JPH0772163A

JPH0772163A - 交流モ−タの回転速度検出装置

Info

Publication number: JPH0772163A
Application number: JP5245960A
Authority: JP
Inventors: Isao Takahashi; 勲高橋; Toshiyuki Uemachi; 俊幸上町
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-09-06
Filing date: 1993-09-06
Publication date: 1995-03-17
Anticipated expiration: 2014-10-04
Also published as: JP2955974B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータでモータの回転速度を制御する際
にモータの回転速度をセンサを使用しないで推定する方
式において、回転速度の推定を簡単且つ正確に行う。【構成】三相インバータ２と、モータ１と、速度推定
手段と、ＲＯＭ５と、ＲＯＭ制御回路とを有する。イン
バータ２はＲＯＭ５から読み出された電圧ベクトルデー
タに対応して制御される。モータの推定角速度ω_mをイ
ンバ−タの出力電圧、出力電流に基づいて刻々と求め
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＰＷＭインバータによっ
て駆動される交流モ−タの回転速度を速度センサを使用
しないで検出する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】速度センサレスドライブシステムの速度
推定法として、ベクトル制御の性質を利用したものや、
モデル規範適応システムによるものが知られている。前
者の方法においてベクトル制御が達成されると、トルク
とトルク電流（モータの一次側のトルク成分）が比例す
ることから、トルク電流及び二次磁束を用いて、すべり
角速度を求め、誘導電動機の回転速度を推定することが
できる。また後者のモデル規範適応システムでは、誘導
電動機の特性方程式を用いたモデルに、実システムと同
一の入力を与え、それらの出力の誤差が速度ω_mの誤差
によるものであると仮定して、回転速度を出力誤差より
推定する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】これらの手法のすべり
角速度演算式やモデルの特性方程式の中には直接測定不
可能な二次抵抗が用いられており、この二次抵抗の測定
値と実システムの値が一致しない場合、速度推定の誤差
につながる。また二次抵抗値は温度上昇や過渡時の表皮
効果に伴ない変化していくため、従来の方法では運転中
にも速度推定特性が悪化する。

【０００４】そこで、本発明の目的は交流モ−タの回転
速度を比較的に簡単に刻々と検出することができる装置
を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、三相ＰＷＭインバータで駆動される三相交
流モ−タの回転速度を検出する装置であって、前記三相
ＰＷＭインバータの三相出力電圧瞬時値（ｖ_1a、ｖ_1b、
ｖ_1c）を検出する電圧検出手段と、前記三相ＰＷＭイン
バータの三相出力電流瞬時値（ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1c）を検
出する電流検出手段と、前記三相出力電圧瞬時値
（ｖ_1a、ｖ_1b、ｖ_1c）を二相電圧瞬時値（ｖ_1d、ｖ_1q)
に変換し、前記三相出力電流瞬時値（ｉ_1a、ｉ_1b、
ｉ_1c）を二相電流瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）に変換し、前記
二相出力電圧瞬時値（ｖ_1d、ｖ_1q）と前記二相出力電流
瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）とに基づいて前記交流モ−タの一
次磁束（φ_1d、φ_1q）及び二次磁束（φ_2d、φ_2q）を求
め、前記二相出力電流瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）と前記一時
磁束（φ_1d、φ_1q）と前記二次磁束（φ_2d、φ_2q）と前
記交流モ−タの一次、二次及び相互インダクタンス（Ｌ
₁₁、Ｌ₂₂、Ｍ）に基づいて前記交流モ−タの回転速度に
対応する値を求める回転速度演算手段とから成ることを
特徴とする交流モ−タの回転速度検出装置に係わるもの
である。

【０００６】

【発明の作用及び効果】本発明においては、モータの回
転速度を二次抵抗を使用しないで推定する。従って、温
度変化等による二次抵抗値の変化に無関係に回転速度を
検出することが可能になる。なお、速度センサを使用し
ないで、回転速度を知ることができるので、装置の低コ
スト化及び小型化が可能になる。

【０００７】

【実施例】次に、本発明の実施例に係わるインパルシブ
ルトルクドライブインバータ装置による三相交流モータ
（誘導電動機）の回転速度制御装置を説明する。この速
度制御装置を示す図１において、三相誘導電動機から成
るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２が
接続されている。インバータ２は、直流電源３にトラン
ジスタから成るスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、
Ｑ5 、Ｑ6 をブリッジ接続したものである。６個のスイ
ッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6 は、駆動回路４から供給される制御
信号に応答してオン・オフ動作する。なお、インバータ
２の上側の３つのスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 と下側
の３つのスイッチ素子Ｑ4、Ｑ5 、Ｑ6 とは、互いに逆
に動作するので、一方の制御を特定すれば、インバータ
全体の制御が特定される。ここでは、ＲＯＭ（リードオ
ンリーメモリ）５から読み出される第１、第２、及び第
３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を特定
し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“１”の時にス
イッチ素子Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3 がオン、低レベル即ち論理
“０”の時にスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 がオフとす
る。

【０００８】

【ＲＯＭアドレス説明】ＲＯＭ５はインバータ２をＰＷ
Ｍ制御するためのＰＷＭスイッチングパターン（単位ベ
クトルデータ）を予め書き込んだものである。このＲＯ
Ｍ５は正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 と、正転用
ゼロベクトルメモリＭ2 と、逆転ＰＷＭパターンメモリ
Ｍ3 、Ｍ7 と、逆転用ゼロベクトルメモリＭ4 と、正転
用法線ベクトルＭ6 と、逆転用法線ベクトルＭ8 を有す
る。各メモリＭ1 〜Ｍ8 は例えば０〜１０２３までの１
０２４アドレスを各々有し、各々アップ・ダウンカウン
タ６の１０ビットの２進出力ライン６ａの値でアドレス
指定される。ただし、８つのメモリＭ1 〜Ｍ8 から１つ
が選択され、この選択されたメモリの出力のみがインバ
ータ２の制御のために有効に使用される。この選択を行
うためにＲＯＭ５はゼロベクトル選択制御端子７と、正
転逆転選択制御信号入力端子８と、法線ベクトル選択制
御端子４２とを有する。まず、法線ベクトル選択制御信
号端子４２が論理“０”の時はゼロベクトルメモリを含
むＭ1 〜Ｍ4 が選択される。また、論理“１”の時は法
線ベクトルメモリを含むＭ5 〜Ｍ8 が選択される。ゼロ
ベクトル選択制御信号入力端子７が論理“０”の時には
メモリＭ1 とＭ3 、またはＭ5とＭ7 とのいずれか一つ
が選択され、論理“１”の時にはメモリＭ2 とＭ4 、ま
たはＭ6 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。更に、
正転逆転選択制御信号入力端子８が“０”の場合にはメ
モリＭ1 とＭ2 、またはＭ5 とＭ6 とのいずれか一つが
選択され、“１”の時にはメモリＭ3 とＭ4 、またはＭ
7 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。今、ライン６
ａの１０ビットをＡ0 〜Ａ9 の１０ビットで表わし、入
力端子７の入力ビットをＡ10で表わし、入力端子８の入
力ビットをＡ11で表わし、入力端子４２の入力ビットを
Ａ12で表わすとすれば、Ａ0 〜Ａ9の１０ビットでアド
レスが指定される。また、Ａ10、Ａ11、Ａ12を［Ａ12、
Ａ11、Ａ10］と表わせば、［０００］の時に第１のメモ
リＭ1 （正転ＰＷＭスイッチングパターン）が選択さ
れ、［００１］の時に第２のメモリＭ2 （正転用ゼロベ
クトル）が選択され、同様に［１１１］でＭ8 （逆転用
法線ベクトル）が選択される。

【０００９】モータ１の回転速度を制御するために回転
速度の情報が必要になる。従来は速度検出器によって回
転速度を検出したが、本実施例では装置の低コスト化を
達成するために速度検出器を設けずに速度推定手段を設
けている。即ち、インバ−タ２の出力電流及び出力電圧
に基づいてモ−タ１の回転速度を推定し且つ磁束制御を
行うための回転速度演算・磁束制御回路５０が設けられ
ている。回転速度推定方法の詳細は後述する。

【００１０】回転速度演算求・磁束制御回路５０で求め
られたモータ回転速度ω_mはライン９ａから差信号形成
手段（比較手段）としての減算器１０に入力し、速度指
令発生手段としてのライン１１のディジタル速度指令
（所望回転速度）即ち基準信号と比較され、両者の差信
号が減算器１０から得られる。

【００１１】減算器１０の出力はＫ（１＋１／Ｔ_is）で
表わされる比例積分補償回路１２に入力し、この出力ラ
イン１３に補償出力即ち差信号Ｖ_Dが得られる。この補
償出力は制御における操作量を示すものであり、これに
基づいてメモリ５からのベクトルデータの読み出しが決
定される。

【００１２】補償出力ライン１３の信号補償差信号Ｖ_D
は、この差信号Ｖ_Dの正負を判定するための第１の比較
器１４に入力すると共に、絶対値回路１５を通って第２
の比較器１６に入力する。正転・逆転（Ｆ／Ｂ）を決定
するための第１の比較器１４の出力端子はカウンタ６の
アップ・ダウン入力端子Ｕ／Ｄに接続されていると共に
ＲＯＭ５の正転逆転選択信号入力端子８に接続されてい
る。

【００１３】１７は発振器（ＯＳＣ）であって、２０〜
５０kHz 程度のクロックパルスを発生する。この発振器
１７の出力端子はＡＮＤゲート１８の一方の入力端子に
接続され、このＡＮＤゲート１８の出力端子がカウンタ
６のクロック入力端子ＣＬに接続されているので、ＡＮ
Ｄゲート１８のもう一方の入力端子が高レベルの時のみ
発振器１７の出力がクロックパルスとしてカウンタ６に
入力する。

【００１４】駆動・停止を判定するための第２の比較器
１６の非反転入力端子には三角波発生器１９が接続され
ている。三角波発生器１９は例えば、発振器１７の出力
周波数よりは低い２．５kHz で三角波電圧Ｖc （キャリ
ア）を発生し、このＶc と差信号Ｖ_Dの絶対値とが比較
器１６で比較される。第２の比較器１６の出力端子はＮ
ＯＴ回路２０を介してＡＮＤゲート１８の入力端子に接
続されていると共に、ＲＯＭ５の零ベクトル選択制御信
号入力端子７に接続されている。

【００１５】回転速度演算及び磁束制御回路５０はイン
バータ２の出力電圧と電流に基づいてすべり角速度ω_s
を演算し且つ磁束を検出するように構成されている。従
って、インバータ２の出力電圧瞬時値を検出するための
３本の出力ライン３１ａ及びモータ１の入力電流瞬時値
を検出するための電流センサ４３ａ、４３ｂ、４３ｃの
３本の出力ライン３４ａが回転速度演算及び磁束制御回
路５０に接続され、この回転速度ω_mの出力ライン９ａ
に減算器１０に接続され、またこの磁束信号出力ライン
５５はＲＯＭ５の端子４２に接続されている。なお、図
１ではメモリ５からのベクトルデータ（スイッチングパ
ターン）の読み出しを制御する回路が、アナログ的に示
されているが、実際には、減算器１０、比例積分補償回
路１２、比較器１４、１６、絶対値回路１５、三角波発
生回路１９、回転速度演算及び磁束制御回路５０はＤＳ
Ｐ（ディジタル信号処理装置）で構成されている。ま
た、インバータ２の出力電圧検出ライン３１ａ及び電流
検出ライン３４ａにはＡ／Ｄ変換器が接続されている
が、図面を簡単にするために図１では省略されている。

【００１６】図２は図１の回転速度演算及び磁束制御回
路５０を詳しく示す。この回路５０の各部を説明する前
に一次鎖交磁束の検出方法の原理を説明する。

【００１７】誘導電動機の特性方程式は次の（１）式で
表わすことができる。

【００１８】

【数１】

【００１９】ここで、ｖ_1d、ｖ_1qはモータ１の一次電圧
ｖ_1a、ｖ_1b、ｖ_1cをｄ−ｑ座標軸で示す二相の一次電
圧、ｉ_1d、ｉ_1qはモータ１の一次電流ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1c
をｄ−ｑ座標軸で示す二相の一次電流、Ｒ1 、Ｒ2 は一
次及び二次巻線抵抗、Ｌ₁₁、Ｌ₁₂は一次及び二次巻線イ
ンダクタンス、ω_mは回転子回転角速度（回転速度）、
Ｍは一次、二次巻線相互インダクタンス、ｐはｄ／ｄｔ
を示す微分演算子である。

【００２０】式（１）において検出不可能な値は二次電
流ｉ_2d、ｉ_2qである。この二次電流ｉ_2d、ｉ_2qは式
（１）の第１行と第２行によって求められ、これを式
（１）の第３行と第４行に代入すれば、回転角速度ω_m
に対する２つの式（２）（３）が得られる。

【００２１】

【数２】

【００２２】ところで、式（２）及び（３）のいずれに
も検出不可能な二次抵抗Ｒ2 が含まれるので、式（２）
と式（３）とを連立して二次抵抗Ｒ2 を消去して次の式
（４）を得る。

【００２３】

【数３】

【００２４】ここで、φ_1d、φ_1qはモータ１における三
相の一次鎖交磁束をｄ−ｑ座標軸で示す二相の一次鎖交
磁束、φ_2d、φ_2qはモータ２における三相の二次鎖交磁
束をｄ−ｑ座標軸で示す二相の二次鎖交磁束である。

【００２５】三相一括して、一次鎖交磁束ベクトルφ₁
と一次電圧ベクトルｖ₁と、一次電流ベクトルｉ₁と一
次抵抗Ｒ₁との関係を示すと次の式（５）になり、また
二次鎖交磁束ベクトルφ₂と一次鎖交磁束ベクトルφ₁
と一次及び次のインダクタンスＬ₁、Ｌ₂と相互インダ
クタンスＭとの関係を示すと次の式（６）になる。

【００２６】

【数４】

【００２７】φ_1d及びφ_1qはφ₁と同様に次の式（７）
で示すことができ、φ_2d及びφ_2qはφ₂と同様に次の式
（８）で示すことができる。

【００２８】

【数５】

【００２９】式（７）及び式（８）におけるｖ_1d、
ｖ_1q、Ｒ₁、ｉ_1d、ｉ_1qは検出又は測定又は演算に基づ
いて決定することができる値である。また、式（９）及
び式（１０）の各パラメータも検出又は測定又は演算に
基づいて決定することができる値である。従って式
（４）の回転角速度ω_mは検出された値に基づいて演算
で決定することができる。

【００３０】なお、式（１）に含まれているｄ−ｑ座標
軸で示される二相の出力電圧ｖ_1d、ｖ_1q及び電流ｉ_1d、
ｉ_1qはインバータ２の三相出力電圧瞬時値（一次電圧）
ｖ_1a、ｖ_1b、ｖ_1c及び三相出力電流瞬時値（一次電流）
ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1cに基づいて次の式（１１）及び式（１
２）で決定される。

【００３１】

【数５】

【００３２】次に、図１の回転速度演算・磁束制御回路
５０を図２、図３及び図４を参照して詳しく説明する。
図２は回転速度演算・磁束制御回路５０の機能ブロック
図即ち等価回路を示す。図２において、インバータ２の
出力ライン３１ａは演算増幅器から成る三相二相変換回
路３１に接続されている。この三相二相変換回路３１で
は、式（１１）に従ってインバータ２の出力電圧ｖ_1a、
ｖ_1b、ｖ_1cをｄ−ｑ座標軸で示される二相出力電圧
ｖ_1d、ｖ_1qに変換する。インバータ２の電流検出ライン
３４ａは演算増幅器から成る三相二相変換回路３４に接
続されている。この変換回路３４は式（１２）に従って
インバータ出力電流ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1cをｄ−ｑ座標軸で
示される二相の電流ｉ_1d、ｉ_1qに変換する。

【００３３】φ_1d、φ_1q演算回路６０は、電圧及び電流
三相二相変換回路３１、３４にそれぞれ接続され、
ｖ_1d、ｖ_1q、ｉ_1d、ｉ_1qに基づいて式（７）（８）の演
算を実行して直交座標で表わされた一次磁束φ_1d、φ_1q
を出力する。この演算回路６０は、図３に示すようにｉ
_1d、ｉ_1qにＲ₁をかけるための２つのかけ算器６１、６
２と、ｖ_1d、ｖ_1qとｉ_1dＲ₁、ｉ_1qＲ₁との減算を行う
２つの減算器６３、６４と、これ等の出力を積分するた
めの２つの積分器６５、６６で示すことができる。

【００３４】図２に示すようにφ_2d、φ_2q演算回路７０
はφ_1d、φ_1q演算回路６０と電流の三相二相変換回路３
４に接続されており、モータ１の二次磁束φ_2d、φ_2qを
演算する。このφ_2d、φ_2q演算回路７０の詳細は図３に
示すように２つのＬ₂₂／Ｍ乗算器７１、７２と、２つの
（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ乗算器７３、７４と、２つの減
算器７５、７６とから成り、式（９）（１０）の演算を
実行する。

【００３５】図２の回転角速度演算回路８０は、φ_1d、
φ_1q演算回路６０と、φ_2d、φ_2q演算回路７０と電流三
相二相変換回路３４とに接続され、式（４）を演算する
ために図４に示すようにＬ₁₁及びＬ₂₂の乗算器（係数
器）９１、９２と、２つの減算器９３、９４と、２つの
微分器９５、９６と、４つの乗算器９７、９８、９９、
１００と、これ等の出力段の減算器１０１、加算器１０
２と、１つの割算器１０３とで構成されている。モータ
を正弦波電圧で駆動することを考えると、定常状態では
式（４）の分子、分母は共に零となり、この式を用いる
ことは不可能になる。しかし、ここではＰＷＭインバー
タによりモータ１を駆動しているので、モータ１は高周
波リップルを重畳した波形で駆動され、重畳された高周
波リップルの効果により定常状態がなくなり、分子、分
母が零とはならず、式（４）で回転角速度ω_mを求める
ことが可能になる。

【００３６】次に、正弦波駆動で式（４）の分子、分母
が零になること及びＰＷＭ制御で零にならないことを次
に説明する。式（４）は三相一括して次の式（１３）で
示すことができる。 ω_m＝｜( φ₁−Ｌ₁ｉ₁）×（ｄ／ｄｔ）φ₂｜／（φ₁−Ｌ₁ｉ₁）・φ₂ ＝｜Ｍｉ₂×（ｄ／ｄｔ）φ₂｜／Ｍｉ₂・φ₂ （１３）ただし、ここでｉ2 は二次電流ベクトルである。モータ
１が正弦波駆動ですべりＳが一定の場合は、ｄ／ｄｔφ
₂とｉ₂は同相になり、またφ₂とｉ₂は直交する。従
って、式（１３）の分子は、ｄ／ｄｔφ₂とｉ₂とが同
相であるため、その外積の大きさは｜ｄ／ｄｔφ₂｜｜ｉ₂｜sin ０＝０となる。また、式（１３）の分母はφ₂とｉ₂は直交す
るため、その内積の値は｜φ₂｜｜ｉ₂｜cos π／２＝０となる。一方、モータ１の駆動電圧にＰＷＭ制御に基づ
いて高周波リップルが重畳されていると、二次磁束の回
転は瞬時的に正転、逆転を繰返し、φ₂とｉ₂の高周波
分は直交しなくなる。

【００３７】図１０は式（１）に従う回転角速度ω_mの
演算値波形を示す。図１０の（ａ）に示すように速度演
算値は安定的に得られる。一方、式（１）の分子及び分
母の値は図１０の（ｂ）（ｃ）に示すように変動してい
る。図１０の（ｃ）に示すように瞬間的に分母が零にな
る期間が生じる。従って、分母が零になる所又はこの近
傍では速度演算の誤差が生じる。この誤差の影響をなく
すために、分母が零となる付近では演算を行なわず、Ｌ
ＰＦで平滑したものと等価な速度制御が実行される。

【００３８】図１１は図１の装置におけるモータ１の実
速度と演算速度と負荷トルクと二次抵抗Ｒ2 の演算値と
を示す。この図１１ではモータ１を第１の方向に１８０
０rpm で回転させた後に、第２の方向に１８００rpm で
回転させ、定常状態を保った後に再び第１の方向に１８
００rpm で回転しているが、演算速度もこれに良好に対
応している。また、定格負荷状態となり、負荷トルクが
生じている期間においても、演算速度が実速度にほぼ一
致している。更に、二次抵抗Ｒ2 の変動が演算速度に影
響していない。

【００３９】図２のφ₁演算回路３９は、φ_1d、φ_1q演
算回路６０に接続され、φ₁＝（φ_1d ²＋φ_1q ²）^1/2
の演算を実行し、一次磁束φ₁の絶対値を出力する。Δ
｜φ₁｜のヒステリシス比較幅を有するヒステリシス比
較器４０、４１にて一次鎖交磁束の検出値｜φ₁｜と一
次鎖交磁束指令値｜φ_1a｜が比較される。そして、｜φ
₁｜が｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜を越えて更に増加した時比
較器４１は論理“０”を出力しＲＯＭ５においてゼロベ
クトルを含むブロックＭ1 〜Ｍ4 を選択する。また、｜
φ₁｜が｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜を越えて更に減少した場
合論理“１”を出力しＲＯＭ５において法線ベクトルを
含むブロックＭ5 〜Ｍ8 を選択する。これにより、一次
磁束φ₁の大きさが一定に制御される。

【００４０】電圧ベクトルとゼロベクトルに基づくイン
バータの制御はインパルシブルトルクドライブを説明す
る。

【ＲＯＭの内容】ＲＯＭ５に原理的に示す如くデータが
書き込まれている。即ちＲＯＭは０〜１０２３のアドレ
スを有するが、図５は説明を簡単にするために０〜５１
１のアドレスの場合のベクトルの配置を示す。正転ＰＷ
ＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 のアドレス０〜３には例え
ば電圧ベクトルＶ6 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ2 のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリＭ2 のアドレス
０〜３には零ベクトルＶ7、Ｖ0 、Ｖ7 、Ｖ0 のデータ
が順に書き込まれ、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ3、Ｍ7
のアドレス０〜３には電圧ベクトルＶ1 、Ｖ5 、Ｖ1
、Ｖ5 のデータが順に書き込まれ、逆転用ゼロベクト
ルメモリＭ4 には零ベクトルＶ0 、Ｖ7 、Ｖ0、Ｖ7 の
データが順に書き込まれ、正転用法線ベクトルメモリＭ
6 のアドレス０〜３には正転用ＰＷＭパターンメモリＭ
1 のアドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトル
Ｖ4 が書き込まれ、逆転用法線ベクトルメモリＭ8 のア
ドレス０〜３には逆転用ＰＷＭパターンメモリＭ3 のア
ドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトルＶ4 が
書き込まれている。残りのアドレス４〜５１１にもアド
レス０〜３と同一の原理でベクトルデータが書き込まれ
ている。図５の各アドレスのベクトルデータは原理を示
すものであるため、実際のデータとは異なる。今、正転
ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス０〜８４（０度〜
６０度区間に対応）の実際の電圧ベクトルデータを示す
と、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3
、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3
、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2
、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、になる。

【００４１】図６は６個の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 と、
２つの零ベクトルＶ0 、Ｖ7 とを示す。インバータ２の
スイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 のとりうるスイッチング
状態は、（０００）、（００１）、（０１０）、（０１
１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１
１）の８つであるので、これをＶ0 、Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ
3、Ｖ4 、Ｖ5 、Ｖ6 、Ｖ7 で表わすことにする。本実
施例の装置では、電圧ベクトルＶ0 〜Ｖ7 がＲＯＭ５に
書き込まれ、これが制御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出
力される。８つのベクトルＶ0 〜Ｖ7 を組み合せると、
正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトルを得ることができ
る。

【００４２】

【ベクトル選択】図７は回転磁界ベクトルφ₁を得るた
めの電圧ベクトルの選択を示すものである。回転磁界ベ
クトルφ₁の先端（終点）の軌跡を円に近づけるために
は、３３０度〜３０度区間で第６及び第２のベクトルＶ
6 、Ｖ2 、３０度〜９０度区間で第２及び第３のベクト
ルＶ2 、Ｖ3 、９０度〜１５０度区間で第３及び第１の
ベクトルＶ3 、Ｖ1 、１５０度〜２１０度区間で第１及
び第５のベクトルＶ1 、Ｖ5 、２１０度〜２７０度区間
で第５及び第４のベクトルＶ5 、Ｖ4 、２７０度〜３３
０度区間で第４及び第６のベクトルＶ4 、Ｖ6 を選択す
る。原理的に示す図７の３３０度〜３０度区間では有意
ベクトルとしてＶ6 とＶ2 とが選択され、ベクトル回転
を止める時に零ベクトルＶ7 が選択されている。また、
法線ベクトルとは磁束の円軌跡の中心から半径方向に向
かうベクトルのことであり、図７の３３０度〜３０度区
間ではＶ4 、３０度〜９０度区間ではＶ6 が選択され
る。モータ１を正転させる時には図７でＵＰで示す方向
に回転磁界ベクトルφ1 が回転され、逆転又は制動する
時には、ＤＯＷＮで示す方向に回転される。

【００４３】

【動作】次に、図８及び図９を参照して図１の回路の制
動動作を説明する。ライン９ａに得られる推定速度信号
とライン１１の基準信号（目標信号）との比較に基づい
て差信号ＶD が得られると、この信号の正負が第１の比
較器１４で判定され、今、正信号であるとすれば、図８
の（Ｃ）のｔ4 以前に示す如く比較出力が低レベル
“０”となり、これがカウンタ６に入力する。このた
め、カウンタ６はこの期間にはアップ動作する。第２の
比較器１６においては、差信号Ｖ_Dの絶対値と三角波電
圧ＶC とが図８の（Ａ）に示す如く比較され、図８の
（Ｂ）の出力が発生する。即ち、三角波電圧ＶC が差信
号Ｖ_Dの絶対値よりも高い時（ｔ1 〜ｔ2 ）に高レベル
出力“１”を発生し、逆の時（ｔ2 〜ｔ3 ）には低レベ
ル出力“０”を発生する。ｔ1 〜ｔ2 のように第２の比
較器１６の出力ビットＡ10が高レベル“１”であり、第
１の比較器１４の出力ビットＡ11が低レベル“０”であ
り、更に、図８の（Ｄ）に示すように図３のヒステリシ
ス比較器４０、４１の出力が低レベル（Ｌ）であるｔ10
以前の時には、ＲＯＭ５においては［Ａ12 Ａ11 Ａ1
0］＝［００１］に応答して正転用ゼロベクトルメモリ
Ｍ2 が選択され、ｔ2 〜ｔ3 のように［Ａ12 Ａ11 Ａ
10］＝［０００］の時には正転ＰＷＭパターンＭ1が選
択される。また、第２の比較器１６の出力が高レベル
（Ｈ）の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、ＮＯＴ回路２０の出
力が低レベルになり、ＡＮＤゲート１８を発振器１７の
クロックパルスが通過することが阻止され、カウンタ６
がインクリメントされないため、同一アドレスを指定し
続ける。一方、第２の比較器１６の出力が低レベルの期
間（ｔ2 〜ｔ3 ）ではＮＯＴ回路２０の出力が高レベル
になるため、発振器１７の出力クロックパルスはＡＮＤ
ゲート１８を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。
これにより、カウンタ６の１０ビットＡ0 〜Ａ9 の値が
アップ動作で増大し、メモリＭ1 のアドレスが順次に指
定される。しかし、ｔ3 時点で第２の比較器１６の出力
が高レベルになると、カウンタ６のクロック入力が禁止
され、カウンタ６はこの時点のアドレス指定を保持す
る。例えば、図５に示す如くアドレス２でメモリＭ1 の
ベクトルＶ6 が読み出されている時に、メモリＭ2 が選
択されると、同一のアドレス２における正転用零ベクト
ルＶ7 （１１１）が選択される。零ベクトルＶ7 は第２
の比較器１６の出力が高レベルの間発生し続け、比較出
力が低レベルに戻って再びカウンタ６のクロックパルス
が入力し、カウンタ６の出力が１段インクリメントされ
ると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス３の電
圧ベクトルＶ2 （０１０）が選択される。零ベクトルは
Ｖ0 （０００）とＶ7 （１１１）との２種類から成る
が、スイッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6の切換えが少なくてすむ方
のベクトルが選択される。カウンタ６が１０進数の０〜
１０２３に対応する２進数を発生し終ると、正転ＰＷＭ
パターンの０〜３６０度の全電圧ベクトルデータが読み
出され、インバータ２から三相の近似正弦波電圧が発生
し、且つモータ１に円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生
じる。

【００４４】このような制御において、目標回転速度と
推定速度との差が小さくなると、第２の比較器１６の出
力が高レベルになる期間が相対的に長くなり、零ベクト
ルが選択される期間が長くなる。

【００４５】また、ｔ20〜ｔ4 のようにライン１１の基
準信号のレベルを下げて低速回転指令状態にすれば、差
信号Ｖ_Dの絶対値のレベルも低下し、インバータ２の出
力周波数ｆが低下すると共に出力電圧Ｖも低下し、モー
タ１が低速駆動状態になる。

【００４６】図８のｔ4 において逆転指令に切り換り、
差信号Ｖ_Dが負になると、第１の比較器１４の出力が高
レベルになり、逆転制御になる。なお、上記ＰＷＭ制御
において、電圧ベクトルの切り換えが行われる時には、
一対のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ4 、又はＱ2 、Ｑ5 、又は
Ｑ3 、Ｑ6 間がストレージ等で短絡され、これらが破壊
するおそれがあるので、これを防止するために、ベクト
ル相互間に無制御期間を設けることが望ましい。

【００４７】図８のｔ10〜ｔ20は図３のヒステリシス比
較器４０、４１の出力が高レベルになる期間である。つ
まり、ｔ10において図３のライン１１の速度基準信号が
急激に増加した場合、差信号Ｖ_Dは図８の（Ａ）のよう
に急激に増加し、従って正転ベクトルを出力する期間が
急激に増加しモータの回転速度を急激に増加しようと動
作する。その結果、所望の加速度を得るためにモータの
一次電流は急激に増加する。しかし、モータの一次巻線
抵抗による電圧降下も増加しモータの一次鎖交磁束｜φ
₁｜は逆に図８の（Ｇ）のｔ10以後のように低下する。
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以下に低下するとヒステリシス比
較器が動作し、高レベルを出力する。この時は、ＲＯＭ
５においては端子４２が高レベルとなるため法線ベクト
ルを含むブロックＭ5 〜Ｍ8 が選択される。従って、ｔ
10〜ｔ20の期間で且つ第２の比較器が高レベルの期間ｔ
11〜ｔ12では正転用ゼロベクトルメモリＭ2 の代りに正
転用法線ベクトルメモリＭ6 が選択される。図９は３０
度〜９０度区間におけるこの様子を示したものである。
また、同様に第２の比較器が低レベルの期間ｔ12〜ｔ13
はＭ5 が選択される。このようにゼロベクトルの代りに
法線ベクトルを出力することによりモータの一次鎖交磁
束の大きさが増加されモータの一次鎖交磁束｜φ₁｜を
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以上にすることが可能になる。こ
の結果モータは所望の加速度が得られ応答良く速度基準
信号の増加に追従し、所望の回転速度に達することが可
能になる。次に、例えばライン１１の速度基準信号のレ
ベルが低下し、一次電流が減少すると一次巻線抵抗によ
る電圧降下も減少し一次鎖交磁束は結果として増加す
る。ｔ20において一次鎖交磁束が｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜
を越えるとヒステリシス比較器の出力は低レベルにな
り、従ってＲＯＭ５においては端子４２が低レベルにな
るためゼロベクトルを含むブロックＭ1 からＭ4 が選択
され一次鎖交磁束は減少し｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜以下に
なる。以上により、モータの一次鎖交磁束｜φ₁｜は｜
φ_1a｜±Δ｜φ₁｜の範囲内に制御されることになる。
回転方向が逆転するとｔ4 以後も同様な動作が行われ
る。

【００４８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）比例積分補償回路１２を比例回路又は積分回路
としてもよい。（２）第１のベクトルデータとして電圧ベクトルデー
タのみを使用しないで、電圧ベクトルデータと零ベクト
ルデータとの組み合せを使用して波形を改善してもよ
い。即ちメモリＭ1 、Ｍ3 の電圧ベクトルの配列の中に
零ベクトルを配置してもよい。（３）ＤＳＰを使用しないで、図１〜図４の各回路を
個別回路にすること又はアナログ回路にすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例のモータ速度制御回路を示すブロック図
である。

【図２】図１の回転角速度演算及び磁束制御回路を示す
ブロック図である。

【図３】図２の一次磁束演算回路及び二次磁束演算回路
を詳しく示すブロック図である。

【図４】図２のω_m演算回路を詳しく示すブロック図で
ある。

【図５】図１のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図で
ある。

【図６】電圧ベクトルを示す図である。

【図７】回転磁界ベクトルを示す図である。

【図８】図１の各部の状態を示す図である。

【図９】磁束変化とベクトルとの関係を示す図である。

【図１０】式（１）の演算値及びその分子及び分母の値
を示す波形図である。

【図１１】図１の装置の実速度と演算速度と負荷トルク
と二次抵抗を示す波形図である。

【符号の説明】

１モータ２インバータ５ＲＯＭ５０イン回転角速度演算・磁束制御回路

【数６】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相ＰＷＭインバータで駆動される三相
交流モ−タの回転速度を検出する装置であって、前記三相ＰＷＭインバータの三相出力電圧瞬時値
（ｖ^1a、ｖ_1b、ｖ_1c）を検出する電圧検出手段と、前記三相ＰＷＭインバータの三相出力電流瞬時値
（ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1c）を検出する電流検出手段と、前記三相出力電圧瞬時値（ｖ_1a、ｖ_1b、ｖ_1c）を二相電
圧瞬時値（ｖ_1d、ｖ_1q）に変換し、前記三相出力電流瞬時値（ｉ_1a、ｉ_1b、ｉ_1c）を二相電
流瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）に変換し、前記二相出力電圧瞬時値（ｖ_1d、ｖ_1q）と前記二相出力
電流瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）とに基づいて前記交流モ−タ
の一次磁束（φ_1d、φ_1q）及び二次磁束（φ_2d、φ_2q）
を求め、前記二相出力電流瞬時値（ｉ_1d、ｉ_1q）と前記一時磁束
（φ_1d、φ_1q）と前記二次磁束（φ_2d、φ_2q）と前記交
流モ−タの一次、二次及び相互インダクタンス（Ｌ₁₁、
Ｌ₂₂、Ｍ）に基づいて前記誘導電動機の回転速度に対応
する値を求める回転速度演算手段とから成ることを特徴
とする交流モ−タの回転速度検出装置。