JPH0669305B2 - インバータによるモータ制御装置 - Google Patents
インバータによるモータ制御装置Info
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- JPH0669305B2 JPH0669305B2 JP61047875A JP4787586A JPH0669305B2 JP H0669305 B2 JPH0669305 B2 JP H0669305B2 JP 61047875 A JP61047875 A JP 61047875A JP 4787586 A JP4787586 A JP 4787586A JP H0669305 B2 JPH0669305 B2 JP H0669305B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、PWM（パルス幅変調）のスイツチングパター
ン（単位ベクトルデータ）をメモリに予め書き込んでお
き、これを読し出すことによつてインバータを制御し、
インバータに接続された交流モータの速度制御を行う方
式に関し、更に詳細には、比較的簡単な構成によつて超
低速運転状態を得ることができる制御方式に関する。
ン（単位ベクトルデータ）をメモリに予め書き込んでお
き、これを読し出すことによつてインバータを制御し、
インバータに接続された交流モータの速度制御を行う方
式に関し、更に詳細には、比較的簡単な構成によつて超
低速運転状態を得ることができる制御方式に関する。
交流モータの速度制御を行うために、PWM制御インバー
タを使用することは公知である。また、PWM制御を行う
ために、近似正弦波が得られるように、PWMスイツチン
グパターンを予めROMに書き込んでおき、これに基づい
てインバータを制御することも公知である。更に、三相
インバータを各相独立に制御せずに、三相を一括制御
し、所望の電圧ベクトルを発生させ、所望の回転磁界を
得る方式も既に提案されている。
タを使用することは公知である。また、PWM制御を行う
ために、近似正弦波が得られるように、PWMスイツチン
グパターンを予めROMに書き込んでおき、これに基づい
てインバータを制御することも公知である。更に、三相
インバータを各相独立に制御せずに、三相を一括制御
し、所望の電圧ベクトルを発生させ、所望の回転磁界を
得る方式も既に提案されている。
ところで、簡単な構成でフイードバツク制御が可能であ
り、且つ超低速制御が可能なモータの速度制御方式はま
だ提案されていない。そこで、本発明の目的は上記制御
が可能な方式を提供することにある。
り、且つ超低速制御が可能なモータの速度制御方式はま
だ提案されていない。そこで、本発明の目的は上記制御
が可能な方式を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、交流モータに回転
磁界を発生させるための複数の所定電圧ベクトルと回転
磁界を停止させるための零ベクトルとによって前記交流
モータの回転速度を制御するためのモータ制御装置であ
って、複数のスイッチを含んで前記モータに接続され、
前記電圧ベクトル及び前記零ベクトルを発生させるため
のスイッチングパターンに従って前記複数のスイッチが
オン・オフするように構成されたインバータと、前記モ
ータを正転させるためのスイッチングパターンを示す正
転電圧ベクトルデータ、前記モータを逆転させるための
スイッチングパターンを示す逆転電圧ベクトルデータ、
及び前記零ベクトルを示す零ベクトルデータが書き込ま
れたメモリと、前記メモリと前記インバータとの間に接
続され、前記メモリから読み出されたデータに対応する
ように前記スイッチを駆動する駆動回路と、前記モータ
の所望回転速度を示す基準信号を発生する基準信号発生
手段と、前記モータの回転速度を示す検出信号を得るた
めの速度検出手段と、前記速度検出信号と前記基準信号
との差に対応する差信号を形成する差信号形成手段と、
前記差信号形成手段から得られた差信号と基準レベル
（グランドレベル）との比較に基づいて前記モータの正
転指令と逆転指令とを択一的に送出し、前記正転電圧ベ
クトルデータの読み出しと前記逆転電圧ベクトルデータ
の読み出しとを選択的に行うように前記メモリを制御す
る正転・逆転決定用比較手段と、所定の周波数で三角波
を示す信号を送出する三角波信号発生手段と、前記差信
号と前記三角波信号との比較に基づいて前記正転及び逆
転電圧ベクトルデータ送出期間と前記零ベクトルデータ
送出期間とを決定して前記メモリを制御する電圧ベクト
ル・零ベクトル決定用比較手段と、前記三角波の周波数
よりも高い周波数でクロックパルスを発生するクロック
パルス発生器と、前記クロックパルス発生器と前記電圧
ベクトル・零ベクトル決定用比較手段とに接続され、前
記電圧ベクトル・零ベクトル決定用比較手段の前記零ベ
クトルデータ送出期間を示す出力に応答して前記クロッ
クパルスの送出を選択的に禁止するクロックパルス禁止
用ゲート手段と、前記正転・逆転決定用比較手段に接続
されたアップ・ダウン入力端子と前記ゲート手段に接続
されたクロック入力端子と前記メモリに接続されたアド
レス信号出力端子とを有し、前記正転・逆転決定用比較
手段から発生した前記正転指令に応答してアップ動作と
なって前記メモリから前記正転電圧ベクトルデータを順
次に読み出すようにアドレス指定し、前記正転・逆転決
定用比較手段から発生した逆転指令に応答してダウン動
作となって前記メモリから前記逆転電圧ベクトルデータ
を順次に読み出すようにアドレス指定し、前記ゲート手
段によって前記クロックパルスの送出が禁止されている
時には前記零ベクトルデータを連続的に読み出すように
前記メモリの同一アドレスを指定するカウンタとを備え
たインバータによるモータ制御装置に係わるものであ
る。
磁界を発生させるための複数の所定電圧ベクトルと回転
磁界を停止させるための零ベクトルとによって前記交流
モータの回転速度を制御するためのモータ制御装置であ
って、複数のスイッチを含んで前記モータに接続され、
前記電圧ベクトル及び前記零ベクトルを発生させるため
のスイッチングパターンに従って前記複数のスイッチが
オン・オフするように構成されたインバータと、前記モ
ータを正転させるためのスイッチングパターンを示す正
転電圧ベクトルデータ、前記モータを逆転させるための
スイッチングパターンを示す逆転電圧ベクトルデータ、
及び前記零ベクトルを示す零ベクトルデータが書き込ま
れたメモリと、前記メモリと前記インバータとの間に接
続され、前記メモリから読み出されたデータに対応する
ように前記スイッチを駆動する駆動回路と、前記モータ
の所望回転速度を示す基準信号を発生する基準信号発生
手段と、前記モータの回転速度を示す検出信号を得るた
めの速度検出手段と、前記速度検出信号と前記基準信号
との差に対応する差信号を形成する差信号形成手段と、
前記差信号形成手段から得られた差信号と基準レベル
（グランドレベル）との比較に基づいて前記モータの正
転指令と逆転指令とを択一的に送出し、前記正転電圧ベ
クトルデータの読み出しと前記逆転電圧ベクトルデータ
の読み出しとを選択的に行うように前記メモリを制御す
る正転・逆転決定用比較手段と、所定の周波数で三角波
を示す信号を送出する三角波信号発生手段と、前記差信
号と前記三角波信号との比較に基づいて前記正転及び逆
転電圧ベクトルデータ送出期間と前記零ベクトルデータ
送出期間とを決定して前記メモリを制御する電圧ベクト
ル・零ベクトル決定用比較手段と、前記三角波の周波数
よりも高い周波数でクロックパルスを発生するクロック
パルス発生器と、前記クロックパルス発生器と前記電圧
ベクトル・零ベクトル決定用比較手段とに接続され、前
記電圧ベクトル・零ベクトル決定用比較手段の前記零ベ
クトルデータ送出期間を示す出力に応答して前記クロッ
クパルスの送出を選択的に禁止するクロックパルス禁止
用ゲート手段と、前記正転・逆転決定用比較手段に接続
されたアップ・ダウン入力端子と前記ゲート手段に接続
されたクロック入力端子と前記メモリに接続されたアド
レス信号出力端子とを有し、前記正転・逆転決定用比較
手段から発生した前記正転指令に応答してアップ動作と
なって前記メモリから前記正転電圧ベクトルデータを順
次に読み出すようにアドレス指定し、前記正転・逆転決
定用比較手段から発生した逆転指令に応答してダウン動
作となって前記メモリから前記逆転電圧ベクトルデータ
を順次に読み出すようにアドレス指定し、前記ゲート手
段によって前記クロックパルスの送出が禁止されている
時には前記零ベクトルデータを連続的に読み出すように
前記メモリの同一アドレスを指定するカウンタとを備え
たインバータによるモータ制御装置に係わるものであ
る。
［発明の作用及び効果］ 本発明は次の作用効果を有する。
（イ） メモリに正転電圧ベクトルデータと逆転電圧ベ
クトルデータとの両方を格納し、正転・逆転決定用比較
手段によってこれ等を選択的に読み出してインバータを
制御するので、モータの超低速運転及び広範囲の速度で
の運転が可能になる。
クトルデータとの両方を格納し、正転・逆転決定用比較
手段によってこれ等を選択的に読み出してインバータを
制御するので、モータの超低速運転及び広範囲の速度で
の運転が可能になる。
（ロ） 三角波信号と差信号に基づいて電圧ベクトルデ
ータの送出期間と零ベクトルデータの送出期間とを決定
しているので、零ベクトルデータの送出期間を簡単に決
定することができ、超低速運転を容易に達成することが
できる。
ータの送出期間と零ベクトルデータの送出期間とを決定
しているので、零ベクトルデータの送出期間を簡単に決
定することができ、超低速運転を容易に達成することが
できる。
（ハ） メモリのアドレス指定を行うカウンタのクロッ
クパルス入力端子にゲート手段を接続し、零ベクトルデ
ータ送出期間にクロックパルスを禁止し、同一アドレス
の指定を維持して零ベクトルデータの読み出しを継続す
るので、零ベクトルデータの送出を容易に達成すること
ができる。
クパルス入力端子にゲート手段を接続し、零ベクトルデ
ータ送出期間にクロックパルスを禁止し、同一アドレス
の指定を維持して零ベクトルデータの読み出しを継続す
るので、零ベクトルデータの送出を容易に達成すること
ができる。
（ニ） アップダウンカウンタを使用してメモリのアド
レス指定を行うので、モータの正転制御と逆転制御とを
容易に達成することができる。
レス指定を行うので、モータの正転制御と逆転制御とを
容易に達成することができる。
［実施例］ 次に、本発明の１実施例に係わる三相モータの速度制御
方式を説明する。第１図において、三相誘導電動機から
成るモータ(1)には、PWM制御可能な三相インバータ(2)
が接続されている。インバータ(2)は、直流電源(3)にト
ランジスタから成るスイツチ素子A1、A2、B1、B2、C1、
C2をブリツジ接続したものである。６個のスイツチ素子
A1〜C2は、駆動回路(4)から供給される制御信号に応答
してオン・オフ動作する。なお、インバータ(2)の上側
の３つのスイツチ素子A1、B1、C1と下側の３つのスイツ
チ素子A2、B2、C2とは、互いに逆に動作するので、一方
の制御を特定すれば、インバータ全体の制御が特定され
る。ここでは、ROM（リードオンリーメモリ）(5)から読
み出される第１、第２、及び第３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによ
りインバータ制御状態を特定し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レ
ベル即ち論理“1"の時にスイツチ素子A1、B1、C1がオ
ン、低レベル即ち論理“0"の時にスイツチ素子A1、B1、
C1がオフとする。
方式を説明する。第１図において、三相誘導電動機から
成るモータ(1)には、PWM制御可能な三相インバータ(2)
が接続されている。インバータ(2)は、直流電源(3)にト
ランジスタから成るスイツチ素子A1、A2、B1、B2、C1、
C2をブリツジ接続したものである。６個のスイツチ素子
A1〜C2は、駆動回路(4)から供給される制御信号に応答
してオン・オフ動作する。なお、インバータ(2)の上側
の３つのスイツチ素子A1、B1、C1と下側の３つのスイツ
チ素子A2、B2、C2とは、互いに逆に動作するので、一方
の制御を特定すれば、インバータ全体の制御が特定され
る。ここでは、ROM（リードオンリーメモリ）(5)から読
み出される第１、第２、及び第３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによ
りインバータ制御状態を特定し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レ
ベル即ち論理“1"の時にスイツチ素子A1、B1、C1がオ
ン、低レベル即ち論理“0"の時にスイツチ素子A1、B1、
C1がオフとする。
ROM(5)はインバータ(2)をPWM制御するためのPWMスイツ
チングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書き込ん
だものである。このROM(5)は正転PWMパターンメモリM1
と、正転用ゼロベクトルメモリM2と、逆転PWMパターン
メモリM3と、逆転用ゼロベクトルメモリM4とを有する。
各メモリM1〜M4は０〜511までの512アドレスを夫々有
し、夫々アツプ・ダウンカウンタ(6)の９ビツトの２進
出力ライン(6a)の値でアドレス指定される。但し、４つ
のメモリM1〜M4から１つが選択され、この選択されたメ
モリの出力のみがインバータ(2)の制御のために有効に
使用される。この選択を行うためにROM(5)は零ベクトル
選択制御信号入力端子(8)と、正転逆転選択制御信号入
力端子(7)とを有する。零ベクトル選択制御信号入力端
子(8)が論理“0"の時にはメモリM1とM3とのいずれか一
方が選択され、論理“1"の時にはメモリM2とM4とのいず
れか一方が選択される。また、正転逆転選択制御信号入
力端子(7)が“0"の場合にはメモリM1とM2とのいずれか
一方が選択され、“1"の場合にはメモリM3とM4とのいず
れか一方が選択される。今、ライン(6a)の９ビツトをB0
〜B8で表わし、入力端子(7)の入力ビツトをB9で表わ
し、入力端子(8)の入力ビツトをB10で表わすとすれば、
B0〜B8の９ビツトでアドレスが指定される。またB9、B
10が〔00〕の時に第１のメモリM1（正転PWMスイツチン
グパタン）が選択され、〔01〕の時に第２のメモリM
2（正転用ゼロベクトル）が選択され、〔10〕の時に第
３のメモリM3（逆転PWMスイツチングパターン）が選択
され、〔11〕の時に第４のメモリM4（逆転用零ベクト
ル）が選択される。
チングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書き込ん
だものである。このROM(5)は正転PWMパターンメモリM1
と、正転用ゼロベクトルメモリM2と、逆転PWMパターン
メモリM3と、逆転用ゼロベクトルメモリM4とを有する。
各メモリM1〜M4は０〜511までの512アドレスを夫々有
し、夫々アツプ・ダウンカウンタ(6)の９ビツトの２進
出力ライン(6a)の値でアドレス指定される。但し、４つ
のメモリM1〜M4から１つが選択され、この選択されたメ
モリの出力のみがインバータ(2)の制御のために有効に
使用される。この選択を行うためにROM(5)は零ベクトル
選択制御信号入力端子(8)と、正転逆転選択制御信号入
力端子(7)とを有する。零ベクトル選択制御信号入力端
子(8)が論理“0"の時にはメモリM1とM3とのいずれか一
方が選択され、論理“1"の時にはメモリM2とM4とのいず
れか一方が選択される。また、正転逆転選択制御信号入
力端子(7)が“0"の場合にはメモリM1とM2とのいずれか
一方が選択され、“1"の場合にはメモリM3とM4とのいず
れか一方が選択される。今、ライン(6a)の９ビツトをB0
〜B8で表わし、入力端子(7)の入力ビツトをB9で表わ
し、入力端子(8)の入力ビツトをB10で表わすとすれば、
B0〜B8の９ビツトでアドレスが指定される。またB9、B
10が〔00〕の時に第１のメモリM1（正転PWMスイツチン
グパタン）が選択され、〔01〕の時に第２のメモリM
2（正転用ゼロベクトル）が選択され、〔10〕の時に第
３のメモリM3（逆転PWMスイツチングパターン）が選択
され、〔11〕の時に第４のメモリM4（逆転用零ベクト
ル）が選択される。
ROM(5)及びカウンタ(6)を制御してインバータ(2)の出力
電圧を制御するために、モータ(1)に速度発電機から成
る速度検出器(9)が結合され、この出力ライン(9a)が比
較回路(10)に接続されている。このため、比較回路(10)
は、直流レベルから成る速度検出信号と基準信号ライン
(11)から与えられる所望回転速度に対応する基準信号と
を比較し、この差信号を出力する。比較回路(10)から得
られる差信号は例えば、 で表わされる特性の比例積分回路(12)を通る。比例積分
回路(12)の出力ライン(13)の差信号ＶＤは、この差信号
ＶＤの正負を判定するための第１の比較器(14)に入力す
ると共に、絶対値回路(15)を通つて第２の比較器(16)に
入力する。
電圧を制御するために、モータ(1)に速度発電機から成
る速度検出器(9)が結合され、この出力ライン(9a)が比
較回路(10)に接続されている。このため、比較回路(10)
は、直流レベルから成る速度検出信号と基準信号ライン
(11)から与えられる所望回転速度に対応する基準信号と
を比較し、この差信号を出力する。比較回路(10)から得
られる差信号は例えば、 で表わされる特性の比例積分回路(12)を通る。比例積分
回路(12)の出力ライン(13)の差信号ＶＤは、この差信号
ＶＤの正負を判定するための第１の比較器(14)に入力す
ると共に、絶対値回路(15)を通つて第２の比較器(16)に
入力する。
第１の比較器(14)の出力端子はカウンタ(6)のアツプ・
ダウン入力端子Ｕ／Ｄに接続されていると共にROM(5)の
正転逆転選択制御信号入力端子(7)に接続されている。
ダウン入力端子Ｕ／Ｄに接続されていると共にROM(5)の
正転逆転選択制御信号入力端子(7)に接続されている。
(17)は発振器（OSC）であつて、20〜50kHz程度のクロツ
クパルスを発生する。この発振器(17)の出力端子はAND
ゲート(18)の一方の入力端子に接続され、このANDゲー
ト(18)の出力端子がカウンタ(6)のクロック入力端子CL
に接続されているので、ANDゲート(18)のもう一方の入
力端子が高レベルの時のみ発振器(17)の出力がクロツク
パルスとしてカウンタ(6)に入力する。
クパルスを発生する。この発振器(17)の出力端子はAND
ゲート(18)の一方の入力端子に接続され、このANDゲー
ト(18)の出力端子がカウンタ(6)のクロック入力端子CL
に接続されているので、ANDゲート(18)のもう一方の入
力端子が高レベルの時のみ発振器(17)の出力がクロツク
パルスとしてカウンタ(6)に入力する。
第２の比較器(16)は非反転入力端子には三角波発生器(1
9)が接続されている。三角波発生器(19)は例えば、発振
器(17)の出力周波数よりは低い1.5kHzで三角波電圧ＶＣ
（キヤリア）を発生し、このＶＣと差信号ＶＤの絶対値
とが比較器(16)で比較される。第２の比較器(16)の出力
端子はNOT回路(20)を介してANDゲート(18)の入力端子に
接続されていると共に、ROM(5)の零ベクトル選択制御信
号入力端子(8)に接続されている。
9)が接続されている。三角波発生器(19)は例えば、発振
器(17)の出力周波数よりは低い1.5kHzで三角波電圧ＶＣ
（キヤリア）を発生し、このＶＣと差信号ＶＤの絶対値
とが比較器(16)で比較される。第２の比較器(16)の出力
端子はNOT回路(20)を介してANDゲート(18)の入力端子に
接続されていると共に、ROM(5)の零ベクトル選択制御信
号入力端子(8)に接続されている。
ROM(5)には第２図に原理的に示す如くデータが書き込ま
れている。即ちROM(5)の各メモリM1〜M4はアドレス０〜
511を有し、正転PWMパターンメモリM1のアドレス０〜３
には例えば電圧ベクトルV6、V2、V6、V2のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリM2のアドレス０
〜３には零ベクトルV7、V0、V7、V0のデータが順に書き
込まれ、逆転PWMパターンメモリM3のアドレス０〜３に
は電圧ベクトルV1,V5、V1、V5のデータが順に書き込ま
れ、逆転用ゼロベクトルメモリM4には零ベクトルV0、
V7、V0、V7のデータが順に書き込まれている。残りのア
ドレス４〜511にもアドレス０〜３と同一の原理でベク
トルデータが書き込まれている。第２図の各アドレスの
ベクトルデータは原理を示すものであるため、実際のデ
ータとは異なる。今、正転PWMパターンメモリM1のアド
レス０〜84（０゜〜60゜区間に対応）の実際の電圧ベク
トルデータを示すと、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3になる。
れている。即ちROM(5)の各メモリM1〜M4はアドレス０〜
511を有し、正転PWMパターンメモリM1のアドレス０〜３
には例えば電圧ベクトルV6、V2、V6、V2のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリM2のアドレス０
〜３には零ベクトルV7、V0、V7、V0のデータが順に書き
込まれ、逆転PWMパターンメモリM3のアドレス０〜３に
は電圧ベクトルV1,V5、V1、V5のデータが順に書き込ま
れ、逆転用ゼロベクトルメモリM4には零ベクトルV0、
V7、V0、V7のデータが順に書き込まれている。残りのア
ドレス４〜511にもアドレス０〜３と同一の原理でベク
トルデータが書き込まれている。第２図の各アドレスの
ベクトルデータは原理を示すものであるため、実際のデ
ータとは異なる。今、正転PWMパターンメモリM1のアド
レス０〜84（０゜〜60゜区間に対応）の実際の電圧ベク
トルデータを示すと、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V6、V6、V6、V6、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3、V2、V2、V2、V2、V2、 V2、V3、V3、V3、V3になる。
第３図は６個の電圧ベクトルV1〜V6と、２つの零ベクト
ルV0、V7とを示す。インバータ(2)のスイツチ素子A1、B
1、C1のとりうるスイツチング状態は、（000）、（00
1）、（010）、（011）、（100）、（101）、（110）、
（111）の８つであるので、これをV0、V1、V2、V3、
V4、V5、V6、V7で表わすことにする。本実施例の装置で
は、電圧ベクトルV0〜V7がROM(5)に書き込まれ、これが
制御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出力される。８つのベ
クトルV0〜V7を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転
磁界ベクトルを得ることが出来る。
ルV0、V7とを示す。インバータ(2)のスイツチ素子A1、B
1、C1のとりうるスイツチング状態は、（000）、（00
1）、（010）、（011）、（100）、（101）、（110）、
（111）の８つであるので、これをV0、V1、V2、V3、
V4、V5、V6、V7で表わすことにする。本実施例の装置で
は、電圧ベクトルV0〜V7がROM(5)に書き込まれ、これが
制御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出力される。８つのベ
クトルV0〜V7を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転
磁界ベクトルを得ることが出来る。
第４図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベクト
ルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
端（終点）の軌跡を円に近づけるためには、330゜〜30
゜区間で第６及び第２のベクトルV6、V2、30゜〜90゜区
間で第２及び第３のベクトルV2、V3、90゜〜150゜区間
で第３及び第１のベクトルV3、V1、150゜〜210゜区間で
第１及び第５のベクトルV1、V5、210゜〜270゜区間で第
５及び第４のベクトルV5、V4、270゜〜330゜区間で第４
及び第６のベクトルV4、V6を選択する。原理的に示す第
４図の330゜〜30゜区間では有意ベクトルとしてV6とV2
とで選択され、ベクトル回転を止める時に零ベクトルV7
が選択されている。モータ(1)を正転させる時には第４
図でUPで示す方向に回転磁界ベクトルφ１が回転され、
逆転又は制御する時には、DOWNで示す方向に回転され
る。
ルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
端（終点）の軌跡を円に近づけるためには、330゜〜30
゜区間で第６及び第２のベクトルV6、V2、30゜〜90゜区
間で第２及び第３のベクトルV2、V3、90゜〜150゜区間
で第３及び第１のベクトルV3、V1、150゜〜210゜区間で
第１及び第５のベクトルV1、V5、210゜〜270゜区間で第
５及び第４のベクトルV5、V4、270゜〜330゜区間で第４
及び第６のベクトルV4、V6を選択する。原理的に示す第
４図の330゜〜30゜区間では有意ベクトルとしてV6とV2
とで選択され、ベクトル回転を止める時に零ベクトルV7
が選択されている。モータ(1)を正転させる時には第４
図でUPで示す方向に回転磁界ベクトルφ１が回転され、
逆転又は制御する時には、DOWNで示す方向に回転され
る。
次に、第５図〜第７図を参照して第１図の回路の動作を
説明する。ライン(9a)に得られる速度検出信号とライン
(11)の基準信号（目標信号）との比較に基づいて差信号
ＶＤが得られると、この信号の正負が第１の比較器(14)
で判定され、今、正信号であるとすれば、第５図(C)のt
4以前に示す如く比較出力が低レベル“0"となり、これ
がカウンタ(6)に入力する。このため、カウンタ(6)はこ
の期間にはアツプ動作する。第２の比較器(16)において
は、差信号ＶＤの絶対値と三角波電圧ＶＣとが第５図
(A)に示す如く比較され、第５図(B)の出力が発生する。
即ち三角波電圧ＶＣが差信号ＶＤの絶対値よりも高い時
（t1〜t2）に高レベル出力“1"を発生し、逆の時（t2〜
t3）には低レベル出力“0"を発生する。t1〜t2のように
第２の比較器(16)の出力ビツトB10が高レベル“1"であ
り、第１の比較器(14)の出力ビツトB9が低レベル“0"の
時には、ROM(5)においては〔B9B10〕＝〔01〕に応答し
て正転用ゼロベクトルメモリM2が選択され、t2〜t3のよ
うに〔B9B10〕＝〔00〕の時には正転PWMパターンM1が選
択される。また、第２の比較器(16)の出力が高レベル
“1"の期間（t1〜t2）では、NOT回路(20)の出力が低レ
ベルになり、ANDゲート(18)を発振器(17)のクロツクパ
ルスが通過することが阻止され、カウンタ(6)がインク
リメントされないため、同一アドレスを指定し続ける。
一方、第２の比較器(16)の出力が低レベルの期間（t2〜
t3）ではNOT回路(20)の出力が高レベルになるため、発
振器(17)の出力クロツクパルはANDゲート(18)を通過し
てカウンタ(6)の入力パルスとなる。これにより、カウ
ンタ(6)の９ビツトB0〜B8の値がアツプ動作で増大し、
メモリM1のアドレスが順次に指定される。しかし、t3時
点で第２の比較器(16)の出力が高レベルになると、カウ
ンタ(6)のクロツク入力が禁止され、カウンタ(6)はこの
時点のアドレス指定を保持する。例えば、第２図に示す
如くアドレス２でメモリM1のベクトルV6が読み出されて
いる時に、メモリM2が選択されると、同一のアドレス２
における正転用零ベクトルV7（111）が選択される。零
ベクトルV7は第２の比較器(16)の出力が高レベルの間発
生し続け、比較出力が低レベルに戻つて再びカウンタ
(6)にクロツクパルスが入力し、カウンタ(6)の出力が１
段インクリメントされると、正転PWMパターンメモリM1
のアドレス３の電圧ベクトルV2（010）が選択される。
零ベクトルはV0（000）とV7（111）との２種類から成る
が、スイツチ素子A1〜C2の切換えが少なくてすむ方のベ
クトルが選択される。カウンタ(6)が10進数の０〜511に
対応する２進数を発生し終ると、正転PWMパターンの０
〜360゜の全電圧ベクトルデータが読み出され、インバ
ータ(2)から三相の近似正弦波電圧が発生し、且つモー
タ(1)に円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
説明する。ライン(9a)に得られる速度検出信号とライン
(11)の基準信号（目標信号）との比較に基づいて差信号
ＶＤが得られると、この信号の正負が第１の比較器(14)
で判定され、今、正信号であるとすれば、第５図(C)のt
4以前に示す如く比較出力が低レベル“0"となり、これ
がカウンタ(6)に入力する。このため、カウンタ(6)はこ
の期間にはアツプ動作する。第２の比較器(16)において
は、差信号ＶＤの絶対値と三角波電圧ＶＣとが第５図
(A)に示す如く比較され、第５図(B)の出力が発生する。
即ち三角波電圧ＶＣが差信号ＶＤの絶対値よりも高い時
（t1〜t2）に高レベル出力“1"を発生し、逆の時（t2〜
t3）には低レベル出力“0"を発生する。t1〜t2のように
第２の比較器(16)の出力ビツトB10が高レベル“1"であ
り、第１の比較器(14)の出力ビツトB9が低レベル“0"の
時には、ROM(5)においては〔B9B10〕＝〔01〕に応答し
て正転用ゼロベクトルメモリM2が選択され、t2〜t3のよ
うに〔B9B10〕＝〔00〕の時には正転PWMパターンM1が選
択される。また、第２の比較器(16)の出力が高レベル
“1"の期間（t1〜t2）では、NOT回路(20)の出力が低レ
ベルになり、ANDゲート(18)を発振器(17)のクロツクパ
ルスが通過することが阻止され、カウンタ(6)がインク
リメントされないため、同一アドレスを指定し続ける。
一方、第２の比較器(16)の出力が低レベルの期間（t2〜
t3）ではNOT回路(20)の出力が高レベルになるため、発
振器(17)の出力クロツクパルはANDゲート(18)を通過し
てカウンタ(6)の入力パルスとなる。これにより、カウ
ンタ(6)の９ビツトB0〜B8の値がアツプ動作で増大し、
メモリM1のアドレスが順次に指定される。しかし、t3時
点で第２の比較器(16)の出力が高レベルになると、カウ
ンタ(6)のクロツク入力が禁止され、カウンタ(6)はこの
時点のアドレス指定を保持する。例えば、第２図に示す
如くアドレス２でメモリM1のベクトルV6が読み出されて
いる時に、メモリM2が選択されると、同一のアドレス２
における正転用零ベクトルV7（111）が選択される。零
ベクトルV7は第２の比較器(16)の出力が高レベルの間発
生し続け、比較出力が低レベルに戻つて再びカウンタ
(6)にクロツクパルスが入力し、カウンタ(6)の出力が１
段インクリメントされると、正転PWMパターンメモリM1
のアドレス３の電圧ベクトルV2（010）が選択される。
零ベクトルはV0（000）とV7（111）との２種類から成る
が、スイツチ素子A1〜C2の切換えが少なくてすむ方のベ
クトルが選択される。カウンタ(6)が10進数の０〜511に
対応する２進数を発生し終ると、正転PWMパターンの０
〜360゜の全電圧ベクトルデータが読み出され、インバ
ータ(2)から三相の近似正弦波電圧が発生し、且つモー
タ(1)に円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
この様な制御において、目標回転速度と検出速度との差
が小さくなると、第２の比較器(16)の出力が高レベルに
なる期間が相対的に長くなり、零ベクトルが選択される
期間が長くなる。
が小さくなると、第２の比較器(16)の出力が高レベルに
なる期間が相対的に長くなり、零ベクトルが選択される
期間が長くなる。
また、ライン(11)の基準信号のレベルを下げて低速回転
指令状態にすれば、差信号ＶＤの絶対値のレベルも低下
し、インバータ(2)の出力周波数ｆが低下すると共に出
力電圧Ｖも低下し、モータ(1)が低速駆動状態になる。
指令状態にすれば、差信号ＶＤの絶対値のレベルも低下
し、インバータ(2)の出力周波数ｆが低下すると共に出
力電圧Ｖも低下し、モータ(1)が低速駆動状態になる。
第５図のt4において逆転指令に切り換り、差信号ＶＤが
負になると、第１の比較器(14)の出力が高レベルにな
り、逆転制御になる。なお、上記PWM制御において、電
圧ベクトルの切り換えが行われる時には、一対のスイツ
チ素子A1、A2、又はB1、B2、又はC1、C2間がストレージ
等で短絡され、これ等が破壊するおそれがあるので、こ
れを防止するために、ベクトル相互間に無制御期間を設
けることが望ましい。
負になると、第１の比較器(14)の出力が高レベルにな
り、逆転制御になる。なお、上記PWM制御において、電
圧ベクトルの切り換えが行われる時には、一対のスイツ
チ素子A1、A2、又はB1、B2、又はC1、C2間がストレージ
等で短絡され、これ等が破壊するおそれがあるので、こ
れを防止するために、ベクトル相互間に無制御期間を設
けることが望ましい。
第１図の方式によれば、第６図及び第７図に示す如く、
12rph又は0.1rphのような超低速制御が可能になる。第
６図においては、モータのロータが約８度まで回つてい
るのみであり、第７図では約７度まで回つているのみで
ある。なお、超低速制御のみならず、高速回転にも適用
可能である。
12rph又は0.1rphのような超低速制御が可能になる。第
６図においては、モータのロータが約８度まで回つてい
るのみであり、第７図では約７度まで回つているのみで
ある。なお、超低速制御のみならず、高速回転にも適用
可能である。
また、インバータ(2)の出力周波数ｆが低い時には出力
電圧Ｖも小さく、更にモータ(1)の１次巻線の電圧降下
で磁束が減少し、超低速運転が可能になる。第１図の回
路において、ANDゲート(18)で発振器(17)の出力パルス
を制限することによつて出力周波数を低下させる代り
に、ANDゲート(18)を省き、差信号ＶＤにより発振器(1
7)の出力周波数を制御することも可能である。しかし、
この方式に比較し、第１図の方式では発振周波数を変え
る必要がないので、簡単な回路構成で応答速度の早い制
御が可能になる。
電圧Ｖも小さく、更にモータ(1)の１次巻線の電圧降下
で磁束が減少し、超低速運転が可能になる。第１図の回
路において、ANDゲート(18)で発振器(17)の出力パルス
を制限することによつて出力周波数を低下させる代り
に、ANDゲート(18)を省き、差信号ＶＤにより発振器(1
7)の出力周波数を制御することも可能である。しかし、
この方式に比較し、第１図の方式では発振周波数を変え
る必要がないので、簡単な回路構成で応答速度の早い制
御が可能になる。
また、この例では逆転制御を行うことが出来るので、制
動を容易に加えること、逆転モードを容易に得ることが
できる。
動を容易に加えること、逆転モードを容易に得ることが
できる。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
次の変形が可能なものである。
(a) 比例積分回路(12)を比例回路又は積分回路として
もよい。また、この種の定数回路をライン(9a)側に設け
てもよい。
もよい。また、この種の定数回路をライン(9a)側に設け
てもよい。
(b) 速度検出器(9)の代りに、モータ(1)の回転数に対
応して得られる温度検出信号、位置検出信号、圧力検出
信号、濃度検出信号等を検出信号とし、これと基準信号
とを比較してもよい。
応して得られる温度検出信号、位置検出信号、圧力検出
信号、濃度検出信号等を検出信号とし、これと基準信号
とを比較してもよい。
第１図は本発明の実施例に係わるモータの制御方式を示
すブロツク図、 第２図は第１図のROMの内容の一部を原理的に示す図、 第３図は電圧ベクトルを示す図、 第４図は回転磁界ベクトルを示す図、 第５図は第１図の各部の状態を示す図、 第６図は12rph動作時の時間とモータ回転角度との関係
を示す特性図、 第７図は0.1rph動作時の時間とモータ回転角度との関係
を示す特性図である。 (1)……モータ、(2)……インバータ、(5)……ROM、(6)
……カウンタ、(9)……速度検出器、(10)……比較回
路、(14)……第１の比較器、(16)……第２の比較器。
すブロツク図、 第２図は第１図のROMの内容の一部を原理的に示す図、 第３図は電圧ベクトルを示す図、 第４図は回転磁界ベクトルを示す図、 第５図は第１図の各部の状態を示す図、 第６図は12rph動作時の時間とモータ回転角度との関係
を示す特性図、 第７図は0.1rph動作時の時間とモータ回転角度との関係
を示す特性図である。 (1)……モータ、(2)……インバータ、(5)……ROM、(6)
……カウンタ、(9)……速度検出器、(10)……比較回
路、(14)……第１の比較器、(16)……第２の比較器。
Claims (1)
- 【請求項１】交流モータに回転磁界を発生させるための
複数の所定電圧ベクトルと回転磁界を停止させるための
零ベクトルとによって前記交流モータの回転速度を制御
するためのモータ制御装置であって、 複数のスイッチを含んで前記モータに接続され、前記電
圧ベクトル及び前記零ベクトルを発生させるためのスイ
ッチングパターンに従って前記複数のスイッチがオン・
オフするように構成されたインバータと、 前記モータを正転させるためのスイッチングパターンを
示す正転電圧ベクトルデータ、前記モータを逆転させる
ためのスイッチングパターンを示す逆転電圧ベクトルデ
ータ、及び前記零ベクトルを示す零ベクトルデータが書
き込まれたメモリと、 前記メモリと前記インバータとの間に接続され、前記メ
モリから読み出されたデータに対応するように前記スイ
ッチを駆動する駆動回路と、 前記モータの所望回転速度を示す基準信号を発生する基
準信号発生手段と、 前記モータの回転速度を示す検出信号を得るための速度
検出手段と、 前記速度検出信号と前記基準信号との差に対応する差信
号を形成する差信号形成手段と、 前記差信号形成手段から得られた差信号と基準レベルと
の比較に基づいて前記モータの正転指令を逆転指令とを
択一的に送出し、前記正転電圧ベクトルデータの読み出
しと前記逆転電圧ベクトルデータの読み出しとを選択的
に行うように前記メモリを制御する正転・逆転決定用比
較手段と、 所定の周波数で三角波を示す信号を送出する三角波信号
発生手段と、 前記差信号と前記三角波信号との比較に基づいて前記正
転及び逆転電圧ベクトルデータ送出期間と前記零ベクト
ルデータ送出期間とを決定して前記メモリを制御する電
圧ベクトル・零ベクトル決定用比較手段と、 前記三角波の周波数よりも高い周波数でクロックパルス
を発生するクロックパルス発生器と、 前記クロックパルス発生器と前記電圧ベクトル・零ベク
トル決定用比較手段とに接続され、前記電圧ベクトル・
零ベクトル決定用比較手段の前記零ベクトルデータ送出
期間を示す出力に応答して前記クロックパルスの送出を
選択的に禁止するクロックパルス禁止用ゲート手段と、 前記正転・逆転決定用比較手段に接続されたアップ・ダ
ウン入力端子と前記ゲート手段に接続されたクロック入
力端子と前記メモリに接続されたアドレス信号出力端子
とを有し、前記正転・逆転決定用比較手段から発生した
前記正転指令に応答してアップ動作となって前記メモリ
から前記正転電圧ベクトルデータを順次に読み出すよう
にアドレス指定し、前記正転・逆転決定用比較手段から
発生した逆転指令に応答してダウン動作となって前記メ
モリから前記逆転電圧ベクトルデータを順次に読み出す
ようにアドレス指定し、前記ゲート手段によって前記ク
ロックパルスの送出が禁止されている時には前記零ベク
トルデータを連続的に読み出すように前記メモリの同一
アドレスを指定するカウンタと を備えたインバータによるモータ制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61047875A JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
| US06/916,386 US4763060A (en) | 1986-03-05 | 1986-10-08 | AC motor drive method and system using a pulse width modulated inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61047875A JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62207196A JPS62207196A (ja) | 1987-09-11 |
| JPH0669305B2 true JPH0669305B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=12787555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61047875A Expired - Lifetime JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4763060A (ja) |
| JP (1) | JPH0669305B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2577738B2 (ja) * | 1987-05-20 | 1997-02-05 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍインバ−タ装置 |
| EP0298290B1 (de) * | 1987-07-07 | 1992-04-15 | BBC Brown Boveri AG | Verfahren und Einrichtung zum Betrieb einer Drehfeldmaschine |
| JP2593081B2 (ja) * | 1987-10-01 | 1997-03-19 | 勲 高橋 | インバータ装置 |
| JPH01160393A (ja) * | 1987-12-17 | 1989-06-23 | Fanuc Ltd | ３相誘導電動機の結線切換装置 |
| JP2731815B2 (ja) * | 1989-03-11 | 1998-03-25 | サンケン電気株式会社 | モータ制御方法 |
| US5463299A (en) * | 1989-06-07 | 1995-10-31 | Hitachi, Ltd. | Current controller for controlling a current flowing in a load using a PWM inverter and method used thereby |
| US4994950A (en) * | 1990-07-31 | 1991-02-19 | Eaton Corporation | Waveform generator for inverter control |
| JPH04236103A (ja) * | 1991-01-17 | 1992-08-25 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバータ制御方式 |
| JPH05292753A (ja) * | 1992-04-10 | 1993-11-05 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 |
| US5845045A (en) * | 1993-11-28 | 1998-12-01 | Papst-Motoren Gmbh & Co. Kg | Method and apparatus for DC motor speed control |
| DE19519369A1 (de) * | 1995-05-26 | 1996-11-28 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Speisen einer Last |
| US5861727A (en) * | 1996-04-17 | 1999-01-19 | Dana Corporation | System for controlling operation of a switched reluctance motor between multi-phase operating mode and a reduced phase operating mode |
| ATE268072T1 (de) * | 1999-09-01 | 2004-06-15 | Ramachandran Ramarathnam | Motorregler für unterschiedliche geschwindigkeiten |
| FI116337B (fi) * | 2003-12-19 | 2005-10-31 | Abb Oy | Menetelmä taajuusmuuttajan lähdön virtojen määrittämiseksi |
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Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電気学会論文Ｂ，１０６，１（昭６１−１）Ｐ．９−Ｐ．１６，「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御法」 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4763060A (en) | 1988-08-09 |
| JPS62207196A (ja) | 1987-09-11 |
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