JPH08172794A - チョッピング通電制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 負荷電流の立上り特性および立下り特性の精
密な調整が可能なチョッピング通電制御装置を提供する 【構成】 負荷の通電を制御する複数のスイッチング素
子１８ａ，１８ｂを有する装置において、一方のスイッ
チング素子１８ａは、基準電流と負荷電流との比較結果
Ｓ７１に応じてオン／オフ制御し、他方のスイッチング
素子１８ｂは、デュ−ティが可変のパルス信号Ｓ１０で
オン／オフ制御する。負荷の動作速度および必要トルク
と、パルス信号のデュ−ティとの相関を定めた情報を保
持するメモリを含み、負荷の動作速度および必要トルク
のそれぞれの変化に対応して、出力するパルス信号のデ
ュ−ティを変更する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、チョッピング通電制御
装置に関し、例えば電気モ−タなどの負荷の通電制御に
利用しうる。

【０００２】

【従来の技術】電気コイルのような負荷に流れる電流の
レベルを制御する場合には、一般に、負荷をトランジス
タのようなスイッチング素子を介して直流電源に接続
し、負荷に流れる電流を抵抗器などで検出する。そし
て、予め定めた基準電流値と検出した電流値とを２値的
に比較して、基準電流値＞検出電流値の時には前記スイ
ッチング素子をオンし、基準電流値≦検出電流値の時に
は前記スイッチング素子をオフするように制御される。
これにより、スイッチング素子がオン／オフを繰り返す
ので、負荷に流れる電流の平均値は、基準電流値に応じ
た値（近い値）に制御される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述のようなチョッピ
ング通電制御装置においては、例えば通電を開始する時
に、基準電流値を０からＩｒｅｆに切換えると、まずス
イッチング素子がオン状態になり、負荷に流れる電流
は、駆動回路及び負荷の特性（時定数）によって定まる
傾きで徐々に上昇する。そして、負荷に流れる電流がＩ
ｒｅｆに達した後、スイッチング素子がオフ→オン→オ
フ→オン→・・・を繰り返し、電流の最大値がＩｒｅｆ
とほぼ等しくなるように制御される。また、通電を終了
する時に、基準電流値をＩｒｅｆから０に切換えると、
スイッチング素子がオフ状態になり、負荷に流れる電流
は、駆動回路及び負荷の特性（時定数）によって定まる
傾きで徐々に下降して０になる。つまり、通電を開始す
る時の負荷電流の立上り特性、および通電を終了する時
の負荷電流の立下り特性は固定であり、それを精密に制
御することはできない。

【０００４】例えば、スイッチドレラクタンスモ−タ
（以下、ＳＲモ−タと言う）を駆動する場合には、回転
子の各極が特定の回転位置にある時に、固定子各極に対
する通電のオン／オフを切換えるので、その切換時に、
回転子に加わる磁気吸引力の大きさが急激に変化する。
そのため、回転子及び固定子には、比較的大きな機械振
動が発生する。この振動によって騒音が生じる。

【０００５】また、ＳＲモ−タの電気コイルに流す電流
を必要な値に維持するために、その通電期間中に短い周
期で電流をチョッピングすることが実施されている。と
ころが、チョッピング時の電流レベルの変化が速い場合
には、それによって磁気吸引力も速く変動するので、振
動が生じ、大きな騒音が生じる。また、この騒音を抑制
するために、チョッピング時の電流レベルの変化が遅く
なるように回路を設計すると、例えばコイルの通電相切
換時のように電流の速い変化が必要とされる時に、実際
の電流の変化が目標値に追従できなくなり、モ−タの回
転駆動トルクが低下する。

【０００６】例えば、ＳＲモ−タを電気自動車の駆動源
として利用する場合には、加速性能の向上のために大き
な駆動トルクを必要とする時もあれば、定速走行時のよ
うに静粛性が重視される時もある。

【０００７】ＳＲモ−タに限らず、一般のモ−タを駆動
する場合や、ソレノイドを駆動する場合においても、必
要な駆動トルクの発生，円滑な動作，騒音の低減などの
ために、負荷電流の立上り，立下りの特性の調整は重要
である。

【０００８】従って本発明は、負荷電流の立上り特性お
よび立下り特性の精密な調整が可能なチョッピング通電
制御装置を提供することを主な課題とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明のチョッピング通電制御装置は、負荷（１）
の一端と第１の電源ラインとの間に介挿された第１のス
イッチング手段（１８ａ）；前記負荷の他端と第２の電
源ラインとの間に介挿された第２のスイッチング手段
（１８ｂ）；前記負荷に実際に流れる電流のレベルを検
出する電流検出手段（２，３，４）；電流の基準レベル
と前記電流検出手段が検出した検出電流レベルとを２値
的に比較し、該比較の結果に応じた２値信号を、前記第
１のスイッチング手段および第２のスイッチング手段の
いずれか又は両方に印加する、第１の制御手段（１
６）；およびデュ−ティが可変のパルス信号（Ｓ１０）
を生成し、該パルス信号を前記第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段のいずれか又は両方に印
加する、第２の制御手段（１１）；を備える。

【００１０】また、請求項２の発明では、前記第２の制
御手段は、負荷の動作速度および必要トルクの少なくと
も一方の変化に対応して、自動的に、出力するパルス信
号のデュ−ティを変更する手段（６８）を含む。

【００１１】また、請求項３の発明では、前記第２の制
御手段は、負荷の動作速度および必要トルクと、パルス
信号のデュ−ティとの相関を定めた情報を保持するメモ
リ手段（１３ｂ）を含み、負荷の動作速度および必要ト
ルクのそれぞれの変化に対応して、自動的に、出力する
パルス信号のデュ−ティを変更する（６８）ように構成
される。

【００１２】なお上記括弧内に示した記号は、後述する
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。

【００１３】

【作用】本発明のチョッピング通電制御装置において
は、負荷（１）は、一端が第１のスイッチング手段（１
８ａ）を介して第１の電源ラインに接続され、他端が第
２のスイッチング手段（１８ｂ）を介して第２の電源ラ
インに接続されているので、第１のスイッチング手段及
び第２のスイッチング手段を同時にオンすれば、電源か
ら負荷に電流が流れ、第１のスイッチング手段及び第２
のスイッチング手段のいずれか、又は両者をオフにすれ
ば、負荷の電流を遮断することが可能である。電流検出
手段（２，３，４）は、前記負荷に実際に流れる電流の
レベルを検出する。第１の制御手段（１６）は、電流の
基準レベルと前記電流検出手段が検出した検出電流レベ
ルとを２値的に比較し、該比較の結果に応じた２値信号
を、前記第１のスイッチング手段および第２のスイッチ
ング手段の一方（１８ａ）に印加する。第２の制御手段
（１１）は、デュ−ティが可変のパルス信号（Ｓ１０）
を生成し、該パルス信号を前記第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段の他方（１８ｂ）に印加
する。

【００１４】例えば通電を開始する時に、第２の制御手
段（１１）に接続されたスイッチング手段がオンである
と仮定すると、電流の基準レベルを０からＩｒｅｆに切
換えると、まず第１の制御手段（１６）に接続された一
方のスイッチング手段はオン状態になり、負荷に流れる
電流は、０から駆動回路及び負荷の特性（時定数）によ
って定まる傾きで徐々に上昇する。そして、負荷に流れ
る電流がＩｒｅｆに達した後、スイッチング手段がオフ
→オン→オフ→オン→・・・を繰り返し、電流の最大値
がＩｒｅｆとほぼ等しくなるように制御される。また、
通電を終了する時に、基準電流値をＩｒｅｆから０に切
換えると、スイッチング手段がオフ状態になり、負荷に
流れる電流は、駆動回路及び負荷の特性（時定数）によ
って定まる傾きで徐々に下降して０になる。つまり、通
電を開始する時の負荷電流の立上り特性、および通電を
終了する時の負荷電流の立下り特性は固定される。

【００１５】しかし本発明では、第２の制御手段（１
１）が出力する信号はパルス信号であるため、第１の制
御手段（１６）に接続された一方のスイッチング手段が
オン状態の期間（通電開始時の立上り期間）中でも、他
方のスイッチング手段がオフする期間があるため、負荷
電流の立上りカ−ブは、第２の制御手段（１１）が出力
する信号のデュ−ティに応じて、図１２に示すように変
化する。即ち、第２の制御手段（１１）の信号のデュ−
ティの調整によって、負荷電流の立上り時の波形を制御
することができる。

【００１６】また、この種の構成の装置においては、第
１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を同
時にオンして負荷に通電している状態から、一方のスイ
ッチング手段だけをオフに切換える場合と、両方のスイ
ッチング手段をオフに切換える場合とで負荷に流れる過
渡電流の変化が異なる。図１６及び図１７を参照して説
明する。図１６に示すように、スイッチング手段１８
ａ，１８ｂを共にオンして負荷１ａに電流が流れている
状態から、両方のスイッチング手段１８ａ，１８ｂをオ
フに切換えると、負荷１ａに蓄えられたエネルギ−によ
って流れる電流は、ダイオ−ドＤ１，Ｄ２を通って、電
源の低電位ラインから高電位ラインに向かって流れる。
この時には、負荷１ａの端子間の電位差が大きいため、
エネルギ−の放出が速く、電流の減衰速度が速い。つま
り、過渡電流カ−ブの立下りの傾きが大きい。

【００１７】一方、図１７に示すように、スイッチング
手段１８ａ，１８ｂを共にオンして負荷１ａに電流が流
れている状態から、一方のスイッチング手段１８ａだけ
をオフに切換えると、他方のスイッチング手段１８ｂが
オンのままであるため、負荷１ａに蓄えられたエネルギ
−によって流れる電流は、ダイオ−ドＤ１，負荷１ａ，
スイッチング手段１８ｂの閉ル−プを通る。そしてこの
時には、負荷１ａの端子間の電位差が小さくなるため、
エネルギ−の放出は緩やかであり、電流の減衰速度も遅
い。つまり、過渡電流カ−ブの立下りの傾きが小さい。

【００１８】従って、第１の制御手段（１６）に接続さ
れた一方のスイッチング手段がオフ状態の期間（通電終
了時の立下り期間）中でも、他方のスイッチング手段が
オンする期間とオフする期間の負荷電流の減衰速度が異
なるため、第２の制御手段（１１）が出力する信号のデ
ュ−ティに応じて、負荷電流の立下りカ−ブの傾きも変
化する。即ち、第２の制御手段（１１）の信号のデュ−
ティの調整によって、負荷電流の立下り時の波形を制御
することができる。

【００１９】例えば、図１２に示すように、通電を開始
する時には、デュ−ティの違いに応じて通電波形の立上
りカ−ブが変化する。即ち、第２の制御手段が出力する
パルス信号（Ｓ１０）のデュ−ティが大きい時には、電
流の立上りが急俊になるため、大きな駆動トルクが得ら
れるが、その代わりに動作の滑らかさは劣化し、振動に
よって生じるノイズも増大する。逆に、デュ−ティが小
さい時には、電流の立上りが緩やかになるため、駆動ト
ルクが小さくなるが、その代わりに動作が円滑になり、
振動によって生じるノイズも低減される。つまり本発明
では、パルス信号のデュ−ティを調整することによっ
て、負荷の駆動特性を簡単に変更することができる。
尚、一方のスイッチング手段に比較した２値信号を与
え、他方のスイッチング手段にパルス信号を与える代わ
りに、２値信号とパルス信号のオアをとり、一方又は他
方のスイッチング手段に与えるようにしてもよい。又、
回生制動を行う場合には、両方のスイッチング手段に同
時に与えるようにしてもよい。

【００２０】また、請求項２においては、負荷の動作速
度および必要トルクの少なくとも一方の変化に対応し
て、出力するパルス信号のデュ−ティが自動的に変更さ
れる。即ち、負荷の動作速度が速くなるにつれて、負荷
の通電時間が短くなるが、それに伴なって負荷電流の立
上りを速くすることにより、駆動トルクの低下が防止さ
れ、高速での安定した動作が実現する。また、加速など
のために必要トルクが増大した時には、それに伴なって
負荷電流の立上りを速くすることにより、駆動トルクが
増大するので、加速応答性が改善される。定速動作時の
ように必要トルクが小さい時には、負荷電流の立上りを
緩やかにすることによって、負荷の動作が滑らかにな
り、騒音の発生が防止される。

【００２１】また、請求項３においては、メモリ手段
が、負荷の動作速度および必要トルクと、パルス信号の
デュ−ティとの相関を定めた情報を保持しているので、
負荷の動作速度および必要トルクのそれぞれの変化に対
応して、パルス信号のデュ−ティを適切にしかも簡単に
変更しうる。

【００２２】

【実施例】実施例の装置の構成を図１に示す。図１に示
す装置は、電気自動車の駆動ユニットの主要部分を構成
している。この例では、駆動源として１個のＳＲモ−タ
１が備わっており、このＳＲモ−タ１はコントロ−ラＥ
ＣＵによって制御される。コントロ−ラＥＣＵは、シフ
トレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルスイッチ，及び
アクセル開度センサから入力される情報に基づいて、Ｓ
Ｒモ−タ１の駆動を制御する。電源はバッテリ−から供
給される。

【００２３】ＳＲモ−タ１の基本的な構成とその駆動原
理を図１８に示す。図１８に示すＳＲモ−タ１は、固定
子Ｓとその内空間に回動自在に支持された回転子Ｒとで
構成されている。回転子Ｒは、多数枚の薄い鉄板を積層
して構成してあり、外周の互いに９０度ずつずれた位置
に、外側に向かって突出した４つの極部Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ
ｃ及びＲｄが形成されている。固定子Ｓも多数枚の薄い
鉄板を積層して構成してあり、内周の互いに６０度ずつ
ずれた位置に、内側に向かって突出した６つの極部Ｓ
ａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ，Ｓｅ及びＳｆが形成されてい
る。図１８では一部分だけが示されているが、固定子Ｓ
の極部Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ，Ｓｅ及びＳｆには、電
気コイルＣＬがそれぞれ巻回されている。

【００２４】ここで、固定子Ｓの極部Ｓａ，Ｓｄに巻回
したコイルＣＬを第１相、固定子Ｓの極部Ｓｂ，Ｓｅに
巻回したコイルＣＬを第２相、固定子Ｓの極部Ｓｃ，Ｓ
ｆに巻回したコイルを第３相と定義すると、回転子Ｒの
極の位置に応じて、図１８に示すように、第１相−第２
相−第３相のコイルＣＬに順次に通電することにより、
時計回りに連続的に回転子Ｒを回転駆動することができ
る。即ち、固定子Ｓの通電した極部が電磁石を構成する
ので、その電磁石に近い位置にある回転子Ｒの極部が電
磁石に吸引されて回転移動する。回転を継続するために
は、回転子Ｒの回転移動に伴なってコイルの通電を切換
える必要がある。実際には、このＳＲモ−タ１の場合、
回転子Ｒが３０度回転する毎に、通電するコイルを第１
相−第２相−第３相と切換えればよい。

【００２５】再び図１を参照して説明を続ける。ＳＲモ
−タ１には、それを駆動するための３相のコイル１ａ，
１ｂ，１ｃと、回転子Ｒの回転位置（角度）を検出する
角度センサ１ｄが備わっている。３相のコイル１ａ，１
ｂ及び１ｃは、それぞれ、コントロ−ラＥＣＵ内部のド
ライバ１８，１９及び１Ａと接続されており、コイル１
ａとドライバ１８とを接続する信号線，コイル１ｂとド
ライバ１９とを接続する信号線，及びコイル１ｃとドラ
イバ１Ａとを接続する信号線には、それぞれ、電流セン
サ２，３及び４が設置されている。これらの電流センサ
２，３及び４は、それぞれ、コイル１ａ，１ｂ及び１ｃ
に実際に流れる電流に比例する電圧を電流信号Ｓ６とし
て出力する。この実施例においては、角度センサ１ｄと
して、多摩川精機製のＴＳ２０２８Ｎ９４Ｅ２１を使用
している。この角度センサ１ｄは、図７に示すように、
０〜３６０度の角度の絶対値を示す１１ビットの２値信
号を出力する。検出角度の最小分解能は０．３５度であ
る。

【００２６】コントロ−ラＥＣＵの内部には、ＣＰＵ
（マイクロコンピュ−タ）１１，入力インタ−フェ−ス
１２，電流マップメモリ１３ａ，ＰＷＭマップメモリ１
３ｂ，波形マップメモリ１３ｃ，電源回路１４，電流波
形生成回路１５，加算回路１６，方向検出回路５，Ｄ／
Ａ変換器６，比較回路７，出力判定回路１７，ドライバ
１８，１９及び１Ａが備わっている。このコントロ−ラ
ＥＣＵは、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセル
スイッチ，及びアクセル開度センサから入力される情報
に基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動速度及び駆動トルクを
逐次計算し、その計算の結果に基づいて、ＳＲモ−タ１
のコイル１ａ，１ｂ及び１ｃの各々に流す電流を制御す
る。

【００２７】図１の回路の一部分の具体的な構成を図２
に示す。図２は、ＳＲモ−タ１のコイル１ａの通電を制
御する回路のみを示しており、実際には他のコイル１ｂ
及び１ｃの通電を制御する同様の回路がそれぞれ含まれ
ている。

【００２８】図２を参照すると、コイル１ａの一端は、
スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ａを介して
電源の高電位ライン１８ｅと接続され、コイル１ａの他
端は、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ｂを
介して電源の低電位ライン１８ｆと接続されている。ま
た、トランジスタ１８ａのエミッタと低電位ライン１８
ｆとの間にはダイオ−ド１８ｃが接続され、トランジス
タ１８ｄのエミッタと高電位ライン１８ｅとの間にはダ
イオ−ド１８ｄが接続されている。従って、トランジス
タ１８ａ及び１８ｂの両方をオン（導通状態）にすれ
ば、電源ライン１８ｅ，１８ｆとコイル１ａとの間に電
流が流れ、いずれか一方、又は両方をオフ（非導通状
態）にすれば、コイル１ａの通電を停止することができ
る。

【００２９】出力判定回路１７には、２つのアンドゲ−
ト１７ａ，１７ｂとタイミング制御回路１７ｃが備わっ
ている。アンドゲ−ト１７ａの出力端子はトランジスタ
１８ｂのゲ−ト端子と接続されており、アンドゲ−ト１
７ｂの出力端子は、タイミング制御回路１７ｃの入力に
接続されている。タイミング制御回路１７ｃの出力が、
トランジスタ１８ａのゲ−ト端子と接続されている。ア
ンドゲ−ト１７ａの入力端子には信号Ｓ１０とＳ５が入
力され、アンドゲ−ト１７ｂの入力端子には、信号Ｓ７
１及びＳ５が入力される。信号Ｓ７１は、比較回路７の
アナログ比較器７ａが出力する２値信号である。また信
号Ｓ５は、電流波形生成回路１５が出力する２値信号
（オン／オフ信号）である。

【００３０】アナログ比較器７ａの一方の入力端子に
は、電流波形生成回路１５が出力する基準電流値Ｓ４に
振動補償値及び速度補償値を加算回路１６で加算した結
果を、Ｄ／Ａ変換器６で変換したアナログ電圧Ｖｒ２が
印加され、他方の入力端子には、電流センサ２が検出し
た電流に対応する信号Ｓ６の電圧（Ｖｓ６）が印加され
る。アナログ比較器７ａは、電圧Ｖｒ２とＶｓ６とを比
較した結果を２値信号Ｓ７１として出力する。

【００３１】信号Ｓ５が高レベルＨ（通電オン）の時に
は、アナログ比較器７ａが出力する２値信号Ｓ７１に基
づいて、トランジスタ１８ａのオン／オフが制御され
る。但し、２値信号Ｓ７１のオン／オフとトランジスタ
１８ａのオン／オフとの関係は１対１ではなく、タイミ
ング制御回路１７ｃによってタイミングが調整される。
これについては後で詳細に説明する。また信号Ｓ５が高
レベルＨ（通電オン）の時には、ドライバ１８のトラン
ジスタ１８ｂは、アンドゲ−ト１７ａに入力される２値
信号Ｓ１０に応じてオン／オフする。この２値信号Ｓ１
０は、ＣＰＵ１１の内部で生成される信号であり、信号
の周期は一定（１５ＫＨｚ）、デュ−ティは可変になっ
ている。また、信号Ｓ１０のデュ−ティは、ＣＰＵ１１
の処理によって必要に応じて変更される。実際には、Ｃ
ＰＵ１１は、その時のモ−タの回転数（ｒｐｍ）と必要
な駆動トルクに基づいて、オンデュ−ティ値をそれに接
続されたＰＷＭマップメモリ１３ｂに保持されたテ−ブ
ル（図１３参照）の参照により得て、この値のデュ−テ
ィを有する信号Ｓ１０を出力する。

【００３２】つまりこの実施例では、トランジスタ１８
ａ及び１８ｂが、それぞれ互いに独立した制御信号Ｓ８
１及びＳ８２によって、独立にオン／オフ制御されるの
で、ドライバ１８の通電制御状態としては、トランジス
タ１８ａ，１８ｂが共にオンする状態と、共にオフする
状態と、一方がオンして他方がオフする状態との３状態
が存在する。

【００３３】例えば通電を開始する時に、トランジスタ
１８ｂがオンであると仮定すると、電流の基準レベルＶ
ｒ２を０からＩｒｅｆに切換えると、Ｖｒ２＞Ｖｓ６に
なるため、まずトランジスタ１８ａがオン状態になり、
負荷に流れる電流は、０から駆動回路及び負荷の特性
（時定数）によって定まる傾きで徐々に上昇する。そし
て、負荷に流れる電流がＩｒｅｆに達した後、トランジ
スタ１８ａがオフ→オン→オフ→オン→・・・を繰り返
し、電流の最大値がＩｒｅｆとほぼ等しくなるように制
御される。また、通電を終了する時に、基準電流値をＩ
ｒｅｆから０に切換えると、Ｖｒ２＜Ｖｓ６になるた
め、トランジスタ１８ａがオフ状態になり、負荷に流れ
る電流は、駆動回路及び負荷の特性（時定数）によって
定まる傾きで徐々に下降して０になる。

【００３４】しかし実際には、トランジスタ１８ｂに印
加される制御信号Ｓ８２はパルス信号であるため、通電
開始時の立上り期間中でも、トランジスタ１８ｂがオフ
状態の期間が存在し、これの影響を受けて、負荷電流の
立上りカ−ブは変化する。即ち、トランジスタ１８ｂに
印加される制御信号Ｓ８２のデュ−ティに応じて、図１
２に示すように、負荷電流の立上りカ−ブが変化する。
また、通電終了時の立下り期間中でも、トランジスタ１
８ｂがオフ状態の期間とトランジスタ１８ｂがオン状態
の期間とが存在し、それらの比率に応じて、負荷電流の
立下りカ−ブが変化する。

【００３５】図１６及び図１７を参照して説明する。図
１６に示すように、スイッチング手段１８ａ，１８ｂを
共にオンして負荷１ａに電流が流れている状態から、両
方のスイッチング手段１８ａ，１８ｂをオフに切換える
と、負荷１ａに蓄えられたエネルギ−によって流れる電
流は、ダイオ−ドＤ１，Ｄ２を通って、電源の低電位ラ
インから高電位ラインに向かって流れる。この時には、
負荷１ａの端子間の電位差が大きいため、エネルギ−の
放出が速く、電流の減衰速度が速い。つまり、過渡電流
カ−ブの立下りの傾きが大きい。

【００３６】一方、図１７に示すように、スイッチング
手段１８ａ，１８ｂを共にオンして負荷１ａに電流が流
れている状態から、一方のスイッチング手段１８ａだけ
をオフに切換えると、他方のスイッチング手段１８ｂが
オンのままであるため、負荷１ａに蓄えられたエネルギ
−によって流れる電流は、ダイオ−ドＤ１，負荷１ａ，
スイッチング手段１８ｂの閉ル−プを通る。そしてこの
時には、負荷１ａの端子間の電位差が小さくなるため、
エネルギ−の放出は緩やかであり、電流の減衰速度も遅
い。つまり、過渡電流カ−ブの立下りの傾きが小さい。

【００３７】即ち、トランジスタ１８ｂに印加される制
御信号Ｓ８２のデュ−ティの調整によって、負荷電流の
立上り時の波形、ならびに立下り時の波形を制御するこ
とができる。

【００３８】また、比較器７ａの出力する２値信号Ｓ７
１によりチョッピング制御を実施する場合、負荷電流の
立下り速度が比較的速いと、図１６に示すように電流の
変動幅（振幅）が大きく、電流の立下り速度が比較的遅
いと、図１７に示すように電流の変動幅が小さくなる。
電流の変動幅を小さくすることにより、ＳＲモ−タの場
合、回転時に生じる振動及び騒音を大幅に低減しうる。

【００３９】しかしながら、電流の立下り速度が遅い
と、チョッピング制御における目標値（基準レベル）を
変化させた場合に、目標値に対する電流の追従遅れが生
じ易い。モ−タに流す電流のレベルは、駆動トルクの変
更などに伴なって変える必要がある。特にＳＲモ−タを
駆動する場合には、回転子の極の位置に応じて、各コイ
ルの通電／非通電を切換える必要があり、目標値に対す
る電流の追従遅れが生じると、特に高速回転の場合に回
転トルクの低下が著しくなる。

【００４０】この実施例においては、モ−タの回転数
（ｒｐｍ）と必要な駆動トルクに基づいて、信号Ｓ１０
のデュ−ティを自動的に調整するので、回転数が高い、
あるいは大きな駆動トルクを必要とする時には、通電の
立上りが速くなり、目標値の変化に対する電流の追従遅
れが防止される。また、回転数が低い、あるいは大きな
駆動トルクを必要としない時には、負荷電流の立上り，
立下り等の変化速度が遅いため、振動及び騒音の発生が
抑制される。電流の基準レベル（Ｖｒ２）の波形を短い
期間で細かく調整するのは困難であるが、信号Ｓ１０の
デュ−ティの調整は容易である。

【００４１】ところで、比較器７ａの比較結果に従っ
て、トランジスタ１８ａは通常、短い周期でオン／オフ
を繰り返すが、仮に比較器７ａが出力する信号Ｓ７１を
そのままトランジスタ１８ａに印加すると、トランジス
タ１８ａのオン／オフ周期は、その通電回路の特性，モ
−タのコイルのインピ−ダンスなどによって定まり、温
度，湿度等の環境変化の影響も受ける。その場合、トラ
ンジスタ１８ａのオン／オフ周波数が異常に高くなる場
合もある。しかし、通電をオン／オフする周波数が高く
なると、それに伴なって、トランジスタ１８ａにおける
損失が増大し、発熱量も増大する。また逆に、通電をオ
ン／オフする周波数が人間の可聴周波数の上限よりも低
い場合、電流のスイッチングによって生じる機械振動
が、ノイズとして人間に聞こえることになる。従って、
トランジスタ１８ａのオン／オフ周波数を、一般的な人
間の可聴周波数の上限より僅かに高い周波数（例えば１
５ＫＨｚ）になるように制御するのが望ましい。

【００４２】トランジスタ１８ａのオン／オフ周波数を
制御するために、この実施例の装置を試作する前に、図
１１に（ａ）として示す制御を実施した。この制御につ
いて説明する。即ち、周期が一定の同期信号を用いて、
その周期毎に生じるタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・
・を生成し、トランジスタ１８ａに印加する信号Ｓ８１
ｘを、Ｖｒ２＜Ｖｓ６になる毎にオフレベルに切換え、
タイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・・の各々において、
Ｖｒ２＞Ｖｓ６であれば、その時に信号Ｓ８１ｘをオン
レベルに切換えるが、Ｖｒ２≦Ｖｓ６なら信号Ｓ８１ｘ
をオフレベルに維持する。

【００４３】ところが、この制御（図１１の（ａ））で
は、同期信号のタイミング（ｔ４）の直前でＶｒ２＜Ｖ
ｓ６になると、その直後の同期信号のタイミング（ｔ
４）で、Ｖｒ２＜Ｖｓ６であるため、信号Ｓ８１ｘはオ
フレベルに維持される。その結果、信号Ｓ８１ｘのオン
／オフが切換らない期間が長くなり、トランジスタ１８
ａのオン／オフ周波数が人間の可聴周波数の上限より低
くなる時があった。

【００４４】そこでこの実施例では、更に改良されたタ
イミング制御回路１７ｃを用いて、図１１に（ｂ）とし
て示すように制御している。この制御を図１１に（ｂ）
を参照して説明する。周期が一定の同期信号を用いて、
その周期毎に生じるタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・
・を生成する。信号ＦＥは、Ｖｓ６＞Ｖｒ２になった時
に高レベルＨ（オン不可）に切換え、同期信号の各タイ
ミングｔ１，ｔ２，ｔ３，・・・でそれぞれ低レベルＬ
（オン可）に切換える。そして、信号Ｓ８１をオフに切
換える条件は、Ｖｓ６＞Ｖｒ２になった時であり、信号
Ｓ８１をオンに切換える条件は、信号ＦＥがオン可で、
かつＶｓ６≦Ｖｒ２になった時である。この制御によれ
ば、同期信号のタイミング（ｔ４）の直前でＶｒ２＜Ｖ
ｓ６になり、その直後の同期信号のタイミング（ｔ４）
で、Ｖｒ２＜Ｖｓ６であっても、信号ＦＥがオン可に切
換わった後でＶｓ６＞Ｖｒ２になれば、その時に信号Ｓ
８１がオンに切換るため、信号Ｓ８１のオン／オフ周期
は、同期信号の周期（基準チョッピング周期）とほぼ同
一になり、周波数の変化はあまり生じない。このため、
同期信号の周波数を人間の可聴周波数の上限より僅かに
高く設定することにより、可聴周波数のノイズの発生を
防止し、しかも大きな発熱の発生も防止しうる。

【００４５】実際のタイミング制御回路１７ｃの構成を
図３に示し、回路中の各部の信号波形の例を図１０に示
す。この実施例では、同期信号ＣＬＫ１５Ｋとして、周
波数が１５ＫＨｚのパルス信号を用いている。図３に示
す回路は、ゲ−ト回路１７１，１７４，１７７，１７８
及び１７９と、Ｄ型のフリップフロップ１７２，１７
３，１７６及び１７Ａと、インバ−タ１７５を備えてい
る。図１０に示すように、信号ＦＥは、入力信号Ｓ７１
がＶｓ６＞Ｖｒ２の条件になると、「オン不可」に切換
り、１５ＫＨｚの同期信号ＣＬＫ１５Ｋの立上りのタイ
ミングで「オン可」に切換る。そして信号Ｓ８１は、入
力信号Ｓ７１がＶｓ６＞Ｖｒ２の条件になると、オフに
切換り、信号ＦＥの「オン不可」が解除された後で、入
力信号Ｓ７１がＶｓ６＜Ｖｒ２になると、オンに切換
る。従って、タイミング制御回路１７ｃを用いることに
より、図１１に（ｂ）として示す制御が実現する。

【００４６】ところで、例えばモ−タ１の回転速度を目
標速度に正確に追従させるために、速度のフィ−ドバッ
ク制御を実施するのが望ましい。この実施例において
は、比較器７ａに入力する電流の基準レベルＶｒ２を制
御することにより、モ−タ１の電流値を制御している
が、電流の微妙な波形の制御をも可能にするために、モ
−タ１の微小回転角度（０．７度）毎に、独立した電流
値が基準レベルＶｒ２に割り当てられる。このため、例
えば回転数（ｒｐｍ）や必要トルクの変更に伴なって、
モ−タ１の付勢量を調整する場合には、各相のコイルの
全角度の電流値をそれぞれ計算して、それらの値をメモ
リに更新登録しなければならない。即ち、制御量の更新
に非常に時間がかかるため、制御系の応答が非常に遅
い。このような多数の電流値を調整する制御系（電流波
形生成回路１５）に、速度フィ−ドバック制御を含める
と、速度変化に対する速い応答は期待できない。

【００４７】そこでこの実施例においては、電流波形の
生成とは別の独立した制御系として、速度フィ−ドバッ
ク制御を実施している。即ち、図２に示すように、速度
フィ−ドバック制御によって生成される速度補償値は、
加算回路１６によって、電流波形生成回路１５の出力信
号Ｓ４に加算される。従って、この速度フィ−ドバック
制御系には、格別に時間のかかる処理が含まれないた
め、速度制御系の応答速度は速い。

【００４８】加算回路１６においては、速度補償値の他
に、振動補償値が加算される。この振動補償値は、モ−
タ１の回転方向の微小振動を抑制するための補償値であ
る。本発明者の実験によれば、ＳＲモ−タ１を一定の方
向に回転駆動している間に、その回転子は、一時的に駆
動方向とは逆の方向に回転（振動）することが確かめら
れている。このような逆転による振動を抑制すれば、Ｓ
Ｒモ−タ１がより滑らかに駆動され、騒音も確実に低減
される。

【００４９】そこでこの実施例においては、駆動中の回
転方向の逆転を検出し、その逆転を抑制するような振動
補償値を生成し、それを加算回路１６に入力して電流値
を補償している。この振動補償制御系においても、電流
波形の生成とは別の独立した制御系であるため、速い変
化（振動）に対して充分に追従しうる。

【００５０】実際には、図７に示す方向検出回路５を用
いて、角度センサ１ｄが出力する信号の下位２ビットに
基づいて、ＳＲモ−タ１の回転子の回転方向ＣＷ／ＣＣ
Ｗ（前進方向／後退方向）を検出している。図７を参照
すると、方向検出回路５は、Ｄ型のフリップフロップ５
１，５２及び５８とゲ−ト回路５３，５４，５５，５６
及び５７で構成されている。この方向検出回路５の各部
の信号波形の例を図８に示すので参照されたい。角度セ
ンサ１ｄと方向検出回路５を用いることにより、微妙な
逆転をも検出することができる。

【００５１】図１に示すＣＰＵ１１の動作の概略を図１
４に示す。図１４を参照してＣＰＵ１１の動作を説明す
る。電源がオンすると、ステップ６１で初期化を実行す
る。即ち、ＣＰＵ１１の内部メモリの初期化および内部
タイマ，割込等のモ−ドセットを実施した後、システム
の診断を実施し、異常がなければ次の処理に進む。

【００５２】ステップ６２では、シフトレバ−，ブレ−
キスイッチ，アクセルスイッチ，アクセル開度センサの
それぞれが出力する信号の状態を読取る。ステップ６２
で検出した状態に何らかの変化があった場合には、ステ
ップ６３からステップ６４に進む。変化がない時には、
ステップ６３からステップ６５に進む。

【００５３】ステップ６４では、ステップ６２で検出し
た各種状態に基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動トルクの目
標値を決定する。例えば、アクセル開度センサによって
検出されたアクセル開度が増大した時には、駆動トルク
の目標値も増大する。また、ここで目標トルクの変化を
示すトルク変更フラグをセットする。

【００５４】ステップ６５では、検出された現在のＳＲ
モ−タ１の回転速度を入力する。なお回転速度は、後述
する割込処理によって検出される。そして、ＳＲモ−タ
１の回転速度に変化がある時には、ステップ６６からス
テップ６８に進み、回転速度に変化がなければステップ
６７に進む。ステップ６７では、トルク変更フラグの状
態を調べ、フラグがセットされている時、即ち目標トル
クの変化がある時には、ステップ６８に進み、トルクに
変化がない時にはステップ６２に戻る。

【００５５】ステップ６８では、ＰＷＭマップメモリ１
３ｂを参照してデ−タを入力し、ＣＰＵ１１が出力して
いるパルス信号（ＰＷＭ信号）Ｓ１０のデュ−ティを変
更する。このパルス信号Ｓ１０は、モ−タ１の駆動中は
常時出力されており、その周期は１５ＫＨｚに固定され
ているが、デュ−ティはその時の状態に応じて変更され
る。

【００５６】即ち、ＰＷＭマップメモリ１３ｂは、予め
様々なデ−タを登録した読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）
で構成してあり、図１３に示すように、様々な目標トル
クと様々な回転数（モ−タの回転速度）のそれぞれに対
応付けられた多数のデ−タＰｎｍ（ｎ：トルクに対応す
る列の数値，ｍ：回転数に対応する行の数値）が保持さ
れている。例えば、デ−タＰ３４には、オンデュ−ティ
の９５％を示す数値が保持されているので、例えば、ト
ルクが２０［Ｎ・ｍ］で回転数が５００［ｒｐｍ］の時
には、ＣＰＵ１１は、デ−タＰ３４の内容を参照して、
信号Ｓ１０のオン時間が９５％になるようにそのデュ−
ティを更新する。

【００５７】次のステップ６９では、電流マップメモリ
１３ａ及び波形マップメモリ１３ｃから、それぞれデ−
タを入力する。この実施例では、電流マップメモリ１３
ａ及び波形マップメモリ１３ｃは、予め様々なデ−タを
登録した読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）で構成してあ
り、電流マップメモリ１３ａには図１９に示すようなデ
−タが保持され、波形マップメモリ１３ｃには図２１に
示すようなデ−タが保持されている。

【００５８】即ち、電流マップメモリ１３ａには、様々
な目標トルクと様々な回転数（モ−タの回転速度）のそ
れぞれに対応付けられた多数のデ−タＣｎｍ（ｎ：トル
クに対応する列の数値，ｍ：回転数に対応する行の数
値）が保持されており、デ−タＣｎｍの１組には、通電
オン角度，通電オフ角度，電流上限値及び波形パタ−ン
番号が含まれている。例えば、トルクが２０［Ｎ・ｍ］
で回転数が５００［ｒｐｍ］の時のデ−タＣ３４の内容
は、５２．５度，８２．５度，２００［Ａ］及び波形パ
タ−ン番号３である。このデ−タＣ３４は、０〜９０度
の回転位置の範囲内における通電情報を示しており、５
２．５〜８２．５度の範囲においては、電流の上限値が
２００Ａの予め定めた３番の波形パタ−ンの電流を流
し、０〜５２．５度の範囲及び８２．５〜９０度の範囲
では電流を遮断することを意味している。ステップ６９
では、その時のトルクと回転数に応じて選択した、Ｃｍ
ｎの１組のデ−タを入力する。

【００５９】更に、入力したＣｍｎのデ−タに含まれる
波形パタ−ン番号に対応する１組の波形デ−タを、波形
マップメモリ１３ｃから読み込む。例えば、波形パタ−
ン番号が３の場合には、図２１に示す０，１２，２６，
４０，・・・・の一連の波形デ−タを入力する。この波
形デ−タによって、実際にコイルに流す電流の基準値の
波形が決定される。即ち、モ−タの回転子の角度ステッ
プ毎に、電流の基準値は細かく調整される。

【００６０】次のステップ６Ａでは、ステップ６９で入
力したデ−タＣｎｍ及び波形デ−タに基づいて、通電マ
ップのデ−タを生成する。即ち、モ−タの回転子の各々
の角度ステップに対応付けられた多数の電流基準値とそ
れに付随するデ−タ（詳細は後述する）を生成する。そ
して、この通電マップのデ−タを、電流波形生成回路１
５の内部にあるメモリ（双方向性メモリ）に書込む。後
述するように、電流波形生成回路１５は、基準となる１
相のデ−タに基づいて３相全てのデ−タを自動的に生成
するので、ステップ６Ａでは、特定の１相分の通電マッ
プだけを作成し、それを電流波形生成回路１５のメモリ
に書込む。

【００６１】ＣＰＵ１１は、上述のステップ６２〜６Ａ
の処理を繰り返し実行する。そして、検出したＳＲモ−
タの回転速度及びトルクが一定の場合には、ステップ６
６−６７−６２を通るが、回転速度が変化した場合、又
はトルクが変化した場合には、ステップ６８−６９−６
Ａ−６Ｂを実行するので、電流波形生成回路１５の通電
マップが更新される。

【００６２】また、ステップ６１の初期化を終了した
後、４ｍsec 毎にＣＰＵ１１にタイマ割込みが発生す
る。このタイマ割込みが発生すると、ＣＰＵ１１は図１
５に示す処理を実行する。図１５を参照して説明する。

【００６３】ステップ７１では、カウンタＴＭ２４の値
を参照して、２４ｍsec 周期で生じる所定のタイミング
か否かを識別する。即ち、２４ｍsec に１回の割合い
で、ステップ７１からステップ７Ｃに進み、それ以外の
時にはステップ７１からステップ７２に進む。

【００６４】ステップ７２では、カウンタＴＭ８の値を
参照して、８ｍsec 周期で生じる所定のタイミングか否
かを識別する。即ち、８ｍsec に１回の割合いで、ステ
ップ７２からステップ７Ｄに進み、それ以外の時にはス
テップ７２からステップ７３に進む。

【００６５】２４ｍsec に１回の割合いで実行されるス
テップ７Ｃにおいては、まず、速度補償値を生成する。
即ち、モ−タ１の目標駆動速度と、検出したモ−タ回転
速度とに基づいて、所定のＰＩＤ（比例・積分・微分）
演算を実行し、その結果を速度補償値とする。そして、
この速度補償値を、出力して加算回路１６に入力する。
また、カウンタＴＭ２４をクリアする。

【００６６】８ｍsec に１回の割合いで実行されるステ
ップ７Ｄにおいては、まず、シフトレバ−，ブレ−キス
イッチ，アクセルスイッチ，アクセル開度センサ等の状
態を、入力インタ−フェ−ス１２を介して読取り、その
結果を内部メモリに保持する。また、モ−タの回転速度
を計算する。この実施例では、ＳＲモ−タ１の駆動軸に
連結された角度センサ１ｄが、駆動軸の回転速度に応じ
て周期が変化するパルス信号を出力するので、ＣＰＵ１
１は、角度センサ１ｄが出力する信号のパルス周期を測
定し、この周期に基づいてＳＲモ−タ１の回転速度を検
出する。検出した回転速度のデ−タは内部メモリに保存
する。ステップ７Ｄでは、更に、カウンタＴＭ８をクリ
アする。

【００６７】ステップ７３においては、ＳＲモ−タ１を
駆動中か否かを識別し、駆動中であれば次にステップ７
４に進み、そうでなければステップ７Ａに進む。ステッ
プ７４では、現在のＳＲモ−タの駆動方向（駆動しよう
としている方向）が正転／逆転のいずれであるかを識別
する。そして次のステップ７５では、現在のＳＲモ−タ
の実際の回転方向が正転／逆転のいずれであるかを識別
する。ＳＲモ−タの実際の回転方向は、方向検出回路５
によって検出されるので、ＣＰＵ１１は、方向検出回路
５が出力する２値信号ＣＷ／ＣＣＷを参照して、ＳＲモ
−タ１の実際の回転方向を識別する。

【００６８】ステップ７６では、ステップ７４で識別し
た現在のＳＲモ−タの駆動方向と、ステップ７５で識別
した現在のＳＲモ−タの実際の回転方向とが一致するか
否かを識別する。一致する場合には、ステップ７Ｂに進
み、振動補償値に０をセットする。また、駆動方向と実
際の回転方向とが一致しない場合、即ち振動により、駆
動方向に対して回転子が逆転方向に回転している時に
は、ステップ７８に進み、予め定めた定数を振動補償値
にセットする。この実施例においては、ステップ７８で
振動補償値にセットする定数（電流値）を＋３０［Ａ］
に定めてある。次のステップ７９では、ステップ７８又
は７Ｂで決定した振動補償値を出力し、それを加算回路
１６に印加する。なお、この振動補償値は、３相の制御
系で共通に利用される。

【００６９】ステップ７Ａでは、カウンタＴＭ２４の値
およびＴＭ８の値をそれぞれ更新（＋１）する。またス
テップ７Ｅでは、次回の割込みを発生させるために、割
込用のタイマを再セットする。

【００７０】電流波形生成回路１５が出力する電流指示
値Ｓ４と、補正後の電流指示値Ｓ４Ｂの波形例を図９に
示す。図９において、ＣＰ１が振動補償値であり、ＣＰ
２が速度補償値である。振動補償値ＣＰ１と速度補償値
ＣＰ２は、それぞれ３相で共通に利用される。また、電
流指示値Ｓ４が０の時には、補正後の電流指示値Ｓ４Ｂ
も０にする。振動補償値ＣＰ１を電流指示値Ｓ４に加算
することによって、ＳＲモ−タ１の振動が抑制されるた
め騒音が低減され、また速度補償値ＣＰ２を電流指示値
Ｓ４に加算することによって、ＳＲモ−タ１の速度制御
の応答性が改善される。

【００７１】さて、この実施例では３相のＳＲモ−タ１
を駆動するので、各相のコイルに流す電流の指示値を３
相分生成する必要がある。この実施例では、電流指示値
を回転子の位置（微小角度ステップ）毎にそれぞれ調整
して通電波形を最適化しようとしているので、電流指示
値Ｓ４の生成は非常に難しい。しかも、回転子が微小回
転する毎に電流指示値を変える必要があるので、電流指
示値Ｓ４の更新は瞬時に実行できなければならない。こ
のような信号を発生するためには、メモリに多数の電流
指示値（通電マップ）を予め登録して、メモリのアドレ
スを回転子の位置（角度ステップ）に対応付け、回転子
の位置が変わる毎に、その位置情報をメモリのアドレス
に印加して、その位置の電流指示値をメモリから読み出
して電流制御系に与えるように制御すればよい。また、
このような回路を３組設置すれば、３相の電流指示値を
生成することが可能である。

【００７２】しかしながら、３相のそれぞれに対応し
て、独立した電流波形生成回路を３組設けると、必要な
メモリの容量が大きくなり、回路構成も複雑化するのは
避けられない。また、ＣＰＵ１１は、モ−タの回転数や
必要トルクが変化する度に、メモリの内容（通電マッ
プ）を書き替えなければならないが、メモリの容量が大
きいと、その内容を全て更新するのに長い時間が必要に
なるため、制御系の応答性が悪くなる。

【００７３】一方、図９及び図２０に示すように、３相
の電流指示値の波形は、互いに相似形であり、互いに波
形の位相（相対角度）だけが異なっている。従って、１
相の電流指示値の波形に基づいて、その位相をずらした
信号を生成すれば、３相の電流指示値を生成することが
可能である。

【００７４】例えば、図５に示すように、第１相の０〜
９０度の範囲内の各角度ステップに対応付けた多数の波
形デ−タ（ハッチングを施した部分）を、それぞれの角
度ステップに対応付けたメモリアドレスに保持しておく
場合には、メモリアドレスに対する指示角度に＋３０度
の補正を加えることにより、第２相の波形デ−タを得る
ことができ、また、メモリアドレスに対する指示角度に
＋６０度の補正を加えることにより、第３相の波形デ−
タを得ることができる。また、第１相の０〜９０度の範
囲の波形の繰り返しによって、０〜３６０度の範囲の波
形デ−タを得ることができる。

【００７５】即ち、基準となる１相の波形だけをメモリ
に登録しておき、それに基づいて３相の信号波形を生成
することができる。このようにすれば、メモリの容量が
低減され、回路構成が簡略化され、メモリの内容を更新
する処理の所要時間が短縮される。

【００７６】実際の電流波形生成回路１５の構成を図４
に示し、各部の信号のタイミングを図６に示す。ＣＰＵ
１１が生成する通電マップは、電流波形生成回路１５内
の双方向ＲＡＭ（読み書きメモリ）４９に書込まれる。
この実施例においては、双方向ＲＡＭ４９は、２つのメ
モリバンクを有しており、これら２つのメモリバンクの
うち、一方から波形デ−タの読み出しが実行され、他方
に対してＣＰＵ１１のデ−タ書込みが実行される。従っ
て、波形デ−タの読み出しとＣＰＵ１１のデ−タ書込み
とが同時に実行できる。

【００７７】双方向ＲＡＭ４９のメモリバンク１はＤ８
００H〜Ｄ８８６H（H：１６進数表記を示す、以下同
様）のメモリアドレスに割当ててあり、メモリバンク２
はＤＣ００H〜ＤＣ８６Hのメモリアドレスに割当ててあ
る。メモリバンク１の領域内は次のように割当ててあ
る。

【００７８】Ｄ８００H〜Ｄ８７ＦH（１２８バイト）：
回転角度の０．７度毎の各電流値（９０度：１２８ステ
ップ） Ｄ８８０H ：第１相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８１H ：第１相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８２H ：第２相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８３H ：第２相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８４H ：第３相の角度１（通電開始又は終了角度） Ｄ８８５H ：第３相の角度２（通電終了又は開始角度） Ｄ８８６H ：波形の凸／凹（角度１で通電開始→角度２
で通電終了，角度１で通電終了→角度２で通電開始、の
区分） メモリバンク２のメモリ割当ては、アドレスが４００H
ずれる他は、メモリバンク１と同一である。メモリバン
ク１とメモリバンク２の切換えは、双方向ＲＡＭ４９の
アドレスのビット１０（Ａ１０）の制御により実施され
る。

【００７９】図４及び図６を参照して、電流波形生成回
路１５を説明する。角度センサ１ｄが出力する１０ビッ
トの角度信号ＲＺ０〜ＲＺ９は、ラッチ４１によりラッ
チされ、加算器４７の一方の入力に印加される。また、
角度信号ＲＺ０は、タイミングパルス発生回路４２に印
加される。タイミングパルス発生回路４２は、その内部
で生成する８ＭＨｚのクロックパルスＣＬＫ８Ｍと角度
信号ＲＺ０に基づいて、クロックパルスＣＬＫ１Ａ，Ｃ
ＬＫ１Ｂ，ＣＬＫ２Ａ，ＣＬＫ２Ｂ及びラッチ制御信号
ＬＡＴＺを生成する。

【００８０】４ビットカウンタ４４は、タイミングパル
ス発生回路４２が出力するクロックパルスＣＬＫ２Ｂを
計数して、０〜１５の範囲の数値を順番に計数値ＣＮＴ
として繰り返し出力する。電流波形生成回路１５の各回
路の動作は、４ビットカウンタ４４が出力する計数値Ｃ
ＮＴの値に応じて決定される。計数値ＣＮＴは、ラッチ
制御回路４５，角度補正出力回路４６，アドレス制御回
路４８，及び駆動信号生成回路４Ｃに入力される。

【００８１】角度補正出力回路４６は、エンコ−ダであ
り、入力される計数値ＣＮＴの値に応じて、次のような
補正値ＣＰＳをそれぞれ出力する。

【００８２】 ＣＮＴ：０〜３， ＣＰＳ：０ （０度） ＣＮＴ：４〜７， ＣＰＳ：８４（６０度） ＣＮＴ：８〜１１， ＣＰＳ：４２（３０度） ＣＮＴ：１２〜１５，ＣＰＳ：４２（３０度：ダミ−） 従って、加算器４７の出力には、計数値ＣＮＴが０〜３
の時には、その時の回転子の回転位置（角度：ＲＺ０−
ＲＺ９）がそのまま現われるが、計数値ＣＮＴが４〜７
の時には、６０度分が加算（シフト）され、計数値ＣＮ
Ｔが８〜１１の時には、３０度分が加算（シフト）され
る。なお、計数値ＣＮＴが１２〜１５の時の加算器４７
の出力は利用されない。

【００８３】アドレス制御回路４８は、入力される計数
値ＣＮＴの値に応じて、次のような８ビット値ＭＡ０７
をそれぞれ出力する。

【００８４】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９， ＭＡ０７：加算器４７の出力 ＣＮＴ：２ ＭＡ０７：０ ＣＮＴ：３ ＭＡ０７：１ ＣＮＴ：６ ＭＡ０７：２ ＣＮＴ：７ ＭＡ０７：３ ＣＮＴ：１０ ＭＡ０７：４ ＣＮＴ：１１ ＭＡ０７：５ ＣＮＴ：１２〜１５ ＭＡ０７：６ また、ラッチ制御回路４５は、入力される計数値ＣＮＴ
の値に応じて、次のように２ビット値ＭＡ８９をそれぞ
れ出力する。またメモリ読出し信号ＭＲＤは、計数値Ｃ
ＮＴが０〜１２の間、有効になる。

【００８５】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９ ＭＡ８９：０ ＣＮＴ：２，３，６，７，１０〜１５ ＭＡ８９：０ アドレス制御回路４８が出力する８ビット値ＭＡ０７
は、双方向ＲＡＭのアドレスの下位８ビットに印加さ
れ、ラッチ制御回路４５が出力する２ビット値ＭＡ８９
は、双方向ＲＡＭのアドレスの第８ビット及び第９ビッ
トに印加される。従って、双方向ＲＡＭ４９の下位１０
ビットの指定アドレスは、入力される計数値ＣＮＴの値
に応じて次のようになる。

【００８６】 ＣＮＴ：０，１，４，５，８，９， ＭＡ０７：加算器４７の出力 ＣＮＴ：２ ＭＡ０７：０１００H ＣＮＴ：３ ＭＡ０７：０１０１H ＣＮＴ：６ ＭＡ０７：０１０２H ＣＮＴ：７ ＭＡ０７：０１０３H ＣＮＴ：１０ ＭＡ０７：０１０４H ＣＮＴ：１１ ＭＡ０７：０１０５H ＣＮＴ：１２〜１５ ＭＡ０７：０１０６Ｈ つまり、入力される計数値ＣＮＴの値に応じて、それぞ
れ次のような情報が、双方向ＲＡＭ４９から読み出され
る。

【００８７】 ＣＮＴ：０，１ ＤＡＴＡ：現在の角度の電流値 （第１相の電流値） ＣＮＴ：２ ＤＡＴＡ：第１相の角度１ ＣＮＴ：３ ＤＡＴＡ：第１相の角度２ ＣＮＴ：４，５ ＤＡＴＡ：現在の角度＋６０度の電流値 （第２相の電流値） ＣＮＴ：６ ＤＡＴＡ：第２相の角度１ ＣＮＴ：７ ＤＡＴＡ：第２相の角度２ ＣＮＴ：８，９ ＤＡＴＡ：現在の角度＋３０度の電流値 （第３相の電流値） ＣＮＴ：１０ ＤＡＴＡ：第３相の角度１ ＣＮＴ：１１ ＤＡＴＡ：第３相の角度２ ＣＮＴ：１２〜１５ ＤＡＴＡ：波形の凸／凹区分 計数値ＣＮＴが０，１の時に双方向ＲＡＭ４９から出力
される第１相の電流値（ＤＡＴＡ：８ビット）は、ラッ
チ制御回路４５が出力する信号ＰＨ１Ｃに同期して、ラ
ッチ４Ｅにラッチされる。同様に、計数値ＣＮＴが４，
５の時に双方向ＲＡＭ４９から出力される第２相の電流
値は、ラッチ制御信号ＰＨ２Ｃに同期して、ラッチ４Ｅ
にラッチされ、計数値ＣＮＴが８，９の時に双方向ＲＡ
Ｍ４９から出力される第３相の電流値は、ラッチ制御信
号ＰＨ３Ｃに同期して、ラッチ４Ｅにラッチされる。ラ
ッチ４Ｅから出力される３組（３相）の信号Ｓ４が、図
１に示す加算回路１６に印加される。

【００８８】一方、コンパレ−タ４Ｂは、加算器４７の
出力と、双方向ＲＡＭ４９の出力とを比較する。ここ
で、実際に利用されるのは、双方向ＲＡＭ４９の出力の
うち、第１相の角度１，第１相の角度２，第２相の角度
１，第２相の角度２，第３相の角度１，第３相の角度２
および波形の凸／凹区分である。即ち、コンパレ−タ４
Ｂは、現在の回転子の角度（＋シフト量）と各相の角度
１，角度２との大小関係を識別する。

【００８９】コンパレ−タ４Ｂの出力は、ラッチ制御回
路４５が出力する制御信号ＬＴＣＨ１によって、計数値
ＣＮＴが２，３，６，７，１０，１１，１２及び１３の
時に、それぞれ駆動信号生成回路４Ｃの内部でラッチさ
れ利用される。即ち、計数値ＣＮＴが２及び３の時のコ
ンパレ−タ４Ｂの出力を利用して、第１相についての通
電のオン／オフの切換りを示す２値信号を生成し、計数
値ＣＮＴが６及び７の時のコンパレ−タ４Ｂの出力を利
用して、第２相についての通電のオン／オフの切換りを
示す２値信号を生成し、計数値ＣＮＴが１０及び１１の
時のコンパレ−タ４Ｂの出力を利用して、第３相につい
ての通電のオン／オフの切換りを示す２値信号を生成す
る。また、計数値ＣＮＴが１２及び１３の時のコンパレ
−タ４Ｂの出力を利用して、波形の凸／凹を識別し、通
電のオン／オフを示す２値信号（Ｓ５）を生成する。

【００９０】ところで、加算器４７が出力する８ビット
デ−タは、０〜１２７の範囲にあり、最上位ビットは常
に０である。また、双方向ＲＡＭ４９に保持された第１
相の角度１，第１相の角度２，第２相の角度１，第２相
の角度２，第３相の角度１及び第３相の角度２も０〜１
２７の範囲にあり、最上位ビットは常に０である。一
方、双方向ＲＡＭ４９に保持された波形の凸／凹区分
は、凹波形に２５５が割当てられ、凸波形に０が割り当
てられている。そのため、コンパレ−タ４Ｂが波形の凸
／凹区分と加算器４７の出力とを比較する時には、加算
器４７の出力とは無関係に、波形の凸／凹区分のみに従
ってコンパレ−タ４Ｂの出力が定まる。従って駆動信号
生成回路４Ｃは、計数値ＣＮＴが１２及び１３の時に
は、「波形の凸／凹区分」情報に応じて、出力する３相
の２値信号の波形の凸／凹を決定する。即ち、波形の凸
／凹区分が０の場合： （現在の角度）≦（第１相の角度１）の間はオフ （第１相の角度１）＜（現在の角度）≦（第１相の角度
２）の間はオン （第１相の角度２）＜（現在の角度）の間はオフ となる２値信号（Ｓ５）を生成し、波形の凸／凹区分が
２５５の場合： （現在の角度）≦（第１相の角度１）の間はオン （第１相の角度１）＜（現在の角度）≦（第１相の角度
２）の間はオフ （第１相の角度２）＜（現在の角度）の間はオン となる２値信号（Ｓ５）を生成する。第２相，第３相の
２値信号（Ｓ５）についても同様である。

【００９１】駆動信号生成回路４Ｃが生成する第１相，
第２相および第３相の２値信号（Ｓ５）は、それぞれ駆
動信号生成回路４Ｃから出力されてラッチ４Ｄに入力さ
れる。そして、全ての２値信号の状態が確定するタイミ
ング（ＣＮＴ：１３）でラッチ制御回路４５から出力さ
れるラッチ制御信号ＬＴＣＨ１に同期して現われる制御
信号ＬＡＴ０によって、駆動信号生成回路４Ｃが出力す
る３つの２値信号はラッチ４Ｄにラッチされ、３相の２
値信号Ｓ５として、出力判定回路１７に印加される。

【００９２】

【発明の効果】以上のとおり、請求項１の発明によれ
ば、第２の制御手段（１１）が出力する信号はパルス信
号であるため、第１の制御手段（１６）に接続された一
方のスイッチング手段がオン状態の期間（通電開始時の
立上り期間）中でも、他方のスイッチング手段がオフす
る期間があるため、負荷電流の立上りカ−ブは、第２の
制御手段（１１）が出力する信号のデュ−ティに応じ
て、図１２に示すように変化する。即ち、第２の制御手
段（１１）の信号のデュ−ティの調整によって、負荷電
流の立上り時の波形を制御することができる。また、第
１の制御手段（１６）に接続された一方のスイッチング
手段がオフ状態の期間（通電終了時の立下り期間）中で
も、他方のスイッチング手段がオンする期間とオフする
期間の負荷電流の減衰速度が異なるため、第２の制御手
段（１１）が出力する信号のデュ−ティに応じて、負荷
電流の立下りカ−ブの傾きも変化する。即ち、第２の制
御手段（１１）の信号のデュ−ティの調整によって、負
荷電流の立下り時の波形を制御することができる。

【００９３】また、請求項２においては、負荷の動作速
度および必要トルクの少なくとも一方の変化に対応し
て、出力するパルス信号のデュ−ティが自動的に変更さ
れる。即ち、負荷の動作速度が速くなるにつれて、負荷
の通電時間が短くなるが、それに伴なって負荷電流の立
上りを速くすることにより、駆動トルクの低下が防止さ
れ、高速での安定した動作が実現する。また、加速など
のために必要トルクが増大した時には、それに伴なって
負荷電流の立上りを速くすることにより、駆動トルクが
増大するので、加速応答性が改善される。定速動作時の
ように必要トルクが小さい時には、負荷電流の立上りを
緩やかにすることによって、負荷の動作が滑らかにな
り、騒音の発生が防止される。

【００９４】また、請求項３においては、メモリ手段
が、負荷の動作速度および必要トルクと、パルス信号の
デュ−ティとの相関を定めた情報を保持しているので、
負荷の動作速度および必要トルクのそれぞれの変化に対
応して、パルス信号のデュ−ティを適切にしかも簡単に
変更しうる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施例のモ−タ駆動装置の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２】 図１の一部分の詳細な構成を示すブロック図
である。

【図３】 図２のタイミング制御回路１７ｃを示すブロ
ック図である。

【図４】 図１の電流波形生成回路１５の構成を示すブ
ロック図である。

【図５】 電流波形生成回路１５のメモリの内容と生成
する波形との対応を示す模式図である。

【図６】 電流波形生成回路１５の動作を示すタイムチ
ャ−トである。

【図７】 図１の方向検出回路５の構成を示すブロック
図である。

【図８】 方向検出回路５の動作を示すタイムチャ−ト
である。

【図９】 電流波形生成回路１５の出力と補償後の信号
を示すタイムチャ−トである。

【図１０】 図２のタイミング制御回路１７ｃの動作を
示すタイムチャ−トである。

【図１１】 図２のタイミング制御回路１７ｃと改良前
の装置の動作を示すタイムチャ−トである。

【図１２】 電流の基準レベルＶｒ２と負荷に流れる電
流の波形を示すタイムチャ−トである。

【図１３】 ＰＷＭマップメモリ１３ｂの内容を示すマ
ップである。

【図１４】 ＣＰＵ１１の処理を示すフロ−チャ−トで
ある。

【図１５】 ＣＰＵ１１のタイマ割込処理を示すフロ−
チャ−トである。

【図１６】 通電回路に流れる電流の経路を示すブロッ
ク図である。

【図１７】 通電回路に流れる電流の経路を示すブロッ
ク図である。

【図１８】 ＳＲモ−タ内部の基本構造を示す正面図で
ある。

【図１９】 電流マップメモリ１３ａの内容を示すマッ
プである。

【図２０】 実施例のＳＲモ−タ１を駆動する場合の基
本的な電流波形の例を示すタイムチャ−トである。

【図２１】 波形マップメモリ１３ｃの内容を示すマッ
プである。

【符号の説明】

１：ＳＲモ−タ １ａ，１ｂ，１ｃ，
ＣＬ：コイル ２，３，４：電流センサ ５：方向検出回路 ６：Ｄ／Ａ変換器 ７：比較回路 ７ａ：アナログ比較器 １１：ＣＰＵ １２：入力インタ−
フェ−ス １３ａ：電流マップメモリ １３ｂ：ＰＷＭマッ
プメモリ １３ｃ：波形マップメモリ １４：電源回路 １５：電流波形生成回路 １６：加算回路 １６ａ，１６ｂ：加
算器 １７：出力判定回路 １８，１９，１Ａ：
ドライバ １８ａ，１８ｂ：トランジスタ（ＩＧＢＴ） １８ｃ，１８ｄ：ダイオ−ド １８ｅ，１８ｆ：電
源ライン ４１：ラッチ ４２：タイミングパ
ルス発生回路 ４３：カウンタ制御回路 ４４：４ビットカウ
ンタ ４５：ラッチ制御回路 ４６：角度補正出力
回路 ４７：加算器 ４８：アドレス制御
回路 ４９：双方向ＲＡＭ ４Ａ：バンク切換回
路 ４Ｂ：コンパレ−タ ４Ｃ：駆動信号生成
回路 ４Ｄ，４Ｅ：ラッチ Ｒ：回転子 Ｓ：固定子 Ｒａ〜Ｒｄ，Ｓａ〜
Ｓｆ：極部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ // Ｈ０２Ｐ 8/12

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷の一端と第１の電源ラインとの間に
   介挿された第１のスイッチング手段；前記負荷の他端と
   第２の電源ラインとの間に介挿された第２のスイッチン
   グ手段；前記負荷に実際に流れる電流のレベルを検出す
   る電流検出手段；電流の基準レベルと前記電流検出手段
   が検出した検出電流レベルとを２値的に比較し、該比較
   の結果に応じた２値信号を、前記第１のスイッチング手
   段および第２のスイッチング手段のいずれか又は両方に
   印加する、第１の制御手段；およびデュ−ティが可変の
   パルス信号を生成し、該パルス信号を前記第１のスイッ
   チング手段および第２のスイッチング手段のいずれか又
   は両方に印加する、第２の制御手段；を備える、チョッ
   ピング通電制御装置。
2. 【請求項２】 前記第２の制御手段は、負荷の動作速度
   および必要トルクの少なくとも一方の変化に対応して、
   自動的に、出力するパルス信号のデュ−ティを変更する
   手段を含む、前記請求項１記載のチョッピング通電制御
   装置。
3. 【請求項３】 前記第２の制御手段は、負荷の動作速度
   および必要トルクと、パルス信号のデュ−ティとの相関
   を定めた情報を保持するメモリ手段を含み、負荷の動作
   速度および必要トルクのそれぞれの変化に対応して、自
   動的に、出力するパルス信号のデュ−ティを変更する、
   前記請求項１記載のチョッピング通電制御装置。