JPH037086A - モータ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、モータの回転角度位置又はモータに連結され
た移動物本の位置を正確に決定することができるモータ
制御方法に関するものである。

［従来の技術］ モータ又はこれに連結された移動物体を所定位置に停止
させるために、現在位置と所定位置との差を求め、この
差が大きい場合にはモータの速度を大になし、差が小さ
い場合にはモータの速度を小になすことは既に行われて
いる。

また、位置の差（偏差）に比例的に速度を低下させる＃
Ｉ御を安定的に達成するために、偏差と速度との理想的
関係を示す曲線を予め決定し、この理想曲線に沿って位
置及び速度を零に収束させることは、昭和６３年電気学
会全国大会論文集Ｎα１５１６（第２０３２頁）に開示
されている。

また、交流モータ用のＰＷＭインバータの制御をＲＯＭ
を使用して行うことは特開昭６２−２０７１９６号公報
に開示されている。

［発明が解決しようとする課題〕 しかし、更に、安定性及び正確性に優れたモータ制卸方
式が要求されている。

そこで、本発明の目的は上記の要求に応えることができ
るモータ制御方法を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、モータの回転角度
位置又はこれに対応する位置を目標位置にするために、
現在位置と目標位置との差から成る位置偏差Δθを第１
の軸とし、モータの速度ωを前記第１の軸に直交する第
２の軸とした座標において零点を通る目標制御線（スラ
イディング曲線）を設定し、前記現在位置を示す位置デ
ータを得、前記位置データと目標位置とを比較して位置
面差Δθを求め、前記モータの速度ωを示す速度データ
を得、前記位置偏差（Δθ）と検出された速度ωとで決
定された座標位置と前記目標制御線との位置の誤差を求
め、前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置
偏差を零に収束させるように前記モータをｉ’ｌ／ｌす
るモータ制御方法において、前記目標制御線を中心にし
て一方の側に加３１　ｖＪｍ領域を設け、且つ前記比例
制御領域の他方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目
標制御線の両側に比例制御領域を設け、且つ幅を前記位
置偏差が小さくなるに従って狭くしたことを特徴とする
モータ制御方法に係わるものである。　なお、位置偏差
が零になる近使で差信号にこれ又はこれに対応する信号
の積分値を加算することが望ましい。

〔作　用ｊ 本発明によって比例制御領域を位置偏差の大きい領域で
広く、小さい領域で狭くすることによって、位置偏差の
大きい領域では安定的な速度制御が可能になり、位置偏
差の小さい領域ではゲインを上げたと等価になり、応答
性が良くなって高精度な位置決めが可能になる。

また、積分値を加算すれば、偏差が零近務の領域で必要
なトルクを得ることが可能になる。

［実施例］ 次に、本発明の１実施例に係わる三相モータの速度制御
方式を説明する。第１図において、三相誘導電動機から
成るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２
が接続されている。インバータ２は、第２図に示すよう
に直流電源３にトランジスタから成るスイッチ素子Ａｔ
、Ａ２、Ｂｌ、Ｂ２　、ＣＩ　、Ｃ２をブリッジ接続し
たものである。

６個のスイッチ素子Ａ１〜Ｃ２は、駆動回路４から供給
される制御信号に応答してオン・オフ動作する。なお、
インバータ２の上側の３つのスイッチ素子、ｌ、Ｂ１　
、ＣＩと下側の３つのスイッチ素子Ａ２　、Ｂ２　、Ｃ
２とは、互いに逆に動作するので、一方の制御を特定す
れば、インバータ全体の制御が特定される。ここでは、
ＲＯＭ　（、リードオンリーメモリ）５から読み出され
る第１、第２、及び第３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによりインバ
ータ制御状態を特定し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち
論理“１″の時にスイッチ素子Ａ１、Ｂ１、Ｃ１がオン
、低レベル即ち論理“Ｏ”の時にスイッチ素子Ａ１、Ｂ
１　、ＣＩがオフとする。

ＲＯＭ５はインバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ
スイッチングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書
き込んだものである。このＲＯＭ５は正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ１と、正転用ゼロベクトルメモリＭ２と、逆
転ＰＷＭパターンメモリＭ３と、逆転用ゼロベクトルメ
モリＭ４とを有する。各メモリＭ１〜Ｍ４はＯ〜５１１
までの５１２アドレスを夫々有し、夫々アップ・ダウン
・カウンタ６の９ビツトの２進出カライン６ａの値でア
ドレス指定される。但し、４つのメモリＭ１〜Ｍ４から
１つが選択され、この選択されたメモリの出力のみがイ
ンバータ２の制御のために有効に使用される。この選択
を行うなめにＲＯＭ５は零ベクトル選択制御信号入力端
子７と、正転逆転選択制御信号入力端子８とを有する。

零ベクトル選択制御信号入力端子７が論理″１”の時に
はメモリＭ１とＭ３とのいずれか一方が選択され、論理
“０″の時にはメモリＭ２とＭ４のいずれか一方が選択
される。また、正転逆転選択制御信号入力端子８が“１
”の場合にはメモリＭ１とＭ２とのいずれか一方が選択
され、“Ｏ″の場合にはメモリＭ３とＭ４とのいずれか
一方が選択される。

今、ライン６ａの９ビツトをＡＯ〜Ａ８で表わし、入力
端子７の入力ビツトをＡ９で表わし、入力端子８の入力
ビツトをＡＩＯで表わすとすれば、ＡＯ〜Ａ８の９ビツ
トでアドレスが指定される。まなＡ９、Ａ１０が［１１
］の時に第１のメモリＭ１（正転ＰＷＭスイッチングパ
ータン）が選択され、［０１］の時に第２のメモリＭ２
　　（正転用ゼロベクトル）が選択され、［１０］の時
に第３のメモリＭ３　　（逆転ＰＷＭスイッチングパタ
ーン）が選択され、［００］の時に第４のメモリＭ４　
　（逆転用零ベクトル）が選択される。

Ｒｏｙｔｇ及びカウンタ６を７１１１ｍしてインバータ
２の出力電圧を＄１８するために、モータ１にパルス発
生器から成る位置検出器９が結合され、この出力ライン
は２４ビツト・アップ・ダウン・カウンタ１０に接続さ
れている０位置検出器９は１回転で１２９６０００パル
スを発生するエンコーダから成り、位置データθを発生
する。

カウンタ１０は比較回路と機能するものであり、ライン
１１から与えられる位置指令データθＳと検出位置デー
タθとの偏差Δθを発生する。

カウンタ１０の２４ビツトの出力ラインはディジタル信
号処理回路（ＤＳＰ）１２に接続されている。ディジタ
ル信号処理回路１２はマイクロコンピュータから成り、
所定のソフトウェアに従って動作するもめである。なお
、ディジタル信号処理回路１２の動作の理解を容易にす
るために、ディジタル信号処理回路１２は、飽和回路１
３と、速度検出回路１４と、演算回路１５と、三角波発
生回路１６と、第１及び第２の比較回路１７．１８と、
絶対値回路１８ａとに分けて示されている。

飽和回路１３は演算回路１５に入力する偏差Δθを制限
するものであって、カウンタ１０の２４ビツト出力を１
６ビツトに制限した偏差Δθを演算回路に与える。

速度検出回路１４は１サンプル遅延回路１４ａと減算回
路１４ｂとから成り、単位時間当りの位置変化に基づい
て速度データωを得るものである。

演算口Ｆ＃１１５は、Δθ〉０の時に５＝ｃｉ　・Δθ
−Ｃ２・ω２の演算をなし、Δθ〈０の時に５＝ＣＩ　
　・Δθ十０２　・ω２の演算を行う、但し、ＣＩ　、
Ｃ２は定数であり、ωは回転速度である。

この演算出力Ｓは任意の位置偏差Δθにおいて理想的回
転速度ωが得られているか否かを示す、即ち、位置決め
制御における理想速度と実際の速度との相違を示す情報
が出力Ｓに含まれている。第３図は位置偏差ΔθをＸ軸
とし、速度ωをＸ軸として両者の関係を示す、目標制御
線りは、Δθ〉０の時の理想値を示すものであって、 ５＝ＣＩ　　・Δθ−Ｃ２・ω２＝０ を示鬼線Ｅは、実際の位置偏差Δθの変化及び速度ωの
変化を原理的に示す６本実施例では、目標制御線りに実
際の線Ｅが沿うように制御する。従って、第１図の演算
回路１５は、目標制？３′ＩＩ線りと実際のｄ　Ｅとの
差に対応するデータを出力する。

第３図に示す制御方式は、スライディングモード法と呼
ばれるものであって、公知である。

三角波発生口路１６は振幅変調回路１６ａを含み、位置
偏差の変化に応じて異なる振幅のディジタル三角波を発
生する。なお、ディジタル三角波は２ｋＨｚの繰返し周
波数を有する。第４図は三角波の振幅と位置偏差Δθと
の関係を示す、これから明らかなように位置偏差Δθが
小さくなるに・従って三角波の振幅も小さくなる。

第１の比較回路１７は、位置偏差Δθの正負を判定し、
正の時には正転を示す“１“を出力し、負の時には逆転
を示す“０”を出力する。この正転／逆転（Ｆ／Ｂ）信
号はＲＯＭの端子８に与えられる。

第２の比較回路１８は、三角波と演算出力Ｓの絶対値と
を比較し、三角波と出力Ｓとの大小関係を示す１０ビツ
トのデータを出力する。即ち、第９図（Ａ）に示すよう
に三角波Ｖｃと絶対位置８ａから得られるＳの絶対値と
を比較し、第９図（Ｂ）に対応するディジタルデータを
出力する。

比較回路１８の出力段に接続された単安定マルチバイブ
レークと同機な動作をするタイマ１つからは第９図（Ｂ
）に示す“１”と“０”とから成る２値データが得られ
る。タイマ１９の出力の“１”は運転するための期間を
示し、“０“は停止（零ベクトル発生）期間を示す、タ
イマ１９の出力ラインはＲＯＭ５の零ベクトル選択制御
信号入力端子７に接続されていると共にＡＮＤゲート２
ｏに接続されている。

クロヅク発生器２１は３０ｋＨｚのクロックパルスをＡ
ＮＤゲート２０を介してカウンタ６のクロック入力端子
に与えると共に、Ｄ／Ａ変換器１９に２ＭＨｚのクロッ
クパルスを与える。３０ｋＨｚのクロックパルスは運転
／停止信号が′１”の時にＡＮＤゲート２０を通ってカ
ウンタ６に与えられ、ＲＯＭ５のアドレスがインクリメ
ントされる。

［ＲＯＭの内容］ ＲＯＭ５には第６図に原理的に示す如くデータが書き込
まれている。即ち、ＲＯＭ５の各メモリＭ１〜Ｍ４はア
ドレス０〜５１１を有し、正転ＰＷＭパターンメモリＭ
１のアドレス０〜３には例えば電圧ベクトルｖ６、■２
、Ｖ６、Ｖ２のデータが順に書き込まれ、正転用ゼロベ
クトルメモリＭ２のアドレス０〜３には零ベクトルＶ７
　、ＶＯ１Ｖ７　、ＶＯのデータが順に書き込まれ、逆
転ＰＷＭパターンメモリＭ３のアドレス０〜３には電圧
ベクトルＶ１、ｖ５、■１、■５のデータが順に書き込
まれ、逆転用ゼロベクトルメモリＭ４には零ベクトルＶ
Ｏ１ｖ７、ＶＯ１ｖ７のデータが順に書き込まれている
。残りのアドレス４〜５１１にもアドレスＯ〜３と同一
の原理でベクトルデー夕が書き込まれている。第６図の
各アドレスのベクトルデータは原理を示すものであるた
め、実際のデータとは異なる。今、正転ＰＷＭパターン
メモリＭ１のアドレス０〜８４（Ｏ″″〜６０’″〜６
０’区間際の電圧ベクトルデータを示すと、ｖ６、ｖ６
、ＶＯ、ＶＯ、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、ｖ２、
ｖ６、ＶＯ、ＶＯ、ＶＯ、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖ
ｌ、ｖ２、ＶＯ、ＶＯ、ＶＯ、ＶＯ、ｖ２、Ｖｌ、Ｖｌ
、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖｌ　ｖ２、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖｌ、
Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、ｖ２、ｖ２、Ｖｌ、Ｖ
ｌ、■２　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　
、Ｖｌ　、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ
、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖｌ、■３、Ｖ３、Ｖ３、Ｖ３、Ｖｌ、
Ｖｌ、Ｖｌ、ｖ２、Ｖｌ、Ｖｌ、Ｖ３、Ｖ３、Ｖ３、Ｖ
３　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ　、Ｖｌ
　、Ｖ３、Ｖ３　、Ｖ３　、Ｖ３　にｆｔ４゜ 〔電圧ベクトル〕 第７図は６個の電圧ベクトルｖ１〜Ｖ６と、２つの零ベ
クトルＶＯ、Ｖｌとを示す、インバータ２のスイッチ素
子ＡＩ　＋　８１　、ＣＩのとりうるスイッチング状態
は、＜０００）、（００１）、＜０１０）、（０１１）
、（Ｚｏｏ）、（１０１）（１１０）、（１１１）の８
つであるので、これをＶＯ，Ｖｌ、ｖ２、ｖ３、ｖ４、
Ｖ５、ＶＯ、Ｖｌで表わすことにする０本実施例の装置
では、電圧ベクトルＶＯ−Ｖ７がＲＯＭ５に書き込まれ
、これが＃Ｊ御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出力される
。８つのベクトルｖＯ〜Ｖ７を組み合せると、正弦波出
力電圧及び回転磁界ベクトルを得ることができる。

〔ベクトル選択］ 第８図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベクト
ルの選択を示すものである０回転磁界ベクトル回転の先
端（終点）の軌跡を円に近づけるためには、３３０°〜
３０’区間で第６及び第２のベクトルＶ６　、Ｖｌ　、
３０”〜９０”区間で第２及び第３のベクトルＶ２、Ｖ
３．９０°〜１５０°区間で第３及び第１のベクトルＶ
３　、Ｖｌ、１５０°〜２１００区間で第１及び第５の
ベクトルｖ１、Ｖ５．２１０°〜２７０°区間で第５及
び第４のベクトルＶ５　、Ｖ４．２７０＠〜３３０°区
間で第４及び第６のベクトルＶ４　、ＶＯを選択する。

原理的に示す第８図の３３０°〜３０゜区間では有意ベ
クトルとして■６と■２とが選択され、ベクトル回転を
止める時に零ベクトルＶ７が選択されている。モータ１
を正転させる時には第８図でＵＰで示す方向に回転磁界
ベクトルφ１が回転され、逆転又は制動する時には、Ｄ
　ＯＷＮで示す方向に回転される。

［動　作］ 位置検出器９から得られる位置データθと目標位置デー
タθＳとがカウンタ１０で比較され、位置偏差へ〇が得
られ、この値が第３図に示すように０から大幅に離れて
いれば、モータ１を高速回転して目標位置に近づけなけ
ればならない、これを迅速且つ安定的に達成するために
、位置偏差データΔθと速度検出回路１４から得られる
速度データωとが演算回路１５に入力し、Ｓの値が演算
回路１５内に示す式に従って求められる。第３図に示す
ように出発点においてΔθが０から大幅に離れている場
合には、Ｓの値は勿論に零にならない、また、Ｓの値は
第９図（Ａ）に示す三角波に交差せずにこの上方に位置
する。このため、タイマ１９は連続的に“１”を送出し
、停止期間（零ベクトル期間）が実質的に無い状態でモ
ータ１は連続駆動される。即ち、カウンタ６のアドレス
指定によってＲＯＭ５の第１のメモリＭ１の内容が１項
次に読み出される。これにより、モータ１の速度は第３
図の線Ｅに示すように変化する。即ち、モータ１の角度
位置が目標位置に近づくと共に回転速度が高くなり、つ
いに目標制御線りを横切る。

なお、線Ｅが線りの近傍に至ると両者の差が小さくなり
、演算出力Ｓが第９図（Ａ）に示す三角波Ｖｃを横切る
ようになる。これにより、演算出力Ｓの変化に応じて運
転期間と停止期間のデユティ比が変化するようになり、
比例的制御状態が得られる。モータ１の速度は慣性によ
って第３図の目標制御線りの左右に飛び出す、しかし、
本実施例では、位置偏差Δθが大きい区間においては三
角波Ｖｃの振幅が第９図（Ａ）に示すように大きく設定
されているので、演算出力Ｓが三角波ＶＣの範囲（比例
範囲又は制御可能範囲）から離脱することが少なく、安
定性の良い制御状態か得られる。

第３図において２本の点線に挟まれた領域が比例領域で
ある。モータｌの速度ωは第３図から明らかなように目
標制御線りに沿うように制御される。モータ１が回転を
継続すると、位置偏差Δθが徐々に小さくなる。これと
共に、第９図（Ａ）に示すように三角波Ｖｃの振幅が徐
々に小さくなる。速度が低い領域では制御が不安定にな
る可能性が少ないので、三角波Ｖｃの振幅を小さくして
等価的にゲインを上げて応答性及び精度を改善する。

第１図にはディジタル信号処理回路１２がアナログ類推
で示されているが、実際には第５図に示すソフトウェア
によって制御が実行される。

このフローチャートから明らかなように、Δθが零近傍
値θ０よりも小さい領域ではＳ２　＝に２（Δθ）ｆΔ
θｄｔの積分値が求められる。即ち、位置偏差Δθの積
分値が求められる。この積分の代りにＳの積分値を８２
としてもよい、そして、Δθくθ０の領域ではＵ＝Ｓ＋
３２を使用して正転、逆転を判断し、スこのＵの絶対値
と三角波とを比較回路１８で比較する。Ｓに積分値Ｓ２
を加算すると、清差が見かけ上大きくなり、三角波とＵ
との比較出力の“１”の期間が長くなり、モータ１の駆
動期間が長くなる。これにより、モータｌのトルクが大
きくなり、低速領域で不要に停止しなくなる。

第１の比較回路１７の出力が第９図（Ｃ）のｔ５以前に
示す如く比較出力が高レベル“１″であるとすれば、こ
れがカウンタ６に入力し、カウンタ６はこの期間にはア
ップ動作する。第２の比較回路１８の出力段のタイマ１
つからは、三角波ＶＣがＳよりも高い時（ｔ１〜ｔ２）
に低レベル出力″０″を発生し、逆の時（ｔ２〜ｔ３）
には高レベル出力“１”を発生する。ｔ１〜ｔ２の期間
には、ＲＯＭ５においては［Ａ９　ＡＩＯ］　＝　［０
１］に応答して正転用ゼロベクトルメモリＭ２が選択さ
れ、ｔ２〜ｔ３のように［Ａ９　ＡＩＯ］　＝　［１１
］の時には正転ＰＷＭパターンＭ２が選択される。

なお、ｔ１〜ｔ２では、ＡＮＤゲート２０をクロックパ
ルスが通過せず、カウンタ６がインクリメントされない
ため、同一アドレスを指定し続ける。

一方、ｔ２〜ｔ３ではクロックパルスはＡＮＤゲート２
０を通過してカウンタ６の入カバルスとなる。これによ
り、カウンタ６の９ビツトＡＯ〜Ａ８の値がアップ動作
で増大し、メモリＭ１のアドレスが順次に指定される。

しかし、ｔ３時点で第９図（Ｂ）の波形が低レベルにな
ると、カウンタ６のクロック入力が禁止され、カウンタ
６はこの時点のアドレス指定を保持する０例えば、第６
図に示す如くアドレス２でメモリＭ１のベクトルＶ６が
読み出されている時に、メモリＭ２が選択されると、同
一のアドレス２における正転用零ベクトルＶ７（１１１
）が選択される。零ベクトルＶ７は第９図（Ｂ）の波形
が低レベルの間発生し続ける。再びカウンタ６にタロツ
クパルスが入力し、カウンタ６の出力が１段インクリメ
ントされると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ１のアドレ
ス３の零ベクトルＶｌ（０１０）が選択される。零ベク
トルはＶＯ（０００）　とＶ７　　（１１１）との２種
類から成るが、スイッチ素子Ａ１〜Ｃ２の切換えが少な
くてすむ方のベクトルが選択される。カウンタ６が１０
進数の０〜５１１に対応する２進数を発生し終ると、正
転ＰＷＭパターンの０〜３６０°の全電圧ベクトルデー
タが読み出され、インバータ２から三相の近似正弦波電
圧が発生し、且つモータｌに円軌跡に近い回転磁界ベク
トルが生じる。

この様な制御において、目標位置と検出位置との差が小
さくなると、第９１Ｊ（Ｂ）の波形の低レベル期間が相
対的に長くなり、零ベクトルが選択される期間が長くな
る。

なお、第９図のｔ２が０度であるとすれば、定周期Ｔの
中のｔ２〜ｔ３に第１０図に示すようにベクトルｖ６、
ＶＯ、ｖ６、■６、■２、ｖ２が一定幅ＴＰを有して一
定の周期で発生し、その後零ベクトルｖＯがｔ３〜七４
Ｍ間に発生する。

本実施ｍＪの方式によればｄ減力で１秒の超高精度位置
決めが達成される。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　第１図のディジタル信号処理凹路１２をアナロ
グ回路で構成することができる。

（２）　速度データωを速度検出器で求めてもよい。

（３）　第１１図に示すようにΔθとωとの理想的開隔
（目標制御線）を直線にしてもよい。

（４）　全期間において同一の方法で速度データを得る
代りに、目標位置から廻れている領域では、第１［Ｊに
示す方法で速度データを得、目標位置付近において位置
偏差が少ないか又は無くなった低速領域では、位置偏差
変化期間におけるクロック数の計測による方法により速
度検出を行って精度を向上させてもよい、これにより目
標位置付近でのスライディング曲線に対する収束性を改
善することができる。即ち、＃、速領領域は位置検出器
９から得られるパルスの周期をクロックパルスの計数に
よって測定し、これに基づいて速度データを得、ディジ
タル処理回路１２に与えてもよい。

［発明の効果］ 本発明によれば、高精度位置決めを達成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるモータ制御方式を示す
ブロック図、 第２図は第１図のインバータを詳しく示す回路図、 第３図は第１図の方式における位置備差Δθと速度ωと
の関係を座標で示す図、 第４図は第１図の方式の三角波の振幅と位置備差Δθと
の間係を示す図、 第５図は第１図の方式のソフトウェアを示す流れ図、 第６図は第１図のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図
、 第７図は電圧ベクトルを示す図、 第８図は回転磁界ベクトルを示す図、 第９図は第１図の各部の状態を示す図、第１０図は第９
図（Ｅ）の一部を詳しく示す図、第１１図は変形例の位
置備差Δθと速度ωとのＺ係を座標で示す図である。 １・・・モータ、２・・・インバータ、５・・・ＲＯＭ
、９・・・位置検出器、１０・・・カウンタ、１２・・
・ディジタル信号処理凹路、１６・・・三角波発生回路
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
   目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
   成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
   ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
   いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
   定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
   ）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
   置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
   座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
   を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
   御方法において、 前記目標制御線を中心にして一方の側に加速制御領域を
   設け、且つ他方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目
   標制御線の両側に比例制御領域を設け、且つ前記比例制
   御領域の幅を前記位置偏差が小さくなるに従って狭くし
   たことを特徴とするモータ制御方法。 ［２］モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
   目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
   成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
   ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
   いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
   定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
   ）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
   置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
   座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
   を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
   御方法において、前記差を示す信号又は前記位置偏差に
   対応する信号の時間に対する積分値を求め、この積分値
   と前記差を示す信号との和に比例してモータを制御しな
   がら目標位置にてモータを停止させることを特徴とする
   モータ制御方法。 ［３］モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
   目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
   成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
   ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
   いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
   定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
   ）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
   置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
   座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
   を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
   御方法において、前記モータの少なくとも低速領域では
   、速度検出又は位置検出のために前記モータに関係して
   得られる信号の周期をクロックパルスの計測して前記速
   度データを得ることを特徴とするモータ制御方法。 ［４］前記モータは誘導電動機である請求項１又は２又
   は３記載のモータ制御方法。 ［５］前記モータの速度制御はパルス幅変調インバータ
   で行うことを特徴とする請求項４記載のモータ制御方法
   。