JPH0965686A - 電気モ−タの通電制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＳＲモ−タの振動によって生じる騒音を低減
する。ＳＲモ−タの高速回転を可能にする。 【解決手段】 振動を抑制するためのフィ−ドバック制
御を実施する。モ−タの回転速度をしきい値と比較し
て、高速／低速を識別し、高速時にはフィ−ドバック制
御を省略して補償量を０にする。低速時には高精度のフ
ィ−ドバック制御を実施する。しきい値を２つ用いて、
高速／低速の識別特性にヒステリシスを持たせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気モ−タの通電
制御に関し、特にスイッチドリラクタンスモ−タを駆動
する用途に適する通電制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチドリラクタンスモ−タ（以下、
ＳＲモ−タと言う）は、例えば図１８に示すように、非
常に単純な構造になっている。ＳＲモ−タの回転子Ｒ
は、単に鉄板を積層して構成した鉄心であり、その外周
面上には、その外周を囲む固定子Ｓに向かって突出する
ように形成された複数の歯（Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ）
を有している。また固定子は、鉄板を積層して構成した
環状鉄心の内周面に沿って形成された複数の歯（Ｓａ，
Ｓｂ，Ｓｃ，・・・）に、それぞれ電気コイルを集中巻
して構成される。この種のＳＲモ−タにおいては、各電
気コイルの通電により、固定子の各歯の部分に電磁石が
形成され、回転子の各歯を固定子の磁力で吸引すること
によって回転子が回転する。従って、回転子の各歯の回
転位置に応じて、固定子の各歯に巻回されたコイルの通
電状態を順次に切換えることによって、回転子を希望す
る方向に回転させることができる。

【０００３】この種のＳＲモ−タに関する従来技術は、
例えば、特開平１−２９８９４０号公報に開示されてい
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ＳＲモ−タは、構造が
簡単で、機械的に頑丈であり、高温下での動作も可能で
ある等々の長所を有しているが、ほとんど実用的に利用
されていないのが実情である。その原因の１つは、回転
時に発生する騒音が大きいことである。

【０００５】ＳＲモ−タにおいては、回転子の各極が特
定の回転位置にある時に、固定子各極に対する通電のオ
ン／オフを切換えるので、その切換時に、回転子に加わ
る磁気吸引力の大きさが急激に変化する。そのため、回
転子及び固定子には、比較的大きな機械振動が発生す
る。この振動によって騒音が生じる。

【０００６】このような振動を抑制するためには、モ−
タの通電制御によって、できる限り滑らかにモ−タを駆
動する必要がある。一般的に用いられる単純なパルス状
の通電のオン／オフだけを実施する場合には、モ−タを
滑らかに駆動することは不可能である。従って、モ−タ
の回転角度毎に、微妙な電流値の調整を実施しなければ
ならない。更に実際には、モ−タの回転速度や必要トル
クに応じて、通電波形や電流のオン／オフ角度を切換え
るのが望ましい。

【０００７】ＳＲモ−タの騒音は、回転子の回転方向の
実加速度の変動が主要因の１つである。そこで、回転子
の回転方向の実加速度を検出し、その変化を抑制するよ
うに、フィ−ドバック（負帰還）制御を実施して、付勢
量、即ちコイルに流れる電流を制御すれば、ＳＲモ−タ
の騒音を低減することが可能である。

【０００８】ところが、このようなフィ−ドバック制御
を実施するためには、比較的時間のかかる複雑な計算処
理を実行しなければならない。例えば、一般的なＰＩＤ
（比例・積分・微分）制御を実施するためには、検出し
た偏差の積分値及び微分値を計算し、更に複数回の掛算
を含む計算を実行しなければならない。

【０００９】ＳＲモ−タの望ましい制御のためには、前
述のように、モ−タの回転速度や必要トルクに応じて通
電波形や電流のオン／オフ角度を切換えるフィ−ドフォ
ワ−ド制御と、目標値と検出値との偏差を抑制するフィ
−ドバック制御の両方を実施する必要がある。ところ
が、前記フィ−ドフォワ−ド制御における通電波形の切
換えやオン／オフ角度の計算のための処理は、モ−タの
回転子が所定角度回転する毎に繰り返し実行しなければ
ならないので、モ−タの回転速度が上昇するのに伴なっ
て、前記処理が実行される周期が短くなる。換言すれ
ば、１回の処理を実行するのに許される時間は、モ−タ
の回転速度が上昇すると短くなる。しかし、フィ−ドバ
ック制御のための計算処理を実行するには比較的長い時
間を必要とするので、前記フィ−ドフォワ−ド制御とフ
ィ−ドバック制御を同時に実行すると、制御装置の負担
が非常に大きくなる。そして、回転速度が速い場合に
は、処理を許される時間内に完了できなくなる。許され
る時間内に所定の処理が完了しない場合には、正しい制
御を実行できないので、制御装置（例えばマイクロコン
ピュ−タ）が処理を実行する速度に応じて、モ−タの最
高回転速度が制限される。従って、複雑なハ−ドウェア
装置を用いたり、動作速度の速いマイクロコンピュ−タ
を複数用いたりしない限り、高速でモ−タを回転させる
ことができない。

【００１０】本発明は、比較的構成の簡単な制御装置を
用いて、ＳＲモ−タのような電気モ−タを高速で円滑に
回転駆動することを可能にするとともに、電気モ−タが
発生する騒音を低減することを主な課題とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の電気モ−タの通電制御装置は、電気モ−
タ（１）；前記電気モ−タの通電を制御するモ−タ付勢
手段（６，７，１７，１８，１９，１Ａ）；前記電気モ
−タの制御目標値を決定する目標値決定手段（６４）；
前記電気モ−タの動作状態を検出する状態検出手段（１
ｄ，７Ｅ，７Ｆ）；前記目標値決定手段が決定した制御
目標値と、前記状態検出手段が検出した検出値との偏差
に応じたフィ−ドバック補償量を生成して、該補償量を
前記モ−タ付勢手段に入力する負帰還制御手段（８５，
８８，８９，８Ａ）；および前記電気モ−タの回転速度
を、予め定めた少なくとも１つのしきい値と比較して、
回転速度が遅い第１の状態と回転速度が速い第２の状態
とのいずれかに識別し、前記第１の状態と第２の状態と
で、前記負帰還制御手段の制御動作を切換える、負帰還
制御切換手段（８１，８２，８３，８４，８６）；を備
える。

【００１２】また、請求項２の電気モ−タの通電制御装
置は、電気モ−タ（１）；前記電気モ−タの回転子の回
転位置毎の付勢量目標値を保持する通電マップ手段（４
９）；前記電気モ−タの回転子の回転位置を検出する回
転位置検出手段（１ｄ）；前記電気モ−タの実際の付勢
量を検出する付勢量検出手段（２，３，４）；前記回転
位置検出手段が検出した回転位置に基づいて、前記通電
マップ手段に保持された付勢量目標値を入力し、該付勢
量目標値と前記付勢量検出手段が検出した付勢量とに応
じて前記電気モ−タの通電を制御するモ−タ付勢手段
（６，７，１７，１８，１９，１Ａ）；前記電気モ−タ
の制御目標値を決定する目標値決定手段（６４）；前記
電気モ−タの回転速度の変化および前記制御目標値の変
化に対応して、前記通電マップ手段が保持する付勢量目
標値を更新する、マップ制御手段（６８，６９，６
Ａ）；前記電気モ−タの動作状態を検出する状態検出手
段（１ｄ，７Ｅ，７Ｆ）；前記目標値決定手段が決定し
た制御目標値と、前記状態検出手段が検出した検出値と
の偏差に応じたフィ−ドバック補償量を生成して、該補
償量を前記モ−タ付勢手段に入力する負帰還制御手段
（８５，８８，８９，８Ａ）；該負帰還制御手段が生成
したフィ−ドバック補償量を、前記マップ制御手段から
独立した経路で前記モ−タ付勢手段の入力に加算する、
補償量加算手段（１６）；および前記電気モ−タの回転
速度を、予め定めた少なくとも１つのしきい値と比較し
て、回転速度が遅い第１の状態と回転速度が速い第２の
状態とのいずれかに識別し、前記第１の状態と第２の状
態とで、前記負帰還制御手段の制御動作を切換える、負
帰還制御切換手段（８１，８２，８３，８４，８６）；
を備える。

【００１３】また、請求項３では、前記負帰還制御切換
手段は、前記第２の状態では、前記フィ−ドバック補償
量を定数に固定して、前記負帰還制御手段の第１の状態
で実行される少なくとも一部の動作を省略する、ように
構成される。

【００１４】また、請求項４では、前記制御目標値は目
標加速度であり、前記状態検出手段は、前記電気モ−タ
の回転速度を検出し、更に検出された回転速度の単位時
間あたりの変化量を実加速度として検出し、前記負帰還
制御手段は、前記目標値決定手段が決定した目標加速度
と、前記状態検出手段が検出した実加速度との偏差に応
じたフィ−ドバック補償量を生成する、ように構成され
る。

【００１５】また、請求項５では、前記負帰還制御切換
手段は、現在の状態が前記第１の状態か第２の状態かを
保持するフラグと、前記電気モ−タの回転速度と対比さ
れる２つのしきい値を有し、前記電気モ−タの回転速度
と前記２つのしきい値の少なくとも一方との比較結果
と、前記フラグの状態とに応じて、最新の状態が第１の
状態か第２の状態かを識別する、ように構成される。

【００１６】なお上記括弧内に示した記号は、後述する
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。

【００１７】前記請求項１の構成においては、負帰還制
御手段（８８，８９，８Ａ）は、目標値決定手段が決定
した制御目標値と、状態検出手段が検出した検出値との
偏差に応じたフィ−ドバック補償量を生成して、該フィ
−ドバック補償量をモ−タ付勢手段に入力する。このフ
ィ−ドバック制御によって、制御目標値と検出値との偏
差が抑制されるように電気モ−タの付勢量が制御され
る。即ち、制御目標値が一定の場合を想定すれば、検出
値の変動、例えば加速度の変動が抑制されるので、回転
子の機械振動、即ち騒音が低減される。

【００１８】前述のように、フィ−ドバック制御を実施
する場合には、フィ−ドバック補償量を生成する計算処
理に非常に時間がかかる。また、電気モ−タの回転速度
が高速であると、電流波形の切換えや通電のオン／オフ
角度の計算等の処理を実行する周期が短くなり、許され
る時間内に処理を完了するのが難しくなる。

【００１９】本発明者の実験によれば、ＳＲモ−タにお
ける振動の発生量は、低速回転時（例えば３００ｒｐｍ
以下）に大きく、高速回転時にはほとんど振動が生じな
いことが確認されている。従って、振動の発生を抑制す
るためのフィ−ドバック制御は、低速回転時には不可欠
であるが、高速回転時には省略しても構わない。

【００２０】そこで、負帰還制御切換手段（８１，８
２，８３，８４，８６）は、前記電気モ−タの回転速度
を、予め定めた少なくとも１つのしきい値と比較して、
回転速度が遅い第１の状態と回転速度が速い第２の状態
とのいずれかに識別し、前記第１の状態と第２の状態と
で、前記負帰還制御手段の制御動作を切換えるように制
御する。例えば、第１の状態（低速）の場合には通常の
フィ−ドバック制御を実施して、第２の状態（高速）の
場合にはフィ−ドバック制御の時間のかかる処理を省略
すればよい。あるいは、第２の状態では、フィ−ドバッ
ク補償量を求める計算の精度を落したり、計算を実行す
る周期を長くしてもよい。

【００２１】これにより、高速回転時には、フィ−ドバ
ック制御に関する処理の負担を小さくすることができる
ので、この負担が減少した分だけ、フィ−ドフォワ−ド
制御に関する処理を実行する時間に余裕ができる。即
ち、高速回転時であっても、回転子の回転位置の変化に
伴なう電流波形の切換えや通電のオン／オフ角度の計算
等の処理を許される時間内に完了することができる。従
って、比較的構成の簡単な制御装置を用いる場合であっ
ても、ＳＲモ−タを高速で回転させることができる。低
速回転時には、フィ−ドフォワ−ド制御に関する処理を
実行する周期が長いので、時間のかかるフィ−ドバック
制御の処理を実行しても、問題は生じない。フィ−ドバ
ック制御の実施により、低速回転時に振動、即ち騒音が
生じるのを抑制しうる。

【００２２】また、請求項２においては、通電マップ手
段（４９）が前記電気モ−タの回転子の回転位置毎の付
勢量目標値を保持する。更に、モ−タ付勢手段（６，
７，１７，１８，１９，１Ａ）は、回転位置検出手段が
検出した前記電気モ−タの回転子の回転位置に基づい
て、前記通電マップ手段に保持された付勢量目標値を入
力し、該付勢量目標値と付勢量検出手段が検出した実際
の付勢量とに応じて前記電気モ−タの通電を制御する。
従って、電気モ−タの回転位置毎に、所望の大きさの電
流を該電気モ−タの電気コイルに流すことができる。ま
た、マップ制御手段（６８，６９，６Ａ）は、前記電気
モ−タの回転速度の変化および制御目標値の変化に対応
して、前記通電マップ手段が保持する付勢量目標値を更
新する。これにより、その時の駆動条件に応じて、電気
モ−タの通電波形を微妙に調整することができるので、
効率の良いモ−タ駆動が可能になり、モ−タ駆動時に生
じる騒音もより効果的に低減しうる。しかも、通電マッ
プ手段が保持する付勢量目標値は駆動条件に応じて逐次
更新されるので、様々な条件における付勢量目標値を全
て通電マップ手段に保持する必要がなく、通電マップ手
段のメモリ容量を低減しうる。

【００２３】勿論、通電マップ手段が保持する付勢量目
標値の更新にはある程度の時間を要するため、それによ
る制御だけでは、駆動条件の変化に対してモ−タの応答
が遅れるのは避けられない。しかし、負帰還制御手段が
生成したフィ−ドバック補償量は、補償量加算手段（１
６）によって、前記マップ制御手段から独立した経路で
前記モ−タ付勢手段の入力に加算されるので、通電マッ
プ手段が保持する付勢量目標値の更新とは無関係に、負
帰還制御を実施することができ、応答性の良好な制御が
実現する。

【００２４】請求項３では、前記負帰還制御切換手段
は、前記第２の状態では、前記フィ−ドバック補償量を
定数（例えば０）に固定して、前記負帰還制御手段の第
１の状態で実行される少なくとも一部の動作（計算処理
など）を省略する。

【００２５】請求項４では、前記制御目標値は目標加速
度であり、前記状態検出手段は、前記電気モ−タの回転
速度を検出し、更に検出された回転速度の単位時間あた
りの変化量を実加速度として検出し、前記負帰還制御手
段は、前記目標値決定手段が決定した目標加速度と、前
記状態検出手段が検出した実加速度との偏差に応じたフ
ィ−ドバック補償量を生成する。

【００２６】請求項５では、前記負帰還制御切換手段
は、現在の状態が前記第１の状態か第２の状態かを保持
するフラグと、前記電気モ−タの回転速度と対比される
２つのしきい値を有し、前記電気モ−タの回転速度と前
記２つのしきい値の少なくとも一方との比較結果と、前
記フラグの状態とに応じて、最新の状態が第１の状態か
第２の状態かを識別する。これによって、第１の状態と
第２の状態との識別特性にヒステリシスを持たせること
ができ、モ−タの回転速度がしきい値の近傍で変化する
場合であっても、識別結果が頻繁に変わるのを防止する
ことができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】実施例の装置の構成を図１に示
す。図１に示す装置は、電気自動車の駆動ユニットの主
要部分を構成している。この例では、駆動源として１個
のＳＲモ−タ１が備わっており、このＳＲモ−タ１はコ
ントロ−ラＥＣＵによって制御される。コントロ−ラＥ
ＣＵは、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルス
イッチ，及びアクセル開度センサから入力される情報に
基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動を制御する。電源はバッ
テリ−から供給される。

【００２８】ＳＲモ−タ１の基本的な構成とその駆動原
理を図１８に示す。図１８に示すＳＲモ−タ１は、固定
子Ｓとその内空間に回動自在に支持された回転子Ｒとで
構成されている。回転子Ｒは、多数枚の薄い鉄板を積層
して構成してあり、外周の互いに９０度ずつずれた位置
に、外側に向かって突出した４つの極部Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃ及びＲｄが形成されている。固定子Ｓも多数枚の薄い
鉄板を積層して構成してあり、内周の互いに６０度ずつ
ずれた位置に、内側に向かって突出した６つの極部Ｓ
ａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ，Ｓｅ及びＳｆが形成されてい
る。図１８では一部分だけが示されているが、固定子Ｓ
の極部Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ，Ｓｅ及びＳｆには、電
気コイルＣＬがそれぞれ巻回されている。

【００２９】ここで、固定子Ｓの極部Ｓａ，Ｓｄに巻回
したコイルＣＬを第１相、固定子Ｓの極部Ｓｂ，Ｓｅに
巻回したコイルＣＬを第２相、固定子Ｓの極部Ｓｃ，Ｓ
ｆに巻回したコイルを第３相と定義すると、回転子Ｒの
極の位置に応じて、図１８に示すように、第１相−第２
相−第３相のコイルＣＬに順次に通電することにより、
時計回りに連続的に回転子Ｒを回転駆動することができ
る。即ち、固定子Ｓの通電した極部が電磁石を構成する
ので、その電磁石に近い位置にある回転子Ｒの極部が電
磁石に吸引されて回転移動する。回転を継続するために
は、回転子Ｒの回転移動に伴なってコイルの通電を切換
える必要がある。実際には、このＳＲモ−タ１の場合、
回転子Ｒが３０度回転する毎に、通電するコイルを第１
相−第２相−第３相と切換えればよい。

【００３０】再び図１を参照して説明を続ける。ＳＲモ
−タ１には、それを駆動するための３相のコイル１ａ，
１ｂ，１ｃと、回転子Ｒの回転位置（角度）を検出する
角度センサ１ｄが備わっている。３相のコイル１ａ，１
ｂ及び１ｃは、それぞれ、コントロ−ラＥＣＵ内部のド
ライバ１８，１９及び１Ａと接続されており、コイル１
ａとドライバ１８とを接続する信号線，コイル１ｂとド
ライバ１９とを接続する信号線，及びコイル１ｃとドラ
イバ１Ａとを接続する信号線には、それぞれ、電流セン
サ２，３及び４が設置されている。これらの電流センサ
２，３及び４は、それぞれ、コイル１ａ，１ｂ及び１ｃ
に実際に流れる電流に比例する電圧を電流信号Ｓ６とし
て出力する。この実施例においては、角度センサ１ｄと
して、多摩川精機製のＴＳ２０２８Ｎ９４Ｅ２１を使用
している。この角度センサ１ｄは、図７に示すように、
０〜３６０度の角度の絶対値を示す１０ビットの２値信
号を出力する。検出角度の最小分解能は０．３５度であ
る。

【００３１】コントロ−ラＥＣＵの内部には、ＣＰＵ
（マイクロコンピュ−タ）１１，入力インタ−フェ−ス
１２，電流マップメモリ１３ａ，ＰＷＭマップメモリ１
３ｂ，波形マップメモリ１３ｃ，電源回路１４，電流波
形生成回路１５，加算回路１６，方向検出回路５，Ｄ／
Ａ変換器６，比較回路７，出力判定回路１７，ドライバ
１８，１９及び１Ａが備わっている。このコントロ−ラ
ＥＣＵは、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセル
スイッチ，及びアクセル開度センサから入力される情報
に基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動速度及び駆動トルクを
逐次計算し、その計算の結果に基づいて、ＳＲモ−タ１
のコイル１ａ，１ｂ及び１ｃの各々に流す電流を制御す
る。

【００３２】図１の回路の一部分の具体的な構成を図２
に示す。図２は、ＳＲモ−タ１のコイル１ａの通電を制
御する回路のみを示しており、実際には他のコイル１ｂ
及び１ｃの通電を制御する同様の回路がそれぞれ含まれ
ている。

【００３３】図２を参照すると、コイル１ａの一端は、
スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ａを介して
電源の高電位ライン１８ｅと接続され、コイル１ａの他
端は、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ｂを
介して電源の低電位ライン１８ｆと接続されている。ま
た、トランジスタ１８ａのエミッタと低電位ライン１８
ｆとの間にはダイオ−ド１８ｃが接続され、トランジス
タ１８ｄのエミッタと高電位ライン１８ｅとの間にはダ
イオ−ド１８ｄが接続されている。従って、トランジス
タ１８ａ及び１８ｂの両方をオン（導通状態）にすれ
ば、電源ライン１８ｅ，１８ｆとコイル１ａとの間に電
流が流れ、いずれか一方、又は両方をオフ（非導通状
態）にすれば、コイル１ａの通電を停止することができ
る。

【００３４】出力判定回路１７には、２つのアンドゲ−
ト１７ａ，１７ｂとタイミング制御回路１７ｃが備わっ
ている。アンドゲ−ト１７ａの出力端子はトランジスタ
１８ｂのゲ−ト端子と接続されており、アンドゲ−ト１
７ｂの出力端子は、タイミング制御回路１７ｃの入力に
接続されている。タイミング制御回路１７ｃの出力が、
トランジスタ１８ａのゲ−ト端子と接続されている。ア
ンドゲ−ト１７ａの入力端子には信号Ｓ１０とＳ５が入
力され、アンドゲ−ト１７ｂの入力端子には、信号Ｓ７
１及びＳ５が入力される。信号Ｓ７１は、比較回路７の
アナログ比較器７ａが出力する２値信号である。また信
号Ｓ５は、電流波形生成回路１５が出力する２値信号
（オン／オフ信号）である。

【００３５】アナログ比較器７ａの一方の入力端子に
は、電流波形生成回路１５が出力する基準電流値Ｓ４に
振動補償値及び速度補償値を加算回路１６で加算した結
果を、Ｄ／Ａ変換器６で変換したアナログ電圧Ｖｒ２が
印加され、他方の入力端子には、電流センサ２が検出し
た電流に対応する信号Ｓ６の電圧（Ｖｓ６）が印加され
る。アナログ比較器７ａは、電圧Ｖｒ２とＶｓ６とを比
較した結果を２値信号Ｓ７１として出力する。

【００３６】信号Ｓ５が高レベルＨ（通電オン）の時に
は、アナログ比較器７ａが出力する２値信号Ｓ７１に基
づいて、トランジスタ１８ａのオン／オフが制御され
る。但し、２値信号Ｓ７１のオン／オフとトランジスタ
１８ａのオン／オフとの関係は１対１ではなく、タイミ
ング制御回路１７ｃによってタイミングが調整される。
これについては後で詳細に説明する。また信号Ｓ５が高
レベルＨ（通電オン）の時には、ドライバ１８のトラン
ジスタ１８ｂは、アンドゲ−ト１７ａに入力される２値
信号Ｓ１０に応じてオン／オフする。この２値信号Ｓ１
０は、ＣＰＵ１１の内部で生成される信号であり、信号
の周期は一定（１５ＫＨｚ）、デュ−ティは可変になっ
ている。また、信号Ｓ１０のデュ−ティは、ＣＰＵ１１
の処理によって必要に応じて変更される。実際には、Ｃ
ＰＵ１１は、その時のモ−タの回転数（ｒｐｍ）と必要
な駆動トルクに基づいて、オンデュ−ティ値をそれに接
続されたＰＷＭマップメモリ１３ｂに保持されたテ−ブ
ル（図１３参照）の参照により得て、この値のデュ−テ
ィを有する信号Ｓ１０を出力する。

【００３７】つまりこの実施例では、トランジスタ１８
ａ及び１８ｂが、それぞれ互いに独立した制御信号Ｓ８
１及びＳ８２によって、独立にオン／オフ制御されるの
で、ドライバ１８の通電制御状態としては、トランジス
タ１８ａ，１８ｂが共にオンする状態と、共にオフする
状態と、一方がオンして他方がオフする状態との３状態
が存在する。

【００３８】例えば通電を開始する時に、トランジスタ
１８ｂがオンであると仮定すると、電流の基準レベルＶ
ｒ２を０からＩｒｅｆに切換えると、Ｖｒ２＞Ｖｓ６に
なるため、まずトランジスタ１８ａがオン状態になり、
負荷に流れる電流は、０から駆動回路及び負荷の特性
（時定数）によって定まる傾きで徐々に上昇する。そし
て、負荷に流れる電流がＩｒｅｆに達した後、トランジ
スタ１８ａがオフ→オン→オフ→オン→・・・を繰り返
し、電流の最大値がＩｒｅｆとほぼ等しくなるように制
御される。また、通電を終了する時に、基準電流値をＩ
ｒｅｆから０に切換えると、Ｖｒ２＜Ｖｓ６になるた
め、トランジスタ１８ａがオフ状態になり、負荷に流れ
る電流は、駆動回路及び負荷の特性（時定数）によって
定まる傾きで徐々に下降して０になる。

【００３９】しかし実際には、トランジスタ１８ｂに印
加される制御信号Ｓ８２はパルス信号であるため、通電
開始時の立上り期間中でも、トランジスタ１８ｂがオフ
状態の期間が存在し、これの影響を受けて、負荷電流の
立上りカ−ブは変化する。即ち、トランジスタ１８ｂに
印加される制御信号Ｓ８２のデュ−ティに応じて、図１
２に示すように、負荷電流の立上りカ−ブが変化する。
また、通電終了時の立下り期間中でも、トランジスタ１
８ｂがオフ状態の期間とトランジスタ１８ｂがオン状態
の期間とが存在し、それらの比率に応じて、負荷電流の
立下りカ−ブが変化する。

【００４０】図２３及び図２４を参照して説明する。図
２３に示すように、スイッチング手段１８ａ，１８ｂを
共にオンして負荷１ａに電流が流れている状態から、両
方のスイッチング手段１８ａ，１８ｂをオフに切換える
と、負荷１ａに蓄えられたエネルギ−によって流れる電
流は、ダイオ−ドＤ１，Ｄ２を通って、電源の低電位ラ
インから高電位ラインに向かって流れる。この時には、
負荷１ａの端子間の電位差が大きいため、エネルギ−の
放出が速く、電流の減衰速度が速い。つまり、過渡電流
カ−ブの立下りの傾きが大きい。

【００４１】一方、図２４に示すように、スイッチング
手段１８ａ，１８ｂを共にオンして負荷１ａに電流が流
れている状態から、一方のスイッチング手段１８ａだけ
をオフに切換えると、他方のスイッチング手段１８ｂが
オンのままであるため、負荷１ａに蓄えられたエネルギ
−によって流れる電流は、ダイオ−ドＤ１，負荷１ａ，
スイッチング手段１８ｂの閉ル−プを通る。そしてこの
時には、負荷１ａの端子間の電位差が小さくなるため、
エネルギ−の放出は緩やかであり、電流の減衰速度も遅
い。つまり、過渡電流カ−ブの立下りの傾きが小さい。

【００４２】即ち、トランジスタ１８ｂに印加される制
御信号Ｓ８２のデュ−ティの調整によって、負荷電流の
立上り時の波形、ならびに立下り時の波形を制御するこ
とができる。

【００４３】また、比較器７ａの出力する２値信号Ｓ７
１によりチョッピング制御を実施する場合、負荷電流の
立下り速度が比較的速いと、図２３に示すように電流の
変動幅（振幅）が大きく、電流の立下り速度が比較的遅
いと、図２４に示すように電流の変動幅が小さくなる。
電流の変動幅を小さくすることにより、ＳＲモ−タの場
合、回転時に生じる振動及び騒音を大幅に低減しうる。

【００４４】しかしながら、電流の立下り速度が遅い
と、チョッピング制御における目標値（基準レベル）を
変化させた場合に、目標値に対する電流の追従遅れが生
じ易い。モ−タに流す電流のレベルは、駆動トルクの変
更などに伴なって変える必要がある。特にＳＲモ−タを
駆動する場合には、回転子の極の位置に応じて、各コイ
ルの通電／非通電を切換える必要があり、目標値に対す
る電流の追従遅れが生じると、特に高速回転の場合に回
転トルクの低下が著しくなる。

【００４５】この実施例においては、モ−タの回転数
（ｒｐｍ）と必要な駆動トルクに基づいて、信号Ｓ１０
のデュ−ティを自動的に調整するので、回転数が高い、
あるいは大きな駆動トルクを必要とする時には、通電の
立上りが速くなり、目標値の変化に対する電流の追従遅
れが防止される。また、回転数が低い、あるいは大きな
駆動トルクを必要としない時には、負荷電流の立上り，
立下り等の変化速度が遅いため、振動及び騒音の発生が
抑制される。電流の基準レベル（Ｖｒ２）の波形を短い
期間で細かく調整するのは困難であるが、信号Ｓ１０の
デュ−ティの調整は容易である。

【００４６】ところで、比較器７ａの比較結果に従っ
て、トランジスタ１８ａは通常、短い周期でオン／オフ
を繰り返すが、仮に比較器７ａが出力する信号Ｓ７１を
そのままトランジスタ１８ａに印加すると、トランジス
タ１８ａのオン／オフ周期は、その通電回路の特性，モ
−タのコイルのインピ−ダンスなどによって定まり、温
度，湿度等の環境変化の影響も受ける。その場合、トラ
ンジスタ１８ａのオン／オフ周波数が異常に高くなる場
合もある。しかし、通電をオン／オフする周波数が高く
なると、それに伴なって、トランジスタ１８ａにおける
損失が増大し、発熱量も増大する。また逆に、通電をオ
ン／オフする周波数が人間の可聴周波数の上限よりも低
い場合、電流のスイッチングによって生じる機械振動
が、ノイズとして人間に聞こえることになる。従って、
トランジスタ１８ａのオン／オフ周波数を、一般的な人
間の可聴周波数の上限より僅かに高い周波数（例えば１
５ＫＨｚ）になるように制御するのが望ましい。

【００４７】トランジスタ１８ａのオン／オフ周波数を
制御するために、この実施例の装置を試作する前に、図
１１に（ａ）として示す制御を実施した。この制御につ
いて説明する。即ち、周期が一定の同期信号を用いて、
その周期毎に生じるタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・
・を生成し、トランジスタ１８ａに印加する信号Ｓ８１
ｘを、Ｖｒ２＜Ｖｓ６になる毎にオフレベルに切換え、
タイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・・の各々において、
Ｖｒ２＞Ｖｓ６であれば、その時に信号Ｓ８１ｘをオン
レベルに切換えるが、Ｖｒ２≦Ｖｓ６なら信号Ｓ８１ｘ
をオフレベルに維持する。

【００４８】ところが、この制御（図１１の（ａ））で
は、同期信号のタイミング（ｔ４）の直前でＶｒ２＜Ｖ
ｓ６になると、その直後の同期信号のタイミング（ｔ
４）で、Ｖｒ２＜Ｖｓ６であるため、信号Ｓ８１ｘはオ
フレベルに維持される。その結果、信号Ｓ８１ｘのオン
／オフが切換らない期間が長くなり、トランジスタ１８
ａのオン／オフ周波数が人間の可聴周波数の上限より低
くなる時があった。

【００４９】そこでこの実施例では、更に改良されたタ
イミング制御回路１７ｃを用いて、図１１に（ｂ）とし
て示すように制御している。この制御を図１１の（ｂ）
を参照して説明する。周期が一定の同期信号を用いて、
その周期毎に生じるタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・
・を生成する。信号ＦＥは、Ｖｓ６＞Ｖｒ２になった時
に高レベルＨ（オン不可）に切換え、同期信号の各タイ
ミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・・でそれぞれ低レベルＬ
（オン可）に切換える。そして、信号Ｓ８１をオフに切
換える条件は、Ｖｓ６＞Ｖｒ２になった時であり、信号
Ｓ８１をオンに切換える条件は、信号ＦＥがオン可で、
かつＶｓ６≦Ｖｒ２になった時である。この制御によれ
ば、同期信号のタイミング（ｔ４）の直前でＶｒ２＜Ｖ
ｓ６になり、その直後の同期信号のタイミング（ｔ４）
で、Ｖｒ２＜Ｖｓ６であっても、信号ＦＥがオン可に切
換わった後でＶｓ６＞Ｖｒ２になれば、その時に信号Ｓ
８１がオンに切換るため、信号Ｓ８１のオン／オフ周期
は、同期信号の周期（基準チョッピング周期）とほぼ同
一になり、周波数の変化はあまり生じない。このため、
同期信号の周波数を人間の可聴周波数の上限より僅かに
高く設定することにより、可聴周波数のノイズの発生を
防止し、しかも大きな発熱の発生も防止しうる。

【００５０】実際のタイミング制御回路１７ｃの構成を
図３に示し、回路中の各部の信号波形の例を図１０に示
す。この実施例では、同期信号ＣＬＫ１５Ｋとして、周
波数が１５ＫＨｚのパルス信号を用いている。図３に示
す回路は、ゲ−ト回路１７１，１７４，１７７，１７８
及び１７９と、Ｄ型のフリップフロップ１７２，１７
３，１７６及び１７Ａと、インバ−タ１７５を備えてい
る。図１０に示すように、信号ＦＥは、入力信号Ｓ７１
がＶｓ６＞Ｖｒ２の条件になると、「オン不可」に切換
り、１５ＫＨｚの同期信号ＣＬＫ１５Ｋの立上りのタイ
ミングで「オン可」に切換る。そして信号Ｓ８１は、入
力信号Ｓ７１がＶｓ６＞Ｖｒ２の条件になると、オフに
切換り、信号ＦＥの「オン不可」が解除された後で、入
力信号Ｓ７１がＶｓ６＜Ｖｒ２になると、オンに切換
る。従って、タイミング制御回路１７ｃを用いることに
より、図１１に（ｂ）として示す制御が実現する。

【００５１】ところで、例えばモ−タ１の回転加速度を
目標加速度に正確に追従させるために、加速度のフィ−
ドバック制御を実施するのが望ましい。この実施例にお
いては、比較器７ａに入力する電流の基準レベルＶｒ２
を制御することにより、モ−タ１の電流値を制御してい
るが、電流の微妙な波形の制御をも可能にするために、
モ−タ１の微小回転角度（０．７度）毎に、独立した電
流値が基準レベルＶｒ２に割り当てられる。このため、
例えば回転数（ｒｐｍ）や必要トルクの変更に伴なっ
て、モ−タ１の付勢量を調整する場合には、各相のコイ
ルの全角度の電流値をそれぞれ計算して、それらの値を
メモリに更新登録しなければならない。即ち、制御量の
更新に非常に時間がかかるため、制御系の応答が非常に
遅い。このような多数の電流値を調整する制御系（電流
波形生成回路１５）に、加速度フィ−ドバック制御を含
めると、加速度変化に対する速い応答は期待できない。

【００５２】そこでこの実施例においては、電流波形の
生成とは別の独立した制御系として、加速度フィ−ドバ
ック制御を実施している。即ち、図２に示すように、加
速度フィ−ドバック制御によって生成される加速度補償
値は、加算回路１６によって、電流波形生成回路１５の
出力信号Ｓ４に加算される。従って、この加速度フィ−
ドバック制御系には、格別に時間のかかる処理が含まれ
ないため、加速度制御系の応答速度は速い。

【００５３】加算回路１６においては、加速度補償値の
他に、振動補償値が加算される。この振動補償値は、モ
−タ１の回転方向の微小振動を抑制するための補償値で
ある。本発明者の実験によれば、ＳＲモ−タ１を一定の
方向に回転駆動している間に、その回転子は、一時的に
駆動方向とは逆の方向に回転（振動）する場合があるこ
とが確かめられている。このような逆転による振動を抑
制すれば、ＳＲモ−タ１がより滑らかに駆動され、騒音
も確実に低減される。

【００５４】そこでこの実施例においては、駆動中の回
転方向の逆転を検出し、その逆転を抑制するような振動
補償値を生成し、それを加算回路１６に入力して電流値
を補償している。この振動補償制御系においても、電流
波形の生成とは別の独立した制御系であるため、速い変
化（振動）に対して充分に追従しうる。

【００５５】実際には、図７に示す方向検出回路５を用
いて、角度センサ１ｄが出力する信号の下位２ビットに
基づいて、ＳＲモ−タ１の回転子の回転方向ＣＷ／ＣＣ
Ｗ（前進方向／後退方向）を検出している。図７を参照
すると、方向検出回路５は、Ｄ型のフリップフロップ５
１，５２及び５８とゲ−ト回路５３，５４，５５，５６
及び５７で構成されている。この方向検出回路５の各部
の信号波形の例を図８に示すので参照されたい。角度セ
ンサ１ｄと方向検出回路５を用いることにより、微妙な
逆転をも検出することができる。

【００５６】図１に示すＣＰＵ１１の動作の概略を図１
４に示す。図１４を参照してＣＰＵ１１の動作を説明す
る。電源がオンすると、ステップ６１で初期化を実行す
る。即ち、ＣＰＵ１１の内部メモリの初期化および内部
タイマ，割込等のモ−ドセットを実施した後、システム
の診断を実施し、異常がなければ次の処理に進む。

【００５７】ステップ６２では、シフトレバ−，ブレ−
キスイッチ，アクセルスイッチ，アクセル開度センサの
それぞれが出力する信号の状態を読取る。ステップ６２
で検出した状態に何らかの変化があった場合には、ステ
ップ６３からステップ６４に進む。変化がない時には、
ステップ６３からステップ６５に進む。

【００５８】ステップ６４では、ステップ６２で検出し
た各種状態に基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動トルクの目
標値ならびに加速度の目標値を決定する。例えば、アク
セル開度センサによって検出されたアクセル開度が増大
した時には、駆動トルク及び加速度の目標値も増大す
る。また、ここで目標トルクの変化を示すトルク変更フ
ラグをセットする。

【００５９】ステップ６５では、検出された現在のＳＲ
モ−タ１の回転速度を入力する。なお回転速度は、後述
する割込処理によって検出される。そして、ＳＲモ−タ
１の回転速度に変化がある時には、ステップ６６からス
テップ６８に進み、回転速度に変化がなければステップ
６７に進む。ステップ６７では、トルク変更フラグの状
態を調べ、フラグがセットされている時、即ち目標トル
クの変化がある時には、ステップ６８に進み、トルクに
変化がない時にはステップ６２に戻る。

【００６０】ステップ６８では、ＰＷＭマップメモリ１
３ｂを参照してデ−タを入力し、ＣＰＵ１１が出力して
いるパルス信号（ＰＷＭ信号）Ｓ１０のデュ−ティを変
更する。このパルス信号Ｓ１０は、モ−タ１の駆動中は
常時出力されており、その周期は１５ＫＨｚに固定され
ているが、デュ−ティはその時の状態に応じて変更され
る。

【００６１】即ち、ＰＷＭマップメモリ１３ｂは、予め
様々なデ−タを登録した読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）
で構成してあり、図１３に示すように、様々な目標トル
クと様々な回転数（モ−タの回転速度）のそれぞれに対
応付けられた多数のデ−タＰｎｍ（ｎ：トルクに対応す
る列の数値，ｍ：回転数に対応する行の数値）が保持さ
れている。例えば、デ−タＰ３４には、オンデュ−ティ
の９５％を示す数値が保持されているので、例えば、ト
ルクが２０［Ｎ・ｍ］で回転数が５００［ｒｐｍ］の時
には、ＣＰＵ１１は、デ−タＰ３４の内容を参照して、
信号Ｓ１０のオン時間が９５％になるようにそのデュ−
ティを更新する。

【００６２】次のステップ６９では、電流マップメモリ
１３ａ及び波形マップメモリ１３ｃから、それぞれデ−
タを入力する。この実施例では、電流マップメモリ１３
ａ及び波形マップメモリ１３ｃは、予め様々なデ−タを
登録した読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）で構成してあ
り、電流マップメモリ１３ａには図１９に示すようなデ
−タが保持され、波形マップメモリ１３ｃには図２１に
示すようなデ−タが保持されている。

【００６３】即ち、電流マップメモリ１３ａには、様々
な目標トルクと様々な回転数（モ−タの回転速度）のそ
れぞれに対応付けられた多数のデ−タＣｎｍ（ｎ：トル
クに対応する列の数値，ｍ：回転数に対応する行の数
値）が保持されており、デ−タＣｎｍの１組には、通電
オン角度，通電オフ角度，電流上限値及び波形パタ−ン
番号が含まれている。例えば、トルクが２０［Ｎ・ｍ］
で回転数が５００［ｒｐｍ］の時のデ−タＣ３４の内容
は、５２．５度，８２．５度，２００［Ａ］及び波形パ
タ−ン番号３である。このデ−タＣ３４は、０〜９０度
の回転位置の範囲内における通電情報を示しており、５
２．５〜８２．５度の範囲においては、電流の上限値が
２００Ａの予め定めた３番の波形パタ−ンの電流を流
し、０〜５２．５度の範囲及び８２．５〜９０度の範囲
では電流を遮断することを意味している。ステップ６９
では、その時のトルクと回転数に応じて選択した、Ｃｍ
ｎの１組のデ−タを入力する。

【００６４】更に、入力したＣｍｎのデ−タに含まれる
波形パタ−ン番号に対応する１組の波形デ−タを、波形
マップメモリ１３ｃから読み込む。例えば、波形パタ−
ン番号が３の場合には、図２１に示す０，１２，２６，
４０，・・・・の一連の波形デ−タを入力する。この波
形デ−タによって、実際にコイルに流す電流の基準値の
波形が決定される。即ち、モ−タの回転子の角度ステッ
プ毎に、電流の基準値は細かく調整される。

【００６５】次のステップ６Ａでは、ステップ６９で入
力したデ−タＣｎｍ及び波形デ−タに基づいて、通電マ
ップのデ−タを生成する。即ち、モ−タの回転子の各々
の角度ステップに対応付けられた多数の電流基準値とそ
れに付随するデ−タ（詳細は後述する）を生成する。そ
して、この通電マップのデ−タを、電流波形生成回路１
５の内部にあるメモリ（双方向性メモリ）に書込む。後
述するように、電流波形生成回路１５は、基準となる１
相のデ−タに基づいて３相全てのデ−タを自動的に生成
するので、ステップ６Ａでは、特定の１相分の通電マッ
プだけを作成し、それを電流波形生成回路１５のメモリ
に書込む。

【００６６】ＣＰＵ１１は、上述のステップ６２〜６Ａ
の処理を繰り返し実行する。そして、検出したＳＲモ−
タの回転速度及びトルクが一定の場合には、ステップ６
６−６７−６２を通るが、回転速度が変化した場合、又
はトルクが変化した場合には、ステップ６８−６９−６
Ａ−６Ｂを実行するので、電流波形生成回路１５の通電
マップが更新される。

【００６７】また、ステップ６１の初期化を終了した
後、４ｍsec 毎にＣＰＵ１１にタイマ割込みが発生す
る。このタイマ割込みが発生すると、ＣＰＵ１１は図１
５に示す処理を実行する。図１５を参照して説明する。

【００６８】ステップ７１では、カウンタＴＭ２４の値
を参照して、２４ｍsec 周期で生じる所定のタイミング
か否かを識別する。即ち、２４ｍsec に１回の割合い
で、ステップ７１から図１６のステップ８１に進み、そ
れ以外の時にはステップ７１からステップ７２に進む。

【００６９】ステップ７２では、カウンタＴＭ８の値を
参照して、８ｍsec 周期で生じる所定のタイミングか否
かを識別する。即ち、８ｍsec に１回の割合いで、ステ
ップ７２からステップ７Ｃに進み、それ以外の時にはス
テップ７２からステップ７３に進む。

【００７０】ステップ７３においては、ＳＲモ−タ１を
駆動中か否かを識別し、駆動中であれば次にステップ７
４に進み、そうでなければステップ７Ａに進む。ステッ
プ７４では、現在のＳＲモ−タの駆動方向（駆動しよう
としている方向）が正転／逆転のいずれであるかを識別
する。そして次のステップ７５では、現在のＳＲモ−タ
の実際の回転方向が正転／逆転のいずれであるかを識別
する。ＳＲモ−タの実際の回転方向は、方向検出回路５
によって検出されるので、ＣＰＵ１１は、方向検出回路
５が出力する２値信号ＣＷ／ＣＣＷを参照して、ＳＲモ
−タ１の実際の回転方向を識別する。

【００７１】ステップ７６では、ステップ７４で識別し
た現在のＳＲモ−タの駆動方向と、ステップ７５で識別
した現在のＳＲモ−タの実際の回転方向とが一致するか
否かを識別する。一致する場合には、ステップ７Ｂに進
み、振動補償値に０をセットする。また、駆動方向と実
際の回転方向とが一致しない場合、即ち振動により、駆
動方向に対して回転子が逆転方向に回転している時に
は、ステップ７８に進み、予め定めた定数を振動補償値
にセットする。この実施例においては、ステップ７８で
振動補償値にセットする定数（電流値）を＋３０［Ａ］
に定めてある。次のステップ７９では、ステップ７８又
は７Ｂで決定した振動補償値を出力し、それを加算回路
１６に印加する。なお、この振動補償値は、３相の制御
系で共通に利用される。

【００７２】ステップ７Ａでは、カウンタＴＭ２４の値
およびＴＭ８の値をそれぞれ更新（＋１）する。またス
テップ７Ｈでは、次回の割込みを発生させるために、割
込用のタイマを再セットする。

【００７３】一方、８ｍsec に１回の割合いで生じる所
定のタイミングにおいては、まず、ステップ７Ｃでシフ
トレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルスイッチ，アク
セル開度センサ等の状態を、入力インタ−フェ−ス１２
を介して読取り、その結果を内部メモリに保持する。

【００７４】次のステップ７Ｅでは、モ−タの回転速度
を計算する。この実施例では、ＳＲモ−タ１の駆動軸に
連結された角度センサ１ｄが、駆動軸の回転速度に応じ
て周期が変化するパルス信号を出力するので、ＣＰＵ１
１は、角度センサ１ｄが出力する信号のパルス周期を測
定し、この周期に基づいてＳＲモ−タ１の回転速度を検
出する。検出した回転速度のデ−タは内部メモリに保存
する。

【００７５】次のステップ７Ｆでは、互いに異なるタイ
ミングにおいて、ステップ７Ｅで検出された複数の回転
速度のデ−タに基づいて、実加速度を計算する。例え
ば、最新の回転速度と１周期（８ｍsec ）前に検出され
た回転速度との差分を計算することにより、８ｍsec あ
たりの速度変化、即ち加速度を得ることができる。加速
度を得るために利用する回転速度のデ−タ数や計算式
は、必要に応じて変更される。次のステップ７Ｇでは、
カウンタＴＭ８をクリアする。

【００７６】次に、２４ｍsec に１回の割合いで生じる
所定のタイミングにおける動作を、図１６を参照して説
明する。ステップ８１においては、ステップ７Ｅで検出
された最新のモ−タ回転速度を第１のしきい値である５
００［ｒｐｍ］と比較する。そして、回転速度≧５００
ならステップ８４に進み、そうでなければステップ８２
に進む。ステップ８４では高速フラグを１にセットし、
次にステップ８５に進む。

【００７７】また、ステップ８２では、ステップ７Ｅで
検出された最新のモ−タ回転速度を第２のしきい値であ
る３００［ｒｐｍ］と比較する。そして、回転速度≦３
００ならステップ８６に進み、そうでなければステップ
８３に進む。ステップ８６では高速フラグをクリアし
て、次にステップ８７に進む。またステップ８３では、
高速フラグをチェックして、それが１にセットされてい
る場合には、次にステップ８５に進み、高速フラグがク
リアされている場合には、次にステップ８７に進む。

【００７８】ステップ８５では、加速度補償値をクリア
して、次にステップ８Ａに進む。

【００７９】ステップ８７では、前記ステップ６４で決
定した加速度の目標値と、前記ステップ７Ｆで求められ
る実加速度（検出値）とを比較する。そして、目標値≧
検出値なら次にステップ８８に進み、そうでなければ次
にステップ８９に進む。つまり、図２２に示す「第１の
状態」であればステップ８８を実行し、「第２の状態」
であればステップ８９を実行する。

【００８０】ステップ８８及び８９では、いずれもＰＩ
Ｄ（比例・積分・微分）演算を実行して、加速度補償値
を生成する。但し、ステップ８８の演算とステップ８９
の演算とは内容が異なっている。

【００８１】ステップ８８では、前記ステップ６４で決
定した加速度の目標値Ａref と、前記ステップ７Ｆで求
められる実加速度（検出値）Ａｄとの偏差（差分）Ｅａ
を求めた後、加速度偏差Ｅａの単位時間あたりの変化、
即ち時間微分値ｄＥと、加速度偏差Ｅａの積分値ＩＥと
をそれぞれ計算し、次の第(1)式に基づいて、加速度補
償値ＣＰ２を生成する。またステップ８９では、次の第
(2)式に基づいて、加速度補償値ＣＰ２を生成する。

【００８２】 ＣＰ２＝Ｋp1・Ｅａ＋Ｋd1・ｄＥ＋Ｋi1・ＩＥ (1) Ｋp1，Ｋd1，Ｋi1：定数 ＣＰ２＝Ｋp2・Ｅａ＋Ｋd2・ｄＥ＋Ｋi2・ＩＥ (2) Ｋp2，Ｋd2，Ｋi2：定数 Ｋp1＞Ｋp2，Ｋd1＞Ｋd2，Ｋi1＞Ｋｉ２ 従って、仮に目標値Ａｒｅｆ と実加速度Ａｄとの偏差
Ｅａが等しい場合でも、第(1)式によって求められる加
速度補償値ＣＰ２の絶対値は、第(2)式によって求めら
れる加速度補償値ＣＰ２の絶対値よりも大きくなる。こ
のようにして決定される加速度補償値ＣＰ２がフィ−ド
バック制御系の帰還量になるので、図２２に示すよう
に、「第１の状態」における帰還量は、「第２の状態」
の帰還量に比べて大きくなる。

【００８３】即ち、「目標加速度＞実加速度」（第１の
状態）の場合には、加速度の不足を補うための電流補償
量が比較的大きいので、加速度の不足を充分に補って実
加速度を目標加速度に近づけることができる。また、
「目標加速度＜実加速度」（第２の状態）の場合には、
過大な加速度を抑えるための電流補償量が比較的小さい
ので、実加速度を目標加速度に充分に追従させることは
できないが、モ−タの電流値が目標値よりも大きいの
で、加速性能は改善される。モ−タの回転方向の振動に
よって生じる騒音の大きさは、目標加速度と実加速度と
の偏差の大きさで定まるが、前記偏差は、第１の状態で
は非常に小さく、第２の状態でも抑制されるので、偏差
の平均的な振幅は充分に小さくなり、従って騒音が抑制
される。

【００８４】図１６のステップ８Ａでは、加速度補償値
を出力して加算回路１６に入力する。また次のステップ
８Ｂでは、カウンタＴＭ２４をクリアする。

【００８５】図１６に示す処理においては、モ−タの回
転速度が５００[rpm]以上の場合、又はモ−タの回転速
度が３００[rpm]を越えかつ高速フラグがセットされて
いる場合には、ステップ８５に進むので、加速度補償値
がクリアされる。つまりその場合には、加速度を補償す
るためのフィ−ドバック制御は実行されない。このフィ
−ドバック制御が実施されるのは、モ−タの回転速度が
３００[rpm]以下の場合、及びモ−タの回転速度が５０
０[rpm]未満でかつ高速フラグがクリアされている場合
である。

【００８６】前述のように、フィ−ドバック制御に用い
る加速度補償値を得るためには、ステップ８８又は８９
において、微分，積分，掛算等を含む比較的時間のかか
る計算処理（前記第(1)式又は第(2)式）を実行しなけれ
ばならない。また、ＳＲモ−タを駆動するためには、回
転子の回転位置が所定角度変化する毎に、電流を制御し
なければならない。特にこの実施例では、電流波形の切
換え，通電オン／オフ角度の計算等の処理を、回転子の
回転位置の変化に対応して実施しなければならない。と
ころが、ＳＲモ−タの回転速度が速くなるに従って、回
転位置が所定角度変化するのに要する時間が短くなるの
で、電流波形の切換え，通電オン／オフ角度の計算等の
処理に許される時間が短くなり、ＳＲモ−タの回転速度
を所定以上に上げると、許される時間内に処理が終了で
きなくなる。

【００８７】前述の加速度補償のためのフィ−ドバック
制御は、主として、振動の発生を抑制するために実施さ
れる。しかし実際には、振動が発生するのは回転速度が
比較的低速の場合のみである。従って、モ−タの回転速
度が速い場合には、加速度補償のためのフィ−ドバック
制御を省略しても問題は生じない。フィ−ドバック制御
を省略すると、ステップ８８，８９のＰＩＤ演算の実行
も省略できるので、それを省略した分だけ、電流波形の
切換え，通電オン／オフ角度の計算等の処理に許される
時間が長くなる。即ち、ＳＲモ−タの回転速度が速い場
合でも、許された時間内に電流波形の切換え，通電オン
／オフ角度の計算等の処理を確実に終了することができ
る。

【００８８】図１６に示す処理においては、高速フラグ
がクリアされている場合に、加速度補償のためのフィ−
ドバック制御を実行し、高速フラグがセットされている
場合には前記フィ−ドバック制御を省略する。また、高
速フラグの切換えのために参照するしきい値として、５
００[rpm]と３００[rpm]の２つを用いており、高速フラ
グの切換えにヒステリシスを持たせてある。

【００８９】図１の電流波形生成回路１５が出力する電
流指示値Ｓ４と、補正後の電流指示値Ｓ４Ｂの波形例を
図９に示す。図９において、ＣＰ１が振動補償値であ
り、ＣＰ２が加速度補償値である。振動補償値ＣＰ１と
加速度補償値ＣＰ２は、それぞれ３相で共通に利用され
る。また、電流指示値Ｓ４が０の時には、補正後の電流
指示値Ｓ４Ｂも０にする。振動補償値ＣＰ１を電流指示
値Ｓ４に加算することによって、ＳＲモ−タ１の振動が
抑制されるため騒音が低減され、また加速度補償値ＣＰ
２を電流指示値Ｓ４に加算することによって、ＳＲモ−
タ１の加速度制御の応答性が改善される。

【００９０】さて、この実施例では３相のＳＲモ−タ１
を駆動するので、各相のコイルに流す電流の指示値を３
相分生成する必要がある。この実施例では、電流指示値
を回転子の位置（微小角度ステップ）毎にそれぞれ調整
して通電波形を最適化しようとしているので、電流指示
値Ｓ４の生成は非常に難しい。しかも、回転子が微小回
転する毎に電流指示値を変える必要があるので、電流指
示値Ｓ４の更新は瞬時に実行できなければならない。こ
のような信号を発生するためには、メモリに多数の電流
指示値（通電マップ）を予め登録して、メモリのアドレ
スを回転子の位置（角度ステップ）に対応付け、回転子
の位置が変わる毎に、その位置情報をメモリのアドレス
に印加して、その位置の電流指示値をメモリから読み出
して電流制御系に与えるように制御すればよい。また、
このような回路を３組設置すれば、３相の電流指示値を
生成することが可能である。

【００９１】しかしながら、３相のそれぞれに対応し
て、独立した電流波形生成回路を３組設けると、必要な
メモリの容量が大きくなり、回路構成も複雑化するのは
避けられない。また、ＣＰＵ１１は、モ−タの回転数や
必要トルクが変化する度に、メモリの内容（通電マッ
プ）を書き替えなければならないが、メモリの容量が大
きいと、その内容を全て更新するのに長い時間が必要に
なるため、制御系の応答性が悪くなる。

【００９２】一方、図９及び図２０に示すように、３相
の電流指示値の波形は、互いに相似形であり、互いに波
形の位相（相対角度）だけが異なっている。従って、１
相の電流指示値の波形に基づいて、その位相をずらした
信号を生成すれば、３相の電流指示値を生成することが
可能である。

【００９３】例えば、図５に示すように、第１相の０〜
９０度の範囲内の各角度ステップに対応付けた多数の波
形デ−タ（ハッチングを施した部分）を、それぞれの角
度ステップに対応付けたメモリアドレスに保持しておく
場合には、メモリアドレスに対する指示角度に＋３０度
の補正を加えることにより、第２相の波形デ−タを得る
ことができ、また、メモリアドレスに対する指示角度に
＋６０度の補正を加えることにより、第３相の波形デ−
タを得ることができる。また、第１相の０〜９０度の範
囲の波形の繰り返しによって、０〜３６０度の範囲の波
形デ−タを得ることができる。

【００９４】即ち、基準となる１相の波形だけをメモリ
に登録しておき、それに基づいて３相の信号波形を生成
することができる。このようにすれば、メモリの容量が
低減され、回路構成が簡略化され、メモリの内容を更新
する処理の所要時間が短縮される。

【００９５】実際の電流波形生成回路１５の構成を図４
に示し、各部の信号のタイミングを図６に示す。ＣＰＵ
１１が生成する通電マップは、電流波形生成回路１５内
の双方向ＲＡＭ（読み書きメモリ）４９に書込まれる。
この実施例においては、双方向ＲＡＭ４９は、２つのメ
モリバンクを有しており、これら２つのメモリバンクの
うち、一方から波形デ−タの読み出しが実行され、他方
に対してＣＰＵ１１のデ−タ書込みが実行される。従っ
て、波形デ−タの読み出しとＣＰＵ１１のデ−タ書込み
とが同時に実行できる。

【００９６】双方向ＲＡＭ４９のメモリバンク１はＤ８
００H〜Ｄ８８６H（H：１６進数表記を示す、以下同
様）のメモリアドレスに割当ててあり、メモリバンク２
はＤＣ００H〜ＤＣ８６Hのメモリアドレスに割当ててあ
る。メモリバンク１の領域内は次のように割当ててあ
る。

【００９７】 Ｄ８００H〜Ｄ８７ＦH（１２８バイト）：回転角度の
０．７度毎の各電流値（９０度：１２８ステップ） Ｄ８８０H ：第１相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８１H ：第１相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８２H ：第２相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８３H ：第２相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８４H ：第３相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８５H ：第３相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８６H ：波形の凸／凹（角度１で通電開始→角度２
で通電終了，角度１で通電終了→角度２で通電開始、の
区分） メモリバンク２のメモリ割当ては、アドレスが４００H
ずれる他は、メモリバンク１と同一である。メモリバン
ク１とメモリバンク２の切換えは、双方向ＲＡＭ４９の
アドレスのビット１０（Ａ１０）の制御により実施され
る。

【００９８】図４及び図６を参照して、電流波形生成回
路１５を説明する。角度センサ１ｄが出力する１０ビッ
トの角度信号ＲＺ０〜ＲＺ９は、ラッチ４１によりラッ
チされ、加算器４７の一方の入力に印加される。また、
角度信号ＲＺ０は、タイミングパルス発生回路４２に印
加される。タイミングパルス発生回路４２は、その内部
で生成する８ＭＨｚのクロックパルスＣＬＫ８Ｍと角度
信号ＲＺ０に基づいて、クロックパルスＣＬＫ１Ａ，Ｃ
ＬＫ１Ｂ，ＣＬＫ２Ａ，ＣＬＫ２Ｂ及びラッチ制御信号
ＬＡＴＺを生成する。

【００９９】４ビットカウンタ４４は、タイミングパル
ス発生回路４２が出力するクロックパルスＣＬＫ２Ｂを
計数して、０〜１５の範囲の数値を順番に計数値ＣＮＴ
として繰り返し出力する。電流波形生成回路１５の各回
路の動作は、４ビットカウンタ４４が出力する計数値Ｃ
ＮＴの値に応じて決定される。計数値ＣＮＴは、ラッチ
制御回路４５，角度補正出力回路４６，アドレス制御回
路４８，及び駆動信号生成回路４Ｃに入力される。

【０１００】角度補正出力回路４６は、エンコ−ダであ
り、入力される計数値ＣＮＴの値に応じて、次のような
補正値ＣＰＳをそれぞれ出力する。

【０１０１】 ＣＮＴ：０〜３， ＣＰＳ：０ （０度） ＣＮＴ：４〜７， ＣＰＳ：８４（３０度） ＣＮＴ：８〜１１， ＣＰＳ：４２（６０度） ＣＮＴ：１２〜１５，ＣＰＳ：４２（６０度：ダミ−） 従って、加算器４７の出力には、計数値ＣＮＴが０〜３
の時には、その時の回転子の回転位置（角度：ＲＺ０−
ＲＺ９）がそのまま現われるが、計数値ＣＮＴが４〜７
の時には、６０度分が加算（シフト）され、計数値ＣＮ
Ｔが８〜１１の時には、３０度分が加算（シフト）され
る。なお、計数値ＣＮＴが１２〜１５の時の加算器４７
の出力は利用されない。

【０１０２】アドレス制御回路４８は、入力される計数
値ＣＮＴの値に応じて、次のような８ビット値ＭＡ０７
をそれぞれ出力する。

【０１０３】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９， ＭＡ０７：加算器４７の出力 ＣＮＴ：２ ＭＡ０７：０ ＣＮＴ：３ ＭＡ０７：１ ＣＮＴ：６ ＭＡ０７：２ ＣＮＴ：７ ＭＡ０７：３ ＣＮＴ：１０ ＭＡ０７：４ ＣＮＴ：１１ ＭＡ０７：５ ＣＮＴ：１２〜１５ ＭＡ０７：６ また、ラッチ制御回路４５は、入力される計数値ＣＮＴ
の値に応じて、次のように２ビット値ＭＡ８９をそれぞ
れ出力する。またメモリ読出し信号ＭＲＤは、計数値Ｃ
ＮＴが０〜１２の間、有効になる。

【０１０４】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９ ＭＡ８９：００Ｈ ＣＮＴ：２，３，６，７，１０〜１５ ＭＡ８９：０１Ｈ アドレス制御回路４８が出力する８ビット値ＭＡ０７
は、双方向ＲＡＭのアドレスの下位８ビットに印加さ
れ、ラッチ制御回路４５が出力する２ビット値ＭＡ８９
は、双方向ＲＡＭのアドレスの第８ビット及び第９ビッ
トに印加される。従って、双方向ＲＡＭ４９の下位１０
ビットの指定アドレスは、入力される計数値ＣＮＴの値
に応じて次のようになる。

【０１０５】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９， ＭＡ０７：加算器４７の出力 ＣＮＴ：２ ＭＡ０７：０１００H ＣＮＴ：３ ＭＡ０７：０１０１H ＣＮＴ：６ ＭＡ０７：０１０２H ＣＮＴ：７ ＭＡ０７：０１０３H ＣＮＴ：１０ ＭＡ０７：０１０４H ＣＮＴ：１１ ＭＡ０７：０１０５H ＣＮＴ：１２〜１５ ＭＡ０７：０１０６H つまり、入力される計数値ＣＮＴの値に応じて、それぞ
れ次のような情報が、双方向ＲＡＭ４９から読み出され
る。

【０１０６】 ＣＮＴ：０，１ ＤＡＴＡ：現在の角度の電流値 （第１相の電流値） ＣＮＴ：２ ＤＡＴＡ：第１相の角度１ ＣＮＴ：３ ＤＡＴＡ：第１相の角度２ ＣＮＴ：４，５ ＤＡＴＡ：現在の角度＋３０度の電流値 （第２相の電流値） ＣＮＴ：６ ＤＡＴＡ：第２相の角度１ ＣＮＴ：７ ＤＡＴＡ：第２相の角度２ ＣＮＴ：８，９ ＤＡＴＡ：現在の角度＋６０度の電流値 （第３相の電流値） ＣＮＴ：１０ ＤＡＴＡ：第３相の角度１ ＣＮＴ：１１ ＤＡＴＡ：第３相の角度２ ＣＮＴ：１２〜１５ ＤＡＴＡ：波形の凸／凹区分 計数値ＣＮＴが０，１の時に双方向ＲＡＭ４９から出力
される第１相の電流値（ＤＡＴＡ：８ビット）は、ラッ
チ制御回路４５が出力する信号ＰＨ１Ｃに同期して、ラ
ッチ４Ｅにラッチされる。同様に、計数値ＣＮＴが４，
５の時に双方向ＲＡＭ４９から出力される第２相の電流
値は、ラッチ制御信号ＰＨ２Ｃに同期して、ラッチ４Ｅ
にラッチされ、計数値ＣＮＴが８，９の時に双方向ＲＡ
Ｍ４９から出力される第３相の電流値は、ラッチ制御信
号ＰＨ３Ｃに同期して、ラッチ４Ｅにラッチされる。ラ
ッチ４Ｅから出力される３組（３相）の信号Ｓ４が、図
１に示す加算回路１６に印加される。

【０１０７】一方、コンパレ−タ４Ｂは、加算器４７の
出力と、双方向ＲＡＭ４９の出力とを比較する。ここ
で、実際に利用されるのは、双方向ＲＡＭ４９の出力の
うち、第１相の角度１，第１相の角度２，第２相の角度
１，第２相の角度２，第３相の角度１，第３相の角度２
および波形の凸／凹区分である。即ち、コンパレ−タ４
Ｂは、現在の回転子の角度（＋シフト量）と各相の角度
１，角度２との大小関係を識別する。

【０１０８】コンパレ−タ４Ｂの出力は、ラッチ制御回
路４５が出力する制御信号ＬＴＣＨ１によって、計数値
ＣＮＴが２，３，６，７，１０，１１，１２及び１３の
時に、それぞれ駆動信号生成回路４Ｃの内部でラッチさ
れ利用される。即ち、計数値ＣＮＴが２及び３の時のコ
ンパレ−タ４Ｂの出力を利用して、第１相についての通
電のオン／オフの切換りを示す２値信号を生成し、計数
値ＣＮＴが６及び７の時のコンパレ−タ４Ｂの出力を利
用して、第２相についての通電のオン／オフの切換りを
示す２値信号を生成し、計数値ＣＮＴが１０及び１１の
時のコンパレ−タ４Ｂの出力を利用して、第３相につい
ての通電のオン／オフの切換りを示す２値信号を生成す
る。また、計数値ＣＮＴが１２及び１３の時のコンパレ
−タ４Ｂの出力を利用して、波形の凸／凹を識別し、通
電のオン／オフを示す２値信号（Ｓ５）を生成する。

【０１０９】ところで、加算器４７が出力する８ビット
デ−タは、０〜１２７の範囲にあり、最上位ビットは常
に０である。また、双方向ＲＡＭ４９に保持された第１
相の角度１，第１相の角度２，第２相の角度１，第２相
の角度２，第３相の角度１及び第３相の角度２も０〜１
２７の範囲にあり、最上位ビットは常に０である。一
方、双方向ＲＡＭ４９に保持された波形の凸／凹区分
は、凹波形に２５５が割当てられ、凸波形に０が割り当
てられている。そのため、コンパレ−タ４Ｂが波形の凸
／凹区分と加算器４７の出力とを比較する時には、加算
器４７の出力とは無関係に、波形の凸／凹区分のみに従
ってコンパレ−タ４Ｂの出力が定まる。従って駆動信号
生成回路４Ｃは、計数値ＣＮＴが１２及び１３の時に
は、「波形の凸／凹区分」情報に応じて、出力する３相
の２値信号の波形の凸／凹を決定する。即ち、波形の凸
／凹区分が０の場合： （現在の角度）≦（第１相の角度１）の間はオフ （第１相の角度１）＜（現在の角度）≦（第１相の角度
２）の間はオン （第１相の角度２）＜（現在の角度）の間はオフ となる２値信号（Ｓ５）を生成し、波形の凸／凹区分が
２５５の場合： （現在の角度）≦（第１相の角度１）の間はオン （第１相の角度１）＜（現在の角度）≦（第１相の角度
２）の間はオフ （第１相の角度２）＜（現在の角度）の間はオン となる２値信号（Ｓ５）を生成する。第２相，第３相の
２値信号（Ｓ５）についても同様である。

【０１１０】駆動信号生成回路４Ｃが生成する第１相，
第２相および第３相の２値信号（Ｓ５）は、それぞれ駆
動信号生成回路４Ｃから出力されてラッチ４Ｄに入力さ
れる。そして、全ての２値信号の状態が確定するタイミ
ング（ＣＮＴ：１３）でラッチ制御回路４５から出力さ
れるラッチ制御信号ＬＴＣＨ１に同期して現われる制御
信号ＬＡＴ０によって、駆動信号生成回路４Ｃが出力す
る３つの２値信号はラッチ４Ｄにラッチされ、３相の２
値信号Ｓ５として、出力判定回路１７に印加される。

【０１１１】上記実施例においては、図１６に示す処理
において、「高速フラグ」が０の場合（低速時）には、
ステップ８８又は８９でＰＩＤ演算処理を実行して加速
度補償値（フィ−ドバック補償量）ＣＰ２を求め、「高
速フラグ」が１の場合（高速時）には、ＰＩＤ演算処理
を省略して、ステップ８５で加速度補償値ＣＰ２をクリ
アしている。即ち、モ−タが高速回転している場合に
は、加速度補償値ＣＰ２が一定であるため、実質的にフ
ィ−ドバック制御が中止される。このような制御の切換
を実施するのは、低速回転時に発生する振動を抑制し
て、高速回転時にはＣＰＵ１１が実行しなければならな
い処理の量を減らすためである。しかし、前記実施例の
ように、高速回転時にフィ−ドバック制御を完全に中止
しなくても、制御の切換えによって、高速回転時にＣＰ
Ｕ１１が実行しなければならない処理の量を減らすこと
ができる。例えば、ステップ８５において、ＣＰ２をク
リアする代わりに、ステップ８８，８９に比べて精度の
低い（数値の有効ビット数を減らした）ＰＩＤ演算を実
行してその結果をＣＰ２に代入するように制御すれば、
ステップ８８，８９に比べて短い時間でＣＰ２を求める
ことができるので、高速回転時にＣＰＵ１１が実行しな
ければならない処理の量が減る。

【０１１２】また、上記実施例では、２４ｍsec 毎に実
行されるステップ８８又は８９で、それを実行する毎に
新しい補償値を求めてＣＰ２を更新しているが、例え
ば、複数回の処理で１つのＰＩＤ演算が完了するように
構成すれば、補償値ＣＰ２が更新される周期が長くなる
代わりに、単位時間あたりにＣＰＵ１１が実行すべき処
理の量が減る。従って、図１６のステップ８５を、複数
回の実行により１つの補償値を求めてＣＰ２を更新する
ＰＩＤ演算処理に置き換えても、高速回転時にＣＰＵ１
１が実行しなければならない処理の量を減らすことがで
きる。

【０１１３】

【発明の効果】請求項１によれば、電気モ−タの回転速
度をしきい値と比較して、回転速度が遅い第１の状態と
回転速度が速い第２の状態とを識別し、第１の状態と第
２の状態とで、負帰還制御手段の制御動作を切換えるの
で、負帰還制御（補償値の計算）のために制御装置（マ
イクロコンピュ−タ等）が実行すべき処理の量を高速回
転時に減らすことができ、低速回転時には精度の高い負
帰還制御を実施することができる。従って、高速回転時
に、通電波形の切換えやオン／オフ角度の計算を実行す
る周期が短くなっても、許される時間内に必要な処理を
完了することができ、結果的に電気モ−タの回転速度を
上げることができる。また低速回転時に発生する振動、
即ち騒音をフィ−ドバック制御によって抑制することが
できる。

【０１１４】請求項２では、更に、電気モ−タの回転位
置毎に、所望の大きさの電流を該電気モ−タの電気コイ
ルに流すことができる。また、マップ制御手段（６８，
６９，６Ａ）が、前記電気モ−タの回転速度の変化およ
び制御目標値の変化に対応して、前記通電マップ手段が
保持する付勢量目標値を更新するので、その時の駆動条
件に応じて、電気モ−タの通電波形を微妙に調整するこ
とができ、効率の良いモ−タ駆動が可能になり、モ−タ
駆動時に生じる騒音もより効果的に低減しうる。しか
も、通電マップ手段が保持する付勢量目標値は駆動条件
に応じて逐次更新されるので、様々な条件における付勢
量目標値を全て通電マップ手段に保持する必要がなく、
通電マップ手段のメモリ容量を低減しうる。また、負帰
還制御手段が生成したフィ−ドバック補償量が、補償量
加算手段（１６）によって、前記マップ制御手段から独
立した経路で前記モ−タ付勢手段の入力に加算されるの
で、通電マップ手段が保持する付勢量目標値の更新とは
無関係に、負帰還制御を実施することができ、応答性の
良好な制御が実現する。

【０１１５】請求項３では、前記第２の状態では、前記
フィ−ドバック補償量を定数（例えば０）に固定して、
前記負帰還制御手段の第１の状態で実行される少なくと
も一部の動作（計算処理など）を省略するので、第２の
状態において負帰還制御手段が実行する処理の量を大幅
に減らすことができる。

【０１１６】請求項４では、負帰還制御手段が、目標加
速度と実加速度との偏差に応じたフィ−ドバック補償量
を生成するので、電気モ−タの回転方向の振動を抑制す
ることができる。

【０１１７】請求項５では、第１の状態と第２の状態と
の識別特性にヒステリシスを持たせることができるの
で、モ−タの回転速度がしきい値の近傍で変化する場合
であっても、識別結果が頻繁に変わるのを防止しうる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施例のモ−タ駆動装置の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２】 図１の一部分の詳細な構成を示すブロック図
である。

【図３】 図２のタイミング制御回路１７ｃを示すブロ
ック図である。

【図４】 図１の電流波形生成回路１５の構成を示すブ
ロック図である。

【図５】 電流波形生成回路１５のメモリの内容と生成
する波形との対応を示す模式図である。

【図６】 電流波形生成回路１５の動作を示すタイムチ
ャ−トである。

【図７】 図１の方向検出回路５の構成を示すブロック
図である。

【図８】 方向検出回路５の動作を示すタイムチャ−ト
である。

【図９】 電流波形生成回路１５の出力と補償後の信号
を示すタイムチャ−トである。

【図１０】 図２のタイミング制御回路１７ｃの動作を
示すタイムチャ−トである。

【図１１】 図２のタイミング制御回路１７ｃと改良前
の装置の動作を示すタイムチャ−トである。

【図１２】 電流の基準レベルＶｒ２と負荷に流れる電
流の波形を示すタイムチャ−トである。

【図１３】 ＰＷＭマップメモリ１３ｂの内容を示すマ
ップである。

【図１４】 ＣＰＵ１１の処理を示すフロ−チャ−トで
ある。

【図１５】 ＣＰＵ１１のタイマ割込処理の一部分を示
すフロ−チャ−トである。

【図１６】 ＣＰＵ１１のタイマ割込処理の残りの部分
を示すフロ−チャ−トである。

【図１７】 加速度及び速度の変化の一例を示すタイム
チャ−トである。

【図１８】 ＳＲモ−タ内部の基本構造を示す正面図で
ある。

【図１９】 電流マップメモリ１３ａの内容を示すマッ
プである。

【図２０】 実施例のＳＲモ−タ１を駆動する場合の基
本的な電流波形の例を示すタイムチャ−トである。

【図２１】 波形マップメモリ１３ｃの内容を示すマッ
プである。

【図２２】 加速度，電流値，及び帰還量の変化例を示
すタイムチャ−トである。

【図２３】 通電回路に流れる電流の経路を示すブロッ
ク図である。

【図２４】 通電回路に流れる電流の経路を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１：ＳＲモ−タ １ａ，１ｂ，１ｃ，
ＣＬ：コイル ２，３，４：電流センサ ５：方向検出回路 ６：Ｄ／Ａ変換器 ７：比較回路 ７ａ：アナログ比較器 １１：ＣＰＵ １２：入力インタ−
フェ−ス １３ａ：電流マップメモリ １３ｂ：ＰＷＭマッ
プメモリ １３ｃ：波形マップメモリ １４：電源回路 １５：電流波形生成回路 １６：加算回路 １６ａ，１６ｂ：加
算器 １７：出力判定回路 １８，１９，１Ａ：
ドライバ １８ａ，１８ｂ：トランジスタ（ＩＧＢＴ） １８ｃ，１８ｄ：ダイオ−ド １８ｅ，１８ｆ：電
源ライン ４１：ラッチ ４２：タイミングパ
ルス発生回路 ４３：カウンタ制御回路 ４４：４ビットカウ
ンタ ４５：ラッチ制御回路 ４６：角度補正出力
回路 ４７：加算器 ４８：アドレス制御
回路 ４９：双方向ＲＡＭ ４Ａ：バンク切換回
路 ４Ｂ：コンパレ−タ ４Ｃ：駆動信号生成
回路 ４Ｄ，４Ｅ：ラッチ Ｒ：回転子 Ｓ：固定子 Ｒａ〜Ｒｄ，Ｓａ〜
Ｓｆ：極部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電気モ−タ；前記電気モ−タの通電を制
   御するモ−タ付勢手段；前記電気モ−タの制御目標値を
   決定する目標値決定手段；前記電気モ−タの動作状態を
   検出する状態検出手段；前記目標値決定手段が決定した
   制御目標値と、前記状態検出手段が検出した検出値との
   偏差に応じたフィ−ドバック補償量を生成して、該補償
   量を前記モ−タ付勢手段に入力する負帰還制御手段；お
   よび前記電気モ−タの回転速度を、予め定めた少なくと
   も１つのしきい値と比較して、回転速度が遅い第１の状
   態と回転速度が速い第２の状態とのいずれかに識別し、
   前記第１の状態と第２の状態とで、前記負帰還制御手段
   の制御動作を切換える、負帰還制御切換手段；を備える
   電気モ−タの通電制御装置。
2. 【請求項２】 電気モ−タ；前記電気モ−タの回転子の
   回転位置毎の付勢量目標値を保持する通電マップ手段；
   前記電気モ−タの回転子の回転位置を検出する回転位置
   検出手段；前記電気モ−タの実際の付勢量を検出する付
   勢量検出手段；前記回転位置検出手段が検出した回転位
   置に基づいて、前記通電マップ手段に保持された付勢量
   目標値を入力し、該付勢量目標値と前記付勢量検出手段
   が検出した付勢量とに応じて前記電気モ−タの通電を制
   御するモ−タ付勢手段；前記電気モ−タの制御目標値を
   決定する目標値決定手段；前記電気モ−タの回転速度の
   変化および前記制御目標値の変化に対応して、前記通電
   マップ手段が保持する付勢量目標値を更新する、マップ
   制御手段；前記電気モ−タの動作状態を検出する状態検
   出手段；前記目標値決定手段が決定した制御目標値と、
   前記状態検出手段が検出した検出値との偏差に応じたフ
   ィ−ドバック補償量を生成して、該補償量を前記モ−タ
   付勢手段に入力する負帰還制御手段；該負帰還制御手段
   が生成したフィ−ドバック補償量を、前記マップ制御手
   段から独立した経路で前記モ−タ付勢手段の入力に加算
   する、補償量加算手段；および前記電気モ−タの回転速
   度を、予め定めた少なくとも１つのしきい値と比較し
   て、回転速度が遅い第１の状態と回転速度が速い第２の
   状態とのいずれかに識別し、前記第１の状態と第２の状
   態とで、前記負帰還制御手段の制御動作を切換える、負
   帰還制御切換手段；を備える電気モ−タの通電制御装
   置。
3. 【請求項３】 前記負帰還制御切換手段は、前記第２の
   状態では、前記フィ−ドバック補償量を定数に固定し
   て、前記負帰還制御手段の第１の状態で実行される少な
   くとも一部の動作を省略する、前記請求項１又は請求項
   ２記載の電気モ−タの通電制御装置。
4. 【請求項４】 前記制御目標値は目標加速度であり、前
   記状態検出手段は、前記電気モ−タの回転速度を検出
   し、更に検出された回転速度の単位時間あたりの変化量
   を実加速度として検出し、前記負帰還制御手段は、前記
   目標値決定手段が決定した目標加速度と、前記状態検出
   手段が検出した実加速度との偏差に応じたフィ−ドバッ
   ク補償量を生成する、前記請求項１又は請求項２記載の
   電気モ−タの通電制御装置。
5. 【請求項５】 前記負帰還制御切換手段は、現在の状態
   が前記第１の状態か第２の状態かを保持するフラグと、
   前記電気モ−タの回転速度と対比される２つのしきい値
   を有し、前記電気モ−タの回転速度と前記２つのしきい
   値の少なくとも一方との比較結果と、前記フラグの状態
   とに応じて、最新の状態が第１の状態か第２の状態かを
   識別する、前記請求項１又は請求項２記載の電気モ−タ
   の通電制御装置。