図のROMの内部の一部を原理的に示す図、 第７図は電圧ベクトルを示す図、 第８図は回転磁界ベクトルを示す図、 第９図は第１図の各部の状態を示す図、 第10図は第９図（Ｅ）の一部を詳しく示す図、 第11図は変形例の位置偏差Δθと速度ωとの関係を座標
で示す図である。 １……モータ、２……インバータ、５……ROM、９……
位置検出器、10……カウンタ、12……ディジタル信号処
理回路、16……三角波発生回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−301302（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−301303（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−49614（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−151885（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−100611（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】モータの回転角度位置又はこれに対応する
位置を目標位置にするために、現在位置と目標位置との
差からなる位置偏差（△θ）を第１の軸とし、モータの
速度（ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座
標において零点を通る目標制御線（スライディング曲
線）を設定し、 前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（△
θ）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、 前記位置偏差（△θ）と検出された速度（ω）とで決定
される座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
御方法において、 前記目標制御線を C1・△θ−C2・ω２＝０ （但し、C1、C2は定数である。）に従うように決定し、 前記目標制御線を中心にして一方の側に加速制御領域、
他方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目標制御線の
両側に比例制御領域に設け、前記比例制御領域の幅を、
前記位置偏差が小さくなるに従って狭くすることを特徴
とするモータ制御方法。 - 【請求項２】正転及び逆転が可能な交流モータの回転子
を第１の角度位置から第２の角度位置まで移動させて停
止させるために、前記モータに接続され且つ前記モータ
に正転用の回転磁界ベクトルを発生させるための正転用
電圧ベクトル、前記モータに逆転用の回転磁界ベクトル
を発生させるための逆転用電圧ベクトル及び前記モータ
の回転を停止するための零ベクトルを発生させることが
できるようにオン・オフする複数のスイッチを有してい
るインバータと、予め決められたシーケンスで前記正転
用電圧ベクトルを発生するための前記スイッチのオン・
オフパターンを示す正転用電圧ベクトルデータと前記逆
転用電圧ベクトルを発生するための前記スイッチのオン
・オフパターンを示す逆転用電圧ベクトルデータと前記
零ベクトルを発生するための前記スイッチのオン・オフ
パターンを示す零ベクトルデータとが書き込まれたメモ
リ手段とを使用し、 前記第２の角度位置を示す目標位置信号を発生させ、 前記回転子の現在位置を示す現在位置信号を検出し、 前記目標位置信号と前記現在位置信号との差に基づいて
位置偏差（△θ）を示す信号を得、 前記回転子の速度（ω）を示す速度信号を得、 前記位置偏差（△θ）を示す信号と前記速度（ω）を示
す信号とに基づいて、前記回転子を前記第１の角度位置
から前記第２の角度位置に移動させて停止させるための
前記正転用電圧ベクトルデータと前記逆転用電圧ベクト
ルデータと前記零ベクトルデータとを前記メモリ手段か
ら読み出すために、 前記位置偏差（△θ）を示すための一方の軸と前記速度
（ω）を示すための他方の軸とを有する直交座標上に、
前記位置偏差（△θ）と前記速度（ω）との望ましい関
係を示す目標制御線を、 C1・△θ−C2・ω２＝０ （但し、C1、C2は定数である。）に従って決定し、 前記位置偏差（△θ）を示す前記一方の軸と前記目標制
御線との間に前記正転用電圧ベクトルデータのみを発生
させる加速領域を設定し、 前記速度（ω）を示す前記他方の軸と前記目標制御線と
の間に前記逆転用電圧ベクトルデータのみを発生させる
減速領域を設定し、 前記加速領域と前記減速領域との間において前記目標制
御線に沿う領域であって、前記正転用電圧ベクトルデー
タと前記零ベクトルデータとの両方を発生させ且つ両者
の発生時間幅の比率を制御すると共に、前記逆転用電圧
ベクトルデータと前記零ベクトルデータとの両方を発生
させ且つ両者の発生時間幅の比率を制御するための比例
制御領域を設定し、 前記比例制御領域の幅を前記目標制御線が前記直交座標
の零点に近づくにつれて狭くなるように設定し、 前記位置偏差（△θ）と前記速度（ω）とが前記目標制
御ラインに沿って変化するように、前記正転用電圧ベク
トルデータと前記逆転用電圧ベクトルデータと前記零ベ
クトルデータとを前記メモリ手段から読み出して前記イ
ンバータを制御するすことを特徴とするモータ制御方
法。 - 【請求項３】正転及び逆転が可能な交流モータの回転子
を第１の角度位置から第２の角度位置まで移動させて停
止させるために、前記モータに接続され且つ前記モータ
に正転用の回転磁界ベクトルを発生させるための正転用
電圧ベクトル、前記モータに逆転用の回転磁界ベクトル
を発生させるための逆転用電圧ベクトル及び前記モータ
の回転を停止するための零ベクトルを発生させることが
できるようにオン・オフする複数のスイッチを有してい
るインバータと、予め決められたシーケンスで前記正転
用電圧ベクトルを発生するための前記スイッチのオン・
オフパターンを示す正転用電圧ベクトルデータと前記逆
転用電圧ベクトルを発生するための前記スイッチのオン
・オフパターンを示す逆転用電圧ベクトルデータと前記
零ベクトルを発生するための前記スイッチのオン・オフ
パターンを示す零ベクトルデータとが書き込まれたメモ
リ手段とを使用し、 前記第２の角度位置を示す目標位置信号を発生させ、 前記回転子の現在位置を示す現在位置信号を検出し、 前記目標位置信号と前記現在位置信号との差に基づいて
位置偏差（△θ）を示す信号を得、 前記回転子の速度（ω）を示す速度信号を得、 前記位置偏差（△θ）を示す信号と前記速度（ω）を示
す信号とに基づいて、 C1・△θ−C2・ω２＝Ｓ （但し、C1、C2は定数、Ｓは演算結果を示すデイジタル
値である。）の演算を行い、 前記演算結果を示す値Ｓが零よりも大きいか小さいかを
判定し、前記Ｓが零よりも大きい時には前記正転用電圧
ベクトルでデータを選択することを示し、前記Ｓが零よ
りも小さい時には前記逆転用電圧ベクトルデータを選択
することを示す正転・逆転選択信号を発生させ、 前記位置偏差（△θ）が小さくなるに従って振幅が小さ
くなるように振幅変調されたデイジタル三角波を発生さ
せ、 前記演算結果を示す値Ｓの絶対値を求め、 前記絶対値と前記デイジタル三角波とを比較し、前記絶
対値が前記デイジタル三角波よりも大きい期間に前記正
転用電圧ベクトルデータ又は前記逆転用電圧ベクトルデ
ータを前記メモリ手段から読み出し、前記絶対値が前記
デイジタル三角波よりも小さい期間に前記零ベクトルデ
ータを前記メモリ手段から読み出して前記インバータを
制御することを特徴とするモータの制御方法。 - 【請求項４】モータの回転角度位置又はこれに対応する
位置を目標位置にするために、現在位置と目標位置との
差からなる位置偏差（△θ）を第１の軸とし、モータの
速度（ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座
標において零点を通る目標制御線（スライディング曲
線）を設定し、 前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して現在位置偏差
（△θ）を求め、 前記モータの現在の速度（ω）を示す現在速度データを
得、 前記現在位置偏差（△θ）と現在速度（ω）とで決定さ
れる現在座標位置と前記目標制御線との位置の差（Ｓ）
を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
御方法において、 前記第１の軸の零点に近い一定位置偏差（θ０）を示す
信号を発生させ、 前記現在位置偏差（△θ）と前記一定位置偏差（θ０）
との大小関係を判定し、 前記現在位置偏差（△θ）が前記一定位置偏差（θ０）
よりも小さくなった時に、前記現在位置偏差（△θ）又
は前記位置の差を示す信号の積分値（S2）を前記位置の
差（Ｓ）に加算し、この加算によって得た値（Ｕ）を零
に収束させるように前記モータを制御しながら前記目標
位置に前記モータを停止させることを特徴とするモータ
制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058493A JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
| US07/445,480 US4962976A (en) | 1989-03-11 | 1989-12-04 | A.C. motor drive method and apparatus for precision positional control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058493A JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02238508A JPH02238508A (ja) | 1990-09-20 |
| JP2731815B2 true JP2731815B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=13085951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1058493A Expired - Lifetime JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (1) | US4962976A (ja) |
| JP (1) | JP2731815B2 (ja) |
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