JPH0687676B2 - 多相インバ−タの電流制御方法 - Google Patents

多相インバ−タの電流制御方法

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JPH0687676B2
JPH0687676B2 JP60223182A JP22318285A JPH0687676B2 JP H0687676 B2 JPH0687676 B2 JP H0687676B2 JP 60223182 A JP60223182 A JP 60223182A JP 22318285 A JP22318285 A JP 22318285A JP H0687676 B2 JPH0687676 B2 JP H0687676B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インバータの電流制御方法に係り、特に、誘
導性負荷をPWM制御する際、インバータの出力電流を検
出し、この出力電流の瞬時値を設定された出力電流指令
値に近似制御する電流制御形インバータの電流制御方法
に関する。
〔従来の技術〕
電流制御形インバータの従来例として第28図に示すもの
が知られており、インバータ１は負荷側から電源側をみ
たときのインピーダンスが小さい３相の電圧形インバー
タである。そして、インバータ１はトランジスタTra＋,
Tra−,Trb＋,Trb−,Trc＋,Trc−からなるスイツチング
素子のON,OFF状態の組み合わせにより、すなわちインバ
ータ１各相の出力電位組み合わせにより、第１表と第29
図に示すような８通りの電圧ベクトルVk（ｋ＝0,1,2,
…,7）を、負荷５に印加することができるようになつて
いる。
電流制御回路３には、インバータ１の出力線に設けられ
た電流検出器15,16により検出された各相の出力電流の
瞬時値ｉと、出力電流指令値演算回路４から出力される
出力電流指令値ｉ＊とが入力されており、電流制御回路
３は加算器6,7,8により、入力される各相の出力電流の
瞬時値ｉ（ia,ib,ic）とのそ指令値ｉ＊（ｉ＊a,i＊b,i
＊ｃ）との偏差Δｉ（Δia,Δib,Δic）を求め、その偏
差Δｉをそれぞれヒステリシスコ ンパレータ9,10,11によつて比較することにより、各相
a,b,cの出力電位を決定している。この決定された出力
電位指令はトランジスタTra＋,Trb＋,Trc＋のON・OFF指
令として、またNOT回路12,13,14により反転されてトラ
ンジスタTra−,Trb−,Trc−のON・OFF指令として、ドラ
イバ回路２を介して各トランジスタに出力されている。
なお、加算器17はａ相の出力電流検出値とｂ相の出力電
流検出値からｃ相の出力電流検出値を演算している。
このような第28図に示した従来例による瞬時値電流の制
御方法は、時々刻々の出力電流瞬時値に基づいて出力電
位を切り換えるので、三角波比較法等による平均値電流
制御に比べ応答性が向上するという利点がある。
しかしながら、各相独立に出力電位が決定されるので、
第29図に示す通りの電圧ベクトルVkが無秩序に選択され
ることになり、スイツチング周波数、損失の増加、電流
制御精度の悪化、騒音、雑音の増加を招くという問題が
ある。
このような問題を解決するため、最適な電圧ベクトルだ
けを選択するように、制限を加えた瞬時値電流制御方法
（昭和60年電気学会全国大会490、高調波を抑制した高
応答電流制御形PwMインバータの制御法）が検討されて
いる。この方法を適用してなる電流制御装置のブロツク
構成図を第30図に示す。
第30図において、目標電圧位相演算回路20は下記第
（１）式で示される電圧目標値e0を演算し、その位相角
を電圧ベクトル選択回路18に出力している。
ｉ＊：出力電流指令値 i:出力電流検出値 L:負荷のインダクタンス R:負荷の抵抗 e:内部誘起起電力 出力電流指令値演算回路４は、各相の出力電流指令値ｉ
＊を演算し加算器6,7,8に出力している。加算器6,7,8は
入力される各相の出力電流指令値ｉ＊と出力電流検出値
ｉから、各相の電流偏差Δｉ（Δia,Δib,Δic）を演算
した後、その結果を電流偏差量子化回路19に出力してい
る。電流偏差量子化回路19は入力される各相の電流偏差
Δｉと、あらかじめ設定されているしきい値と比較し、
比較結果に基づいて電流偏差Δｉを量子化し、量子化さ
れた電流偏差を電圧ベクトル選択回路18に出力してい
る。電圧ベクトル選択回路18は、目標電圧位相演算回路
20から入力される電圧目標値の位相角と、電流偏差量子
化回路19から入力される量子化された電流偏差と、電圧
ベクトル選択回路18自身からフイードバツク入力される
スイツチング回路情報からなる情報に基づいて、選択す
べき電圧ベクトルVkとスイツチング回数情報を演算して
出力している。
ここで、電圧ベクトル選択回路18における電圧ベクトル
Vkの選択方法について第31図，第32図，第33図、および
第２表を参照しながら説明する。
まず、ベクトル平面を各相の巻線軸により60゜ごとの領
域（A,B,…,F）に仕切る。次に、電圧目標値がどの領域
に存在するかを電圧目標値の位相角を求めることにより
認識し、その結果から第２表に示すようなスイツチング
モード（A,B,…,F）を決定する。
一方、電流偏差量子化回路19では、第32図に示すように
各相５本の合計15本のしきい値Sa1〜Sa5,Sb1〜Sb5、Sc1
〜Sc5と電流偏差Δia,Δib,Δicとを比較し、各相の電
流偏差がどの領域に共通して存在するかで電流偏差を量
子化し、量子化された電流偏差を電圧ベクトル選択回路
18に出力する。ここで量子化された電流偏差が第32図に
おいて外側の六角形の外側に存在する時には、電圧ベク
トル選択回路18は、第32図の各領域に対応させて定めら
れた電圧ベクトルV1〜V6すなわち電流偏差Δｉを最も速
く減少させる電圧ベクトルを無条件に選択する。
他方、量子化された電流偏差が外側の六角形の内側に存
在する場合には、第31図により決定されたスイツチング
モードと、量子化された電流偏差とによつて電圧ベクト
ルVkを選択する。
例えば、スイツチングモードがＡモードの場合、電圧ベ
クトル選択回路18は第33図に示すように、量子化された
電流偏差に応じて、各領域に対応させて定められた電圧
ベクトルV1,V2,V0,V7を選択する。なお、第33図におい
て内側の六角形の内側は、電圧ベクトルを変更しない領
域である。また、第33図において、一つの領域に二つの
電圧ベクトルV0とV7が定められている領域は、選択する
電圧ベクトルにより制御したときのスイツチング回数が
少ない方の電圧ベクトルを選択する。このスイツチング
回数の判定に際しては、電圧ベクトル選択回路18の出力
から直接電圧ベクトル選択回路18にフイードバツクされ
ているスイツチング回数情報、すなわち、上記例ではV0
またはV7を選択すると、どれだけのスイツチング回数に
なるかという情報に基づいて決定する。
このような第30図に示した従来例の電流制御装置を用い
た瞬時電流制御方法によれば、電圧目標値の位相角に基
づいて最適な電圧ベクトルだけ選択することが可能とな
る。
〔発明が解決しようとする問題点〕
しかしながら、第30図のものにあつては、電圧目標値の
位相角に基づいて第31図のようなスイツチングモード分
けが適切に行われなければならない。例えば、電圧目標
値の位相角を演算、検出する際に誤差が生じそれによつ
て電圧ベクトル選択回路18が本来Ａモードであるべきと
ころをＦモードと認識したとすると、電圧ベクトルV6,V
1,V0,V7の内どの電圧ベクトルを選択しても量子化され
た電流偏差の変化方向は、第34図に示すように原点０を
始点としてV0とV7の場合は範囲r4,V6の場合は範囲r5,V1
の場合は範囲r6に示す左半面の方向になる。したがつ
て、この状態では電流偏差が左半面の方向に発散するこ
とになり、電圧ベクトルV6,V1,V0,V7だけで、出力電流
をその指令値に制御することは不可能になる。
つまり、目標電圧位相角の演算、検出を正確に行うこと
が必要条件となることがわかる。
しかし、前記第（１）式に示す電圧目標値e0を過渡状態
においても正確に求めるためには、i,eを高速かつ高精
度で検出する理想的なセンサが必要となり、実用的には
むずかしい。また、負荷のインピーダンスＬおよび抵抗
Ｒも温度等により刻々変化していくので、それを修正す
ることも困難である。
さらに、電圧目標値e0を演算する際の処理時間遅れも、
電流偏差が高速で変化するため無視できない誤差とな
る。
これらのことから、上記従来の瞬時電流制御方法にあつ
ては、スイツチングモードの設定が不適切な領域が必ず
存在してしまい、最適な電圧ベクトルだけによる電流制
御が困難となる。その結果、インバータのスイツチング
周波数や損失の増加、電流制御精度の悪化、騒音や雑音
の増加を招くという問題があつた。
また、第30図の従来方法では仮にスイツチングモードが
適切に設定されているとしても、電圧ベクトルの切り換
え時に２相の転流を必要とする場合が起こる。
たとえばＡモードで電圧ベクトルV0を選択している時に
電流偏差が第33図のV2で示す領域に入つた場合、電圧ベ
クトルをV0からV2に切り換える、すなわち、第１表から
わかるようにＡ相とＢ相を同時に転流させる必要があ
る。
また、Ａモードで電圧ベクトルV7を選択している時に、
電流偏差が第33図のV1で示す領域に入つた場合において
も、電圧ベクトルをV7からV1に切り換える、すなわちＢ
相,C相を同時に転流させる必要がある。
これに対し、仮に式（２）に示すような電圧ベクトルの
切り換えだけ行なうようにすれば、１相だけの転流で電
圧ベクトルの切り換えができるはずである。
V0V1V2V7（Ａモード時） …（２） したがつて第30図の従来方法は式（２）のような電圧ベ
クトルの切り換えに比べ、より多くの転流回数を必要と
することになる。そのためスイツチング周波数が増加
し、インバータ損失、騒音、雑音の増加を招く。
さらに従来方法では、第32図において、電流偏差が外側
の六角形の外側に存在している場合、しきい値Sa3,Sb3,
Sc3上で発振状態となる。たとえば、電流偏差が外側の
六角形の外でしきい値Sb3付近のV1の領域に存在してい
たとすると、即座にV2の領域に移動し、V2の領域に入れ
ば即座にV1の領域に移動する。すなわち電圧ベクトル切
り換え時のむだ時間を周期として発振を起こす。
〔発明の目的〕
本発明の目的は、上記従来の問題点を解決すること、言
い換えれば、スイツチングモードを実時間で常に適切に
設定することができ、電圧ベクトルを１相だけの転流で
切り換えることができ、これによつていかなる場合にお
いても発振状態になることがなく、インバータのスイツ
チング周波数、損失、騒音、雑音が低く、電流制御精度
の高いインバータの電流制御方法を提供することにあ
る。
〔発明の説明〕
上記目的を達成するため、本発明は、パルス幅変調制御
されている電圧形多相インバータの出力電流の瞬時値
を、その指令値に一致させるべくインバータのスイッチ
ング素子を駆動制御する多相インバータの電流制御方法
において、各相のスイッチング素子のオンオフ組み合わ
せから定まる複数の電圧ベクトルを、位相が隣合う２つ
の電圧ベクトルの組と零ベクトルとを要素とする複数の
電圧ベクトル群に区分し、複素平面を前記位相が隣合う
２つの電圧ベクトルによって挟まれる複数の範囲に区分
し、前記電圧ベクトル群に対応させて当該群内の電圧ベ
クトルを選択可能とするスイッチングモードを定め、前
記出力電流の各相ごとに設定された複数のしきい値によ
って前記複素平面上に複数の量子化領域を画成してなる
量子化マップを設定し、各相ごとの電流偏差をそれぞれ
対応する前記しきい値と比較して各相の電流偏差が共通
して属する量子化領域を求め、求めた量子化領域と前制
御時に求めた量子化領域とを結んだ方向を電流偏差ベク
トルの先端位置の変化方向として検出し、前記電流偏差
が零の点を中心とする中心角60゜の６つの基準変化方向
の範囲を設定し、検出した前記変化方向が現在出力され
ている電圧ベクトルと現在設定されているスイッチング
モードとから理論的に定まる前記基準変化方向の範囲で
定義される範囲に属するか否かを判定し、この判定が肯
定の場合は設定されているスイッチングモードを継続設
定し、否定の場合には検出した前記変化方向が現在出力
されている電圧ベクトルにおける前記基準変化方向に一
致するスイッチングモードに変更設定し、継続又は変更
設定されたスイッチングモードにて選択可能とされてい
る前記電圧ベクトルの内から前記電流偏差を原点を含む
所定の範囲内にすることが可能な電圧ベクトルを選択し
て出力することを特徴とする。
すなわち、本発明は、適切なスイツチングモードが設定
されていれば、現在出力されている電圧ベクトルに対
し、電流偏差ベクトルの先端位置の変化方向（以下、単
に電流偏差の変化方向と略称する）は、特定の範囲に収
まらなければならないという原理に基づくものである。
そして、上記本発明によれば、制御時ごとに、電流偏差
の変化方向を検出して基準変化方向の範囲に属するか否
か判定し、この判定が肯定の場合はスイツチングモード
が適切であるから、現在設定されているスイツチングモ
ードのままとし、否定の場合は現在出力されている電圧
ベクトル選択時に検出変化方向が属する基準変化方向の
範囲を有するスイツチングモードに変更する。これによ
つて、適切なスイツチングモードが変更または継続設定
され、この設定されたスイツチングモードにて選択可能
と定められている電圧ベクトルの内から、電流偏差を原
点を含む所定の範囲内にすることが可能な電圧ベクトル
が選択され、次回制御周期の出力電圧ベクトルとされる
のである。
ここで、さらに本発明を図を用いて説明する。
第１図に本発明を適用してなる電流制御装置の基本概念
図を示し、これらに基づいて発明の概念を説明する。
第１図において、電流偏差変化方向検出回路22は、入力
される出力電流の瞬時値の指令値ｉ＊と検出値ｉの各相
の偏差Δｉに基づいて、電流偏差の変化方向すなわち電
流偏差ベクトルの先端位置の変化方向を検出するように
なつている。スイツチングモード決定回路23は、現在選
択されている電圧ベクトルVkおよび現在設定されている
スイツチングモードから決まる電流偏差の変化方向の範
囲と、検出した電流偏差の変化方向とを比較、判定し、
最適なスイツチングモードを決定する。なお、スイツチ
ングモード決定回路23には、前記第２表に示したよう
に、インバータ各相のスイツチング素子のオンオフ組み
合わせから定まる複数の電圧ベクトルを、位相が隣合う
２つの電圧ベクトルの組と零ベクトルとからなる複数の
電圧ベクトル群に区分し、該群に対応させて当該群内の
電圧ベクトルを選択可能とする複数のスイツチングモー
ドを定めてなるテーブルが現在の電圧ベクトル、現在の
スイツチングモード、電流偏差の変化方向の関数として
格納されている。電圧ベクトル選択回路24は、スイツチ
ングモード決定回路23により設定されたスイツチングモ
ードに対し、選択することを許されている電圧ベクトル
の内から出力電流を出力電流指令値に近似することが可
能な電圧ベクトルを選択し、ドライバ回路に出力するよ
うになつている。
〔発明の効果〕
上述したように、本発明によれば、現在設定されている
スイツチングモードが適切であるか否かを、電流偏差の
変化方向に基づいて常に判定し、この判断結果によりス
イツチングモードを設定していることから、検出精度が
劣りかつ検出時間遅れを有する目標電圧位相角に基づい
てスイツチングモードを決定する従来法に比較して、実
時間で最適なスイツチングモードを設定することがで
き、ひいては最適な電圧ベクトルだけによる瞬時電流制
御が可能になる。その結果、インバータのスイツチング
周波数、損失、騒音、雑音などを低減することができる
と同時に、電流の制御精度を向上することができる。
また、実時間制御であることから過渡状態においても、
負荷のインピーダンスが変化する場合においても、上記
の効果を奏することができるとともに、外乱などに対す
る安定性や信頼性が増す。
さらに、目標電圧位相角が推定できない負荷に対しても
適用することができる。
〔実施態様の説明〕
本発明は、選択可能とするスイツチングモードの設定
と、スイツチングモードの変更設定において、次に述べ
るような第１の態様をとることができる。
すなわち、第１の態様の構成は、前記選択可能とするス
イツチングモードの設定において、目標電圧位相角に近
似された準目標電圧位相角を検出し、各相のスイッチン
グ素子のオンオフ組合せから定まる複数の電圧ベクトル
から零ベクトルを除いた電圧ベクトルの位相を中心とし
て±30゜の範囲に前記準目標電圧位相角が含まれると
き、当該電圧ベクトルを要素とする２種類のスイッチン
グモードを設定可能なスイッチングモードとし、スイッ
チングモードの変更設定においては前記設定可能なスイ
ッチングモードの中から前記基準変化方向に一致するス
イッチングモードに変更することを特徴とする。
そして、本発明の第１の態様によれば、電圧目標値の位
相角に近似する準目標電圧位相角を用い、スイツチング
モードを設定するにあたり準目標電圧位相角に対応させ
て定められているスイツチングモードを満足することを
決定条件としていることから、上記発明の効果に加え、
最適なスイツチングモードをある程度絞り込むことがで
き、これによつてスイツチングモードと電圧ベクトルの
設定処理が簡単化されるとともに、処理時間が短縮され
るという効果がある。
また、準目標電圧位相角は多くの誤差を含んだ粗い精度
のものでよいことから、演算処理が簡単で、かつ実装置
化するにあたつて高価なセンサなどを必要としない。
さらに、本発明は、第１図のスイツチングモード決定回
路23にかかるスイツチングモードの決定方法において、
第２の態様と第３の態様を構成することができる。
第２の態様が適用されてなる装置の概念構成を第２図に
示す。
同図に示したように、スイツチングモード決定回路23
は、スイツチングモード判定回路25とスイツチングモー
ド設定回路26とからなる。
スイツチングモード判定回路25には、電流偏差変化方向
検出回路22から電流偏差の変化方向が、またスイツチン
グモード設定回路26から、現在設定されているスイツチ
ングモードが、電圧ベクトル選択回路24から、現在選択
されている電圧ベクトルが、それぞれ入力されており、
それらの情報に基づいて現在設定されているスイツチン
グモードの適否を判定し、現在設定されているスイツチ
ングモードが不適切な場合、スイツチングモードを変更
するための信号をスイツチングモード設定回路26に出力
するようになつている。
この判定は、現在選択されている電圧ベクトルと現在設
定されているスイツチングモードの２つの情報から決ま
る電流偏差の変化方向の範囲と、検出された電流偏差の
変化方向とを比較、対照することにより行う。
すなわち、電流偏差の検出変化方向が、現在選択されて
いる電圧ベクトルと現在設定されているスイツチングモ
ードの２つの情報から決まる電流偏差の基準変化方向の
範囲の中に入つている場合は、スイツチングモードが適
切であると判定して現在のスイツチングモードをそのま
ま継続設定するものとし、一方、電流偏差の検出変化方
向が上記基準変化方向の範囲の中に入つていない場合
は、現在設定されているスイツチングモードを電流偏差
の検出変化方向が入る基準変化方向を有する現在選択さ
れている電圧ベクトルから決まるスイツチングモードに
変更するものとする。
スイツチングモード設定回路26は、初期モードとして予
め定められているスイツチングモードの内から１つのス
イツチングモードを現在のスイツチングモードとして設
定し、以降はスイツチングモード判定回路25から出力さ
れるスイツチングモード変更信号に応じて随時スイツチ
ングモードを再設定するようになつている。
第３の態様が適用されてなる装置の概念構成を第３図に
示す。同図に示したように、スイツチングモード決定回
路23は、スイツチングモード判定回路27とスイツチング
モード設定回路28とからなる。なお、スイツチングモー
ド設定回路28には、第２の態様と同様に設定されたスイ
ツチングモードであり、目標電圧位相角に対して所定の
許容誤差をもつて近似された準目標電圧位相角に対応さ
せて定めてなるテーブルが格納されている。
なお、準目標電圧位相角θは次に述べるような周知技術
により簡易に求めたものでよい。
（１） 直接インバータの出力電圧を検出し、その波形
をローパスフイルターにかけて基本波をとりだし、その
位相角を求める。
（２） 負荷のインピーダンスがある程度わかつている
場合、電圧と電流の位相差がわかるので、電流指令値の
位相角にその位相差を加えて求める。
（３） 交流電動機をベクトル制御する場合には、ベク
トル制御回路内で電圧位相が認識されているので、これ
を利用する。
スイツチングモード判定回路27には、電流偏差変化方向
検出回路22から電流偏差の検出変化方向が、スイツチン
グモード設定回路28から現在設定されているスイツチン
グモードが、電圧ベクトル選択回路24から現在選択され
ている電圧ベクトルが、それぞれ入力されており、それ
らの情報に基づいて現在設定されているスイツチングモ
ードの適否を判定する。そして、現在設定されているス
イツチングモードが不適切な場合、設定することが許さ
れているスイツチングモードの範囲内でスイツチングモ
ードを変更するための信号をスイツチングモード設定回
路28に出力するようになつている。
この判定は、第２の態様と同様に、現在選択されている
電圧ベクトルと現在設定されているスイツチングモード
の２つの情報から決まる電流偏差の変化方向の範囲と、
検出された電流偏差の変化方向とを比較、対照すること
により行う。
すなわち、電流偏差の検出変化方向が、現在選択されて
いる電圧ベクトルと現在設定されているスイツチングモ
ードの２つの情報から決まる電流偏差の基準変化方向の
範囲の中に入つている場合は、スイツチングモードが適
切であると判定して現在のスイツチングモードをそのま
ま継続設定するものとし、一方、電流偏差の検出変化方
向が、上記の基準変化方向の範囲の中に入つていない場
合は、スイツチングモードを変更する指令をスイツチン
グモード設定回路28に出力する。
スイツチングモード設定回路28には、電圧目標値の位相
角に関係する準目標電圧位相角が入力されている。そし
て、準目標電圧位相角に対応させて定められているスイ
ツチングモードの中から、設定することが許されるスイ
ツチングモードを複数種類選択する。すなわち、準目標
電圧位相角に許容値以内誤差が含まれていると想定した
とき、現在の最適なスイツチングモードになりうるスイ
ツチングモードを選定する。そして、その中から前記ス
イツチングモードを変更する指令に基づいて１つのスイ
ツチングモードを現在のスイツチングモードとして設定
する。そして、スイツチングモード判定回路27からのス
イツチングモード変更指令に基づいて上記の中でスイツ
チングモードを随時変更するようになつている。
これによつて、電流偏差の変化方向と準目標電圧の位相
角との両方を満足するスイツチングモードが選択設定さ
れることになる。
なお、電流偏差変化方向検出回路22と電圧ベクトル選択
回路24は、第２の態様と同一の機能構成であるから、説
明を省略する。
さらに本発明は、電流偏差ベクトルの先端位置の変化方
向を検出する方法において、次の様な第４の実施態様を
とり得る。
すなわち、出力電流各相ごとに設定された複数のしきい
値によつて複素平面上に複数の量子化領域を画成してな
る量子化マツプを設定し、各相ごとの電流偏差をそれぞ
れ対応する前記しきい値と比較して各相の電流偏差が共
通して属する前記量子化マツプの量子化領域を求め、外
領域と前回の制御周期時の量子化領域とを結んだ方向を
電流偏差ベクトルの先端位置の変化方向として検出する
ことができる。
電流偏差は３相インバータの場合、各相a,b,c方向の単
位ベクトルを としたとき、出力電流指令値＊とその検出値と電流
偏差ベクトルΔは、それぞれ次式（３）で表わすこと
ができる。
したがつて、（３）式を用いて電流偏差をベクトル演算
により求めることができる。しかし、ベクトル演算によ
れば演算処理時間が長くなるという虞れがある。
そこで、本第４の態様においては、例えば第６図に示す
ように、各相a,b,cに対して４本のしきい値Sa1〜Sa4,Sb
1〜Sb4,Sc1〜Sc4を設定し、これらのしきい値によつて
画成される複素平面上の複数の領域を量子化領域Rjと
し、各相の電流偏差Δia,Δib,Δicが共通して属する量
子化領域Rjを量子化電流偏差Rjと定義するようにし、こ
れによつてベクトル演算を行なうことなく、簡単な演算
処理にて電流偏差ベクトルに相関した量を求めるように
したのである。
尚、設定されたスイツチングモードにて選択可能と定め
られている電圧ベクトルの内から電流偏差を原点を含む
所定の範囲内に留めることが可能な電圧ベクトルを選択
する方法としては以下のように種々の方法をとり得る。
（ｉ） 電流偏差が原点を含む所定の範囲から出ようと
する時、設定されているスイツチングモードにて選択可
能とされている電圧ベクトルの内から、その電圧ベクト
ルと設定されているスイツチングモードから定まる基準
変化方向の範囲の中心線の方向が電流偏差を180゜回転
させた方向に最も近くなる前記電圧ベクトルを選択して
出力する。
（ii） 電流偏差が原点を含む所定の範囲から出ようと
する時、設定されているスイツチングモードにて選択可
能とされている電圧ベクトルでありかつ設定されている
電圧ベクトルから１相だけの転流で切り換えの可能な電
圧ベクトルの内から、その電圧ベクトルと設定されてい
るスイツチングモードから定まる基準変化方向の範囲の
中心線の方向が電流偏差を180゜回転させた方向に最も
近くなる前記電圧ベクトルを選択して出力する。
（iii） 電流偏差が原点を含む所定の範囲から完全に
出ている時、前記範囲の外側を各電圧ベクトルの延長線
を中心として設けられた領域と、隣り合う電圧ベクトル
の延長線の中間に設けられた領域に区分し、電流偏差が
電圧ベクトルの延長線を中心として設けられた領域に存
在する場合、その領域の中心線上に存在する電圧ベクト
ルを無条件に選択し、電流偏差が隣り合う電圧ベクトル
の延長線の中間に設けられた領域に存在する場合、前記
隣り合う電圧ベクトルの内、転流を必要とする相数が少
ない電圧ベクトルを選択する。
（iv） 電流偏差が原点を含む所定の範囲から完全に出
ている時、前記範囲の外側を各電圧ベクトルの延長線を
中心として設けられた領域に区分し、電流偏差が電圧ベ
クトルの延長線を中心として設けられた領域に存在する
場合、その領域の中心線上に存在する電圧ベクトルを選
択し、電流偏差が他の電圧ベクトルの延長線を中心とし
て設けられた領域に移動した場合、移動した時点から一
定期間経た後、その領域の中心線上に存在する電圧ベク
トルに変更する。
（ｖ） 電圧ベクトルの切り換え時点を決定するため
に、電流偏差が原点を含む所定の範囲から出ようとする
時点を判定する際、前記所定の範囲を複数の種類用意
し、複数の所定の範囲と電流偏差を比較することにより
複数の電圧ベクトル切り換え時点を認識し、設定されて
いるスイツチングモード、選択されている電圧ベクト
ル、電流偏差の過去の状態に応じて電圧ベクトルの切り
換え時点を変える。
（vi） 電圧ベクトルの切り換え時点を決定するため
に、電流偏差が原点を含む所定の範囲から出ようとする
時点を判定する際、設定されているスイツチングモー
ド、選択されている電圧ベクトル、電流偏差の過去の状
態に応じて、前記所定の範囲を変化させ、電圧ベクトル
の切り換え時点を変える。
（vii） そのほか、第30図〜第33図の従来の方法を用
いて電圧ベクトルを選択することもできる。ただしこの
場合、スイツチングモードは外部で目標電圧位相角を演
算し、それに基づいて決めるのではなく、本発明により
内部で常に適切に設定する。
ここで、（ｉ）の方法を採用した場合、最適な電圧ベク
トルだけを選択して、電流偏差を所定の範囲内に留める
ことが可能となる。
（ii）の方法を採用した場合には、最適な電圧ベクトル
だけを選択して、かつ、電圧ベクトルの切り換えを１相
の転流だけで、電流偏差を所定の範囲内に留めることが
可能となる。
（iii）の方法を採用した場合には、電流偏差が所定の
範囲から完全に出ている時でも、電圧ベクトルの切り換
えが発振することなく、すみやかに電流偏差を所定の範
囲内に収束させることができる。
（iv）の方法を採用した場合には、電流偏差が所定の範
囲から完全に出ている時でも、少ないしきい値で、ま
た、電圧ベクトルの切り換えが発振することなく、すみ
やかに電流偏差を所定の範囲内に収束させることができ
る。
（ｖ）の方法を採用した場合には、電圧ベクトルの切り
換えにヒステリシス特性をもたせることが可能となり、
動作が安定する。また、設定されているスイツチングモ
ード、選択されている電圧ベクトル、電流偏差の過去の
状態に応じて電圧ベクトルの切り換え時点を変えること
により、電流偏差の平均的な偏りを補正することができ
る。
（vi）の方法を採用した場合には、電圧ベクトルの切り
換えにヒステリシス特性をもたせることが可能となり、
動作が安定する。また、設定されているスイツチングモ
ード、選択されている電圧ベクトル、電流偏差の過去の
状態に応じて、電圧ベクトルの切り換え時点を変えるこ
とにより電流偏差の平均的な偏りを補正することができ
る。また以上の処理を少ないしきい値でもつて行うこと
ができる。
〔実施例〕 以下、本発明を適用してなる実施例装置に基づいて本発
明を説明する。
（第１の実施例） 第４図に本発明の第４の態様を適用してなる第１実施例
の構成図を示す。第４図において、加算器29,30,31は、
各相a,b,cの出力電流指令値ia＊,ib＊,ic＊から出力電
流検出値ia,ib,icを減算し、その電流偏差Δia,Δib,Δ
icを電流偏差量子化回路32に出力している。電流偏差量
子化回路32には、各相の出力電流ごとに設定された複数
のしきい値によつて複素平面上に複数の量子化領域を画
成して概念される量子化マツプが格納されている。本実
施例では、第６図に示すように、各相a,b,cに対して４
本のしきい値Sa1〜Sa4,Sb1〜Sb4,Sc1〜Sc4が設定され、
それらしきい値によつて複素平面が複数の量子化領域Rj
（R0〜R60）に区画されている。そして、電流偏差量子
化回路32は、加算器29,30,31から入力される電流偏差Δ
ia,Δib,Δicと、各相のしきい値Sa1〜Sa4,Sb1〜Sb4,Sc
1〜Sc4とを比較し、その比較の結果、各相の瞬時値の電
流偏差Δia,Δib,Δicが共通して属する量子化領域Rjを
求め、その領域Rjを量子化された電流偏差Rjと定義する
ようになつている。この量子化された電流偏差Rjはラツ
チ回路35に出力されている。
一方、発振器33からは、制御周期に同期したクロツク信
号Ｃがラツチ回路34,35,36,37に出力されている。ラツ
チ回路34には、ROM38により選択されて出力される電圧
ベクトル指令が入力されており、ラツチ回路34はクロツ
ク信号Ｃに同期してその電圧ベクトル指令をラツチして
記憶し、その記憶した電圧ベクトル指令を現在の電圧ベ
クトルVkとしてROM回路38に出力している。また、この
ラツチ回路34から出力される現在の電圧ベクトルの情報
は、第28図に示したインバータ１のスイツチング素子と
してのトランジスタTra＋,Trb＋,Trc＋のON・OFF指令と
して、かつNOT回路39,40,41により反転してトランジス
タTra−,Trb−,Trc−のON・OFF指令としてドライバ回路
２に出力されている。
ラツチ回路35は、電流偏差量子化回路32から入力される
量子化された電流偏差Rjを、クロツク信号Ｃに同期して
ラツチして記憶し、その記憶した内容をROM回路38に出
力している。
ラツチ回路36には、ROM回路38により設定されて出力さ
れるスイツチングモード指令が入力されており、このラ
ツチ回路36はクロツク信号Ｃに同期してそのスイツチン
グモード指令を記憶し、その記憶した内容を現在のスイ
ツチングモードとしてROM回路38に出力している。
ラツチ回路37には、ROM回路38から以前の制御時におい
て検出されてなる過去の量子化された電流偏差が入力さ
れており、このラツチ回路37はクロツク信号Ｃに同期し
てその過去の量子化された電流偏差Rj＊を記憶し、その
記憶した内容をROM回路38に出力している。つまり、各
ラツチ回路34,35,36,37は、必要な情報をサンプルし、
その情報をホールドしておくために使用される。
ROM回路38は、ラツチ回路34から入力される現在の電圧
ベクトルVkと、ラツチ回路35から入力される量子化され
た電流偏差Rjと、ラツチ回路36から入力される現在のス
イツチングモードと、ラツチ回路37から入力される過去
の量子化された電流偏差Rj＊とに基づいて、電圧ベクト
ル指令、スイツチングモード指令、過去の量子化された
電流偏差Rj＊を出力している。
ここで、本実施例の電流偏差量子化回路32の具体的回路
構成を第５図に示す。第５図において、基準電圧設定
器、55,56,57,58は、各相のコンパレータ42〜53にしき
い値Sa1〜Sa4,Sb1〜Sb4,Sc1〜Sc4に対応する４種類の基
準電圧を出力している。コンパレータ42〜53は、加算器
29,30,31から出力される各相の電流偏差Δia,Δib,Δic
と、基準電圧設定器55,56,57,58から出力されるしきい
値S1,S2,S3,S4とをそれぞれ比較し、比較結果をROM回路
54に出力する。ROM回路54は、比較結果の情報を読み出
しアドレスとし、このアドレスに比較結果に対応する量
子化領域Rjの情報からなる量子化マツプに相当する内容
が格納されており、入力される比較結果に対応する量子
化領域Rjを量子化電流偏差Rjとして認識するようになつ
ている。
次に、ROM回路38の構成を説明する。なお、ROM回路38
は、前記第２図に示した第２の態様の電流偏差変化方向
検出回路22と、スイツチングモード判定回路25と、スイ
ツチングモード設定回路26、電圧ベクトル選択回路24の
機能を含んだものとなつている。
ROM回路38には、現在のスイツチングモード、現在の電
圧ベクトルVk、過去の量子化された電流偏差Rj＊、現在
の量子化された電流偏差RjをROM回路38のアドレス側に
アドレスビツトを分割して割り当て、そのアドレス側の
情報に基づいて、今後選択すべきスイツチングモード、
今後選択すべき電圧ベクトルVk、次回の判定で使用すべ
き過去の量子化された電流偏差Rj＊が出力されるよう
に、それらの内容がすべて格納されている。そして、ス
イツチングモードと、各スイツチングモードにおける選
択可能な電圧ベクトルVkは、前述した第29図と第２表に
示した内容に従うものとし、入力される量子化電流偏差
Rjに応じスイツチングモードと電圧ベクトルを決定する
にあたつての処理法が定められている。
すなわち、量子化電流偏差Rjが、第７図に示すように太
線で示す外側の六角形の外側、つまりいずれかの相のし
きい値の絶対値が最大のものを越えた量子化領域Rjに存
在する場合は、図中に示したように、それらの量子化領
域Rjに対応させて定めた電圧ベクトルを無条件に選択し
電圧ベクトル指令として出力する。なお、電圧ベクトル
が２種類定められている量子化領域については、電圧ベ
クトルを変更することによつて生ずるスイツチング素子
のスイツチング回路が少ない方の電圧ベクトルを選択す
る。また、内側の六角形の内側、つまり各相のしきい値
の絶対値が最小のものを下まわる量子化領域Rjについて
は、電圧ベクトルの変更を行わないものとする。また、
内側の六角形と外側の六角形の間の量子化領域Rjについ
ては、後述するように、現在設定されているスイツチン
グモードと、現在選択されている電圧ベクトルVkによ
り、選択する電圧ベクトルVkを決める。なお、電圧ベク
トルVkを変更するときは、そのときの量子化電流偏差Rj
を過去の量子化電流偏差Rj＊とし、電圧ベクトルVkを変
更しないときには、ラツチ回路37にサンプルホールドさ
れている過去の量子化された電流偏差Rj＊のままとす
る。これにより、電流偏差Rjの変化の軌跡の始点を常に
認識しておくことができる。
ここで、第７図に示した量子化マツプの内側六角形と外
側六角形により囲まれた量子化領域Rjに量子化電流偏差
Rjが存在するときの処理について説明する。なお、前に
も説明したように、スイツチングモードが適切であれ
ば、電流偏差の変化方向は、現在設定されているスイツ
チングモードＡ〜Ｆと、選択されている電圧ベクトルVk
により定まる一定の範囲、つまり基準変化方向の範囲に
収まらなければならない。この基準変化方向を電流偏差
の変化方向を複素平面の原点０を始点として変化する方
向におき変えて示すと、第３表または第８図〜第13図に
斜線を付して示した範囲になる。この基準変化方法は、
現在出力されている電圧ベクトルと現在設定されている
スイッチングモードとから理論的に定まる電流偏差ベク
トルの先端位置の変化方向の範囲に相当する。すなわ
ち、例えば、現在の電圧ベクトルがV1、スイッチングモ
ードがＡであつたとすると、電流偏差（ｉ＊−ｉ）との
関係は、前記（１）式から次の式（１′）で定まる。
ｄ（ｉ＊−ｉ）/dt≒（e0−V1）/L …（１′） ここで、スイッチングモードがＡであるから、目標電圧
e0は第31図に示す電圧ベクトルV1とV2により挟まれる領
域に存在する。したがって、電流偏差の変化方向は目標
電圧e0のベクトルから電圧ベクトルV1をベクトル的に差
し引いて得られるベクトルの方向、言い換えれば電圧ベ
クトルV1の先端から目標電圧e0のベクトルの先端に向か
う方向になる。目標電圧e0のベクトル方向は電圧ベクト
ルV1とV2により挟まれる領域で変化する。その変化範囲
の片方の限界は、目標電圧e0のベクトルの方向が電圧ベ
クトルV1に一致したときであり、他方の限界は目標電圧
e0のベクトルが電圧ベクトルV2に一致したときである。
つまり、目標電圧e0のベクトル方向が電圧ベクトルV1に
一致したときは、電流偏差ベクトルの変化方向は原点に
向かう方向（V4の方向）となり、目標電圧e0のベクトル
が電圧ベクトルV2に一致したときは、電流偏差ベクトル
の変化方向はV1の先端からV2の先端に向かう方向（V3の
方向）となり、第８図のr3の範囲と一致する。同様に、
他のスイッチングモード又は他の電圧ベクトルが選定さ
れた場合も、電流偏差ベクトルの基準変化方向は第３表
に示したように一義的に定まる。
そこで、現在の量子化電流偏差Rjと過去の量子化電流偏
差Rj＊を比較して電流偏差の変化方向を検出し、その電
流偏差の検出方向が、対応する基準変化方向の範囲に収
まつているかどうかにより、現在設定されているスイツ
チングモードが適切かどうかを判定する。
例えば、第14図に示すように、現在設定されているスイ
ツチングモードがＡモードで、現在選択されている電圧
ベクトルがV1で、過去の量子化電流偏差Rj＊がR1で、現
在の量子化電流偏差RjがR9であるとすると、電流偏差の
変化は、破線矢印110に示す軌跡をたどつたと考えら
れ、第８図と第13図からみて、スイツチングモードをＦ
モードに変更しなければならないことがわかる。そこ
で、スイツチングモード指令をＡモード からＦモードに切り換える。
一方、現在設定されているスイツチングモードがＡモー
ドで、現在選択されている電圧ベクトルVkがV1で、過去
の量子化電流偏差Rj＊がR1で、現在の量子化電流偏差Rj
がR5の場合には、第14図の実線矢印111で示した電流偏
差の変化方向となるから、第８図の基準変化方向の範囲
内に収まつている。したがつてこの場合には、スイツチ
ングモード指令は変更せず、Ａモードのままにしてお
く。
このような処理は、ROM38内に書き込まれているデータ
により行われる。
すなわち、ROM38のアドレス側に、現在のスイツチング
モード、現在の電圧ベクトルVk、過去の量子化された電
流偏差Rj＊、現在の量子化された電流偏差Rjがアドレス
のビツトを分割して割り当ててあるので、以上の入力情
報に対応するスイツチングモード指令をアドレスの関数
として、ROM38のスイツチングモードに割り当てられた
出力のビツトに書き込んでおく。
たとえば、入力情報がスイツチングモードをＡモードか
らＦモードに切り換えるべき状態に相当するアドレスに
は、Ｆモードの指令を書き込んでおく。また、スイツチ
ングモードをＡモードのままにしておくべき状態に相当
するアドレスには、Ａモードの指令を書き込んでおく。
以上のように、ROMのデータを書き込んでおくことによ
り、現在のスイツチングモード、現在の電圧ベクトルV
k、過去の量子化された電流偏差Rj＊、現在の量子化さ
れた電流偏差RjがROM38のアドレスに入力されると、即
座にスイツチングモード指令が読み出される。
なお、以上のような判定が全ての制御周期に対して行わ
れるように、第14図のようなマツプが、あらゆるスイツ
チングモードＡ〜Ｆ、あらゆる電圧ベクトルVk、あらゆ
る過去の量子化電流偏差Rj＊、あらゆる現在の量子化電
流偏差Rjに対する関数として用意されており、ROM回路3
8に格納されている。
次に、電流偏差Rjが内側の六角形101と外側の六角形100
の間の領域に入つた場合の電圧ベクトルVkの選択方法に
ついて説明する。
基本的には、変更または継続設定されたスイツチングモ
ードに対し、選択することが許されている電圧ベクトル
Vkの中から、電流偏差Rjを効果的に減少させることが可
能で、かつスイツチング回数の少ない電圧ベクトルVkを
選択する。そこで、スイツチングモードの場合と同様、
この基準に合わせて、すべての制御周期に対し、最適な
電圧ベクトルVkが選択されるように、第15図に示すよう
な電圧ベクトル選択マツプが、あらゆるスイツチングモ
ード、あらゆる電圧ベクトルVk、あらゆる過去の量子化
電流偏差Rj＊、あらゆる現在の量子化電流偏差Rjに対す
る関数として用意されており、ROM回路38に格納されて
いる。
このように構成されることから、加算器29,30,31から出
力される各相の電流偏差Δia,Δib,Δicは電流偏差量子
化回路32において量子化され、この量子化電流偏差Rjは
制御周期ごとにラツチ回路35にラツチされて記憶され
る。ROM回路38にラツチ回路35から量子化電流偏差Rjが
入力されると、ラツチ回路37から入力されている過去の
量子化電流偏差Rj＊と、ラツチ回路34から入力されてい
る現在の電圧ベクトルVkと、ラツチ回路37から入力され
ている現在のスイツチングモードとによつて定まるアド
レスの内容が読み出され、選択すべき電圧ベクトルVkと
して出力される。つまり、ROM38の内容は、前述した処
理手順に従つて作成されており、量子化電流偏差Rjが入
力されるだけで、最適な電圧ベクトルが選択されて出力
される。
上述したように、本第１の実施例によれば、目標電圧位
相角によらず、電流偏差の変化方向に基づいてスイツチ
ングモードの適否を判定するようにし、適切なスイツチ
ングモードを設定してこれに対応して定められた電圧ベ
クトルのうち、電流偏差を効率よく低減することができ
る電圧ベクトルを選択するようにしていることから、制
御の応答遅れが極めて小さいので、過渡状態において
も、また負荷インピーダンスが変化しても、常に最適な
電圧ベクトルだけ選択する電流制御が可能となる。その
結果、インバータのスイツチング周波数、損失、騒音、
雑音等を低減することが可能となり、電流制御精度も向
上する。また、外乱等に対しても安定性、信頼性が増す
という効果がある。また、本第１の実施例では、目標電
圧位相角を演算検出していないので、それに必要な処理
回路等が不必要であるとともに、目標電圧位相角が予想
できない負荷に対しても適用できる。
しかも、本第１の実施例では、電流偏差の変化方向検出
とスイツチングモードの判定および設定と、電圧ベクト
ルの選択をROM回路38だけで行つている。そのため、電
流制御回路がコンパクトになり、経済的にも有利であ
る。また、電流偏差が大きい場合には、第７図に示すよ
うに、一番速く電流偏差を減少させる電圧ベクトルを無
条件に選択するようにしているので、応答性が向上す
る。そしてまた、第７図に示すように、外角の六角形10
0の外側の領域に対しては、２種類の電圧ベクトルVkを
選択できる領域を設けてあるので、電圧ベクトルVkの選
択がヒステリシス動作となり、発振を防ぐことができ
る。これに対し、第32図に示す従来のものによれば、境
界線上で必ず発振が起こる。
本第１の実施例では、電圧ベクトルをスイツチングモー
ドと現在の電圧ベクトルと、量子化された電流偏差に基
づいて決定している。そのため、電圧ベクトルの選択さ
れる順番を細かく規定できるようになり、１相だけの転
流ですべての電圧ベクトルを変更することが可能とな
る。したがつて、インバータのスイツチング周波数を低
減できるようになり、ひいてはスイツチング損失、騒
音、雑音を低減することが可能となる。この点、従来の
ものによれば、現在の電圧ベクトルをフイードバツクし
ていないので、電圧ベクトルの選択される順番が不規則
となり、電圧ベクトルの変更時に２相同時に転流するこ
とが発生するので、スイツチング周波数が増加するとい
う問題があるのである。
（第２の実施例） 第16図に、第３の態様を適用してなる第２の実施例の構
成図を示す。同図において、第４図の第１実施例と同一
機能構成を有するものには同一符号を付して、説明を省
略する。
電流偏差量子化回路59には、各相の出力電流ごとに設定
された複数のしきい値によつて複素平面上に複数の量子
加領域を画成して概念される量子化マツプが格納されて
いる。本実施例では、第18図に示すように、各相a,b,c
に対して３本のしきい値Sa11,Sa12,Sa13,Sb11,Sb12,Sb
13,Sc11,Sc12,Sc13が設定され、それらしきい値によつ
て複素平面が複数の量子化領域Rj（R100〜R160）に区画
されている。
なお、各相３本のしきい値のうち２本は、ROM回路66か
らのしきい値切換信号により切り換えられるようになつ
ている。
そして、電流偏差量子化回路59は、、加算器29,30,31か
ら入力される電流偏差Δia,Δib,Δic各相のしきい値Sa
11〜Sa13,Sb11〜Sb13,Sc11〜Sc13とを比較し、その比較
の結果、各相の瞬時値の電流偏差Δia,Δib,Δicが共通
して属する量子化領域Rjを求め、その領域Rjを量子化さ
れた電流偏差Rjと定義するようになつている。この量子
化された電流偏差Rjは，ラツチ回路63に出力されてい
る。
発振回路60は、制御周期に同期したクロツク信号Ｃを単
安定マルチバイブレータ61、ラツチ回路62,63,64,65,79
に出力している。なお、発振回路60には、単安定マルチ
バイレータ61の出力が入力されており、それがアクテイ
ブの時、クロツク信号Ｃの出力を停止するようになつて
いる。単安定マルチバイブレータ61には、ROM回路66か
ら電圧ベクトル切換禁止指令が入力されており、発振器
60からのクロツク信号に同期して、一定期間のクロツク
停止信号を発振器60に出力するようになつている。
ラツチ回路62には、ROM回路66から電圧ベクトル指令が
入力されており、発振器60からのクロツク信号Ｃに同期
して電圧ベクトル指令を記憶し、記憶した電圧ベクトル
指令を現在の電圧ベクトルとしてROM回路66に出力して
いる。また、ラツチ回路62から出力されている現在の電
圧ベクトル情報は、第１の実施例と同様に、トランジス
タTra＋,Trb＋,Trc＋のON,OFF情報としてドライバ回路
に出力されている。また、トランジスタTra−,Trb−,Tr
c−のON,OFF情報としては、現在の電圧ベクトルをNOT回
路39,40,41により反転した情報がドライバ回路２に出力
されている。ラツチ回路63には、電流偏差量子化回路59
により量子化された電流偏差Rjが入力されており、クロ
ツク信号Ｃに同期して、入力される量子化電流偏差Rjを
記憶し、その記憶した情報をROM回路66に出力してい
る。ラツチ回路64には、図示していない手段により求め
られた電相標値の位相角に相当する準目標電圧位相角が
入力されており、クロツク信号Ｃに同期して、その準目
標電圧位相角を記憶するとともに、その記憶した情報を
ROM回路66に出力するようになつている。ラツチ回路65
には、クロツク信号Ｃに同期してROM回路66から出力さ
れるスイツチングモード指令がラツチされるようになつ
ていると同時に、その記憶した情報を現在のスイツチン
グモードとしてROM回路66に出力している。ラツチ回路7
9には、ROM回路66から過去の量子化電流偏差Rjが入力さ
れており、発振器60からのクロツク信号に同期して過去
の量子化電流偏差Rj＊を記憶し、その記憶した情報をRO
M回路66に出力している。
以上のラツチ回路62,63,64,65,79は必要な情報をサンプ
ルし、その情報をホールドしておくために使用してい
る。
ROM回路66は、ラツチ回路62から入力される現在の電圧
ベクトルVkと、ラツチ回路63から入力される現在の量子
化電流偏差Rjと、ラツチ回路64から入力される準目標電
圧位相角θと、ラツチ回路65から入力される現在のスイ
ツチングモードと、ラツチ回路79から入力される過去の
量子化電流偏差Rj＊とに基づいて、電圧ベクトルの指
令、電圧ベクトル切換禁止指令、しきい値切換指令、ス
イツチングモード指令、過去の量子換電流偏差Rj＊を出
力している。
電流偏差量子化回路59の具体的回路構成は、第７図に示
すようになつている。図において、基準電圧設定器76
は、各相のコンパレータ67,68,69にしきい値SSa11,S
b11,Sc11に対応する基準電圧を出力している。これによ
れば、例えば第18図に実線140で示す３本のしきい値が
構成できる。
基準電圧設定器77,78は、それぞれしきい値Sa12またはS
a13,Sb12またはSb13,Sc12またはSc13に対応する２種類
の基準電圧をスイツチ回路73,74,75に出力している。そ
して、スイツチ回路73,74,75は、ROM回路66から出力さ
れるしきい値切換指令によつて２種類のしきい値のうち
いずれか一方をコンパレータ70,71,72に出力するように
なつている。これにより、第18図において一点鎖線で示
す６通りのしきい値が構成できる。ただし、このしきい
値のうち、同時にＳ本のしきい値しか設定できない。
コンパレータ67,68,69は、各相の電流偏差Rjと固定のし
きい値Sa11,Sb11,Sc11とを比較し、比較結果をラツチ回
路63に出力している。コンパレータ70,71,72は、各相の
電流偏差Rjと切り換え可能なしきい値Sa12またはSa13,S
b12またはSb13,Sc12またはSc13と比較し、比較結果をラ
ツチ回路63に出力している。ROM回路66は、前記第３図
に示した電流偏差変化方向検出回路22と、スイツチング
モード判定回路27と、スイツチングモード設定回路28
と、電圧ベクトル選択回路24の機能を含んだものとなつ
ている。
ここで、ROM66の構成について説明する。ROM66は、入力
される量子化電流偏差Rjと準目標電圧位相角θに加え、
現在の電圧ベクトルVk、過去の量子化電流偏差Rj＊、ス
イツチングモード情報に基づいて、基本的には前述した
第３の態様の処理手順に従つて選択される最適な電圧ベ
クトルを、それら入力情報のあらゆる組合わせをアドレ
スとし、各アドレスに対応させて格納したものとされて
いる。
すなわち、スイツチングモードＡ〜Ｆと、各スイツチン
グモードに対して選択可能な電圧ベクトルは、第１の実
施例と同様に、第29図および第２表に示す規定に従う。
また、準目標電圧位相角θに対応させて設定可能なスイ
ツチングモードを、第４表と第20図に示すように規定す
る。
なお、準目標電圧位相角による仕切線130と、スイツチ
ングモードの仕切り線131を30゜ずらしているので、準
目標電圧位相角が±30゜以上の誤差を含まない限り、こ
のようなスイツチングモードの制限は適切である。
すなわち、第20図と第31図を比較すればわかるように、
Ａモードが可能な区間が第20図では第31図に比べて±30
゜ずつ広くなつている。したがつて、±30゜以内の誤差
なら許容される。
また、量子化電流偏差Rjが第19図に示すように、いずれ
かの相のしきい値の絶対値が最大のものを越えた量子化
領域Rjに存在する場合は、それらの量子化領域Rjに対応
させて定められた電圧ベクトルVkを無条件に選択する。
その電圧ベクトルVkは電流偏差を最も速やかに低減させ
るに好適な電圧ベクトルVkが選択されて定められてい
る。なお、各量子化領域の境界線上に電流偏差が存在す
ると、電圧ベクトルの選択が発振状態になる虞れがあ
る。そこで、電圧ベクトルを変更する時は、電圧ベクト
ル切換禁止指令を単安定マルチバイブレータ61に一定期
間電圧ベクトルの切り換えを禁止する。
また、第18図の太線で示す三角形の内側については、準
目標電圧位相角θによる区分θ１〜θ６と、現在のスイ
ツチングモードと、現在の電圧ベクトルと、量子化電流
偏差Rjに応じてスイツチングモードと電圧ベクトルとを
選択する。そしてまた、電圧ベクトルの選択と同時に、
第18図に一点鎖線で示すしきい値Sa12とSa13,Sb12とSb
13,Sc12とSc13の切り換えを行う。このスイツチングモ
ードと電圧ベクトルの選択手順は、第21図〜27図に示し
たマツプに基づいて行う。また、しきい値については、
第５表および第21図〜第27図に例示したように、そのつ
ど設定される。
なお、電圧ベクトルVkを変更するときは、そのときの量
子化電流偏差Rjを過去の量子化電流偏差Rj＊とし、電圧
ベクトルVkを変更しないときには、ラツチ回路79にサン
プルホールドされている過去の量子化電流偏差Rj＊のま
まとする。これにより、電流偏差Rjの変化の軌跡の始点
を常に確認しておくことができる。
ところで、第１の実施例でも説明したように、スイツチ
ングモードが適切であれば、電流偏差の変化方向は、現
在設定されているスイツチングモードＡ〜Ｆと、選択さ
れている電圧ベクトルにより定まる一定の範囲、つまり
基準変化方向の範囲に収まらなければならない。この基
準変化方向を電流偏差の変化方向を複素平面の原点０を
始点として変化する方向におき換えて示すと、第３表ま
たは第８図〜第13図に斜線を付して示した範囲になる。
そこで、現在の量子化電流偏差Rjと過去の量子化電流偏
差Rj＊を比較して電流偏差の変化方向を検出し、その電
流偏差の検出変化方向が、対応する基準変化方向の範囲
に収まつているかどうかにより、現在設定されているス
イツチングモードが適切かどうかを判定する。
例えば、第24図に示したマツプの適用条件に対応する場
合であつて、過去の量子化電流偏差Rj＊が７で、現在の
量子化電流偏差Rjが11であつたとすると、第３表および
第８図〜第13図からスイツチングモードをＦモードに変
更しなければならないことがわかる。そこで、スイツチ
ングモード指令をＡモードからＦモードに設定変更す
る。
一方、第23図に示したマツプの適用条件に対応する場合
であつて、過去の量子化電流偏差Rj＊が８で、現在の量
子化電流偏差Rjが11の場合には、第８図の基準変化方向
の範囲にも、第13図の基準変化方向の範囲にも入り得
る。そこで、この場合には、スイツチングモード指令
は、Ａモードのままにしておく。
このような処理は、ROM66内に書き込まれているデータ
により行われる。
すなわち、ROM66のアドレス側に現在のスイツチングモ
ード、現在の電圧ベクトルVk、過去の量子化された電流
偏差Rj＊、現在の量子化された電流偏差Rj、さらに準目
標電圧位相角θがアドレスのビツトを分割して割り当て
てあるので、以上の入力情報に対応するスイツチングモ
ード指令をアドレスの関数として、ROM66のスイツチン
グモード指令に割り当てられた出力のビツトに書き込ん
でおく。
たとえば、入力情報がスイツチングモードをＡモードか
らＦモードに切り換えるべき状態に相当するアドレスに
はＦモードの指令を書き込んでおき、また、スイツチン
グモードをＡモードのままにしておくべき状態に相当す
るアドレスには、Ａモードの指令を書き込んでおく。
以上のように、ROM66のデータを書き込んでおくことに
より、現在のスイツチングモード、現在の電圧ベクトル
Vk、過去の量子化された電流偏差Rj＊、現在の量子化さ
れた電流偏差Rj、準目標電圧位相角θがROM66のアドレ
スに入力されると、即座にスイツチングモード指令が読
み出される。
なお、以上のような判定が、すべての制御周期に対して
行われるように、第21図から第27図のようなマツプを、
あらゆる準目標電圧位相角θ、あらゆるスイツチングモ
ードＡ〜Ｆ、あらゆる電圧ベクトル、あらゆる過去の量
子化電流偏差Rj＊、あらゆる現在の量子化電流偏差Rjに
対する関数として用意されており、ROM回路66に格納さ
れている。
一方、電圧ベクトルの選択方法については、現在設定さ
れているスイツチングモードに対し、選択することが許
されている電圧ベクトルの中から電流偏差を効果的に減
少させることが可能で、かつスイツチング回数の少ない
電圧ベクトルを選択する。この場合も、スイツチングモ
ードの場合と同様すべての制御周期において最適な電圧
ベクトルが選択されるように、第21図から第27図のよう
なマツプを、あらゆる準目標電圧位相角θ、あらゆスイ
ツチングモードＡ〜Ｆ、あらゆる電圧ベクトルVk、あら
ゆる過去の量子化された電流偏差Rj＊、あらゆる現在の
量子化電流偏差Rjに対する関数として用意されており、
ROM回路66に格納されている。
このように構成されることから、加算器29,30,31から出
力される各相の電流偏差Δia,Δib,Δicは、電流偏差量
子化回路59において量子化され、この量子化電流偏差Rj
は、制御周期ごとにラツチ回路63にラツチされて記憶さ
れる。ROM回路66にラツチ回路63から量子化電流偏差Rj
が入力されると、ラツチ回路79から入力されている過去
の量子化電流偏差Rj＊と、ラツチ回路62から入力されて
いる現在の電圧ベクトルVkと、ラツチ回路65から入力さ
れている現在のスイツチングモードと、ラツチ回路64か
ら入力されている準目標電圧位相角θとによつて定まる
アドレスに格納されている選択すべき電圧ベクトルVkが
読み出されて出力される。つまり、ROM66の内容は、前
述した処理手順に従つて作成されており、量子化電流偏
差Rjと準目標電圧位相角θが入力されるだけて、最適な
電圧ベクトルが選択されて出力される。
上述したように、本第２の実施例によれば、準目標電圧
位相角θと、電流偏差の変化方向に基づいてスイツチン
グモードの適否を判定するようにし、適切なスイツチン
グモードを設定して、これに対応して定められた選択可
能な電圧ベクトルのうち、電流偏差を効率よく低減する
ことができる電圧ベクトルを選択するようにしているこ
とから、制御の応答遅れが極めて小さいので、過渡状態
においても、また負荷インピーダンスが変化しても、常
に最適な電圧ベクトルだけ選択する電流制御が可能とな
る。その結果、インバータのスイツチング周波数、損
失、騒音、雑音等を低減することが可能となり、電流制
御精度も向上する。また、外乱等に対しても、安定性、
信頼性が増すという効果がある。
また、本第２の実施例では、±30゜までの誤差が許され
る準目標電圧位相角θに基づいて、設定可能なスイツチ
ングモードを制限している。これに従つて、現在設定さ
れているスイツチングモードが適切であるかどうか判定
していることから、スイツチングモードを決定するにあ
たつて、その処理方法が簡単となり、第１の実施例に比
べ、電流制御回路をコンパクトにすることができる。
また、そのスイツチングモードを決定する際に要する処
理時間も、第１の実施例に比べ少なくて済み、安定性、
信頼性についてもさらに向上する。
しかも、本第２の実施例では、電流偏差の変化方向検出
とスイツチングモードの判定および設定、電圧ベクトル
の選択、およびしきい値の設定をROM回路66だけで行つ
ている。また、しきい値の設定を可変とし、合計６本だ
けに抑えている。そのため、電流制御回路がさらにコン
パクトになり、経済的にも有利である。
また、電流偏差が大きい場合には、第19図に示すよう
に、一番速く電流偏差を減少させる電圧ベクトルを無条
件に選択するようにしているので、応答性が向上する。
さらに、単安定マルチバイブレータ61に電圧ベクトル切
換禁止指令を出力することにより、第19図の境界線上で
電圧ベクトルの切り換えが頻繁に行われるのを防止して
いる。これに対して第32図に示した従来の方法によれ
ば、境界線上で必ず発振が起こる。
また、本第２の実施例では、電圧ベクトルを、スイツチ
ングモードと現在の電圧ベクトルと量子化された電流偏
差に基づいて決定している。そのため、電圧ベクトルの
選択される順番を細かく規定できるようになり、１相だ
ける転流ですべての電圧ベクトルを変更することが可能
となる。したがつて、インバータのスイツチング周波数
を低減できるようになり、ひいてはスイツチング損失、
騒音、雑音を低減することが可能となる。しかも、現在
の電圧ベクトルをフイードバツクしているので、電圧ベ
クトルに対して、しきい値を切り換えることが可能とな
る。したがつて、上述のように、しきい値を合計６本に
抑えることが可能となり、電流制御回路をコンパクト化
できる。
この点、従来方法によれば、現在の電圧ベクトルをフイ
ードバツクしないので、電圧ベクトルの選択される順番
が不規則となり、電圧ベクトルの変更時に２相同時に転
流することが発生するので、スイツチング周波数が増加
するという問題があつたのである。そのうえ、従来の方
法では、電圧ベクトルに対応してしきい値を切り換える
ことができないので、しきい値が合計15本必要となり、
電流制御回路が複雑になるという問題があるのである。
なお、上記した第１と第２の実施例では、本発明に係る
方法をロジツク回路で構成しているが、アナログ回路に
よつても、あるいはマイクロコンピユータ等によるソフ
トウエアによつても本発明を実現することができる。
また、第１と第２の発明では、一例として、６通りのス
イツチングモードを設定したが、他のスイツチングモー
ドでも実現できる。
電流偏差の量子化方法、電流偏差の変更方向の検出方
法、電圧ベクトルの選択方法についても、実施例は一手
法を示しただけであり、他の方法によつても実現でき
る。
さらに、実施例では、負荷を三相負荷にしているが、他
の多相負荷に対しても同様に実現できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の基本の概念構成図、第２図は本発明の
第２の態様の概念構成図、第３図は第３の態様の概念構
成図、第４図は本発明の第１の実施例の構成図、第５図
は前記第１の実施例に係る電流偏差量子化回路の詳細構
成図、第６図は電流偏差の量子化マツプ、第７図は量子
化電流偏差に対応させて定められた選択可能な電圧ベク
トルのマツプ、第８図はスイツチングモードがＡモード
のときの基準変化方向を示す図、第９図はスイツチング
モードがＢモードのときの基準変化方向を示す図、第10
図はスイツチングモードがＣモードのときの基準変化方
向を示す図、第11図はスイツチングモードがＤモードの
ときの基準変化方向を示す図、第12図はスイツチングモ
ードがＥモードのときの基準変化方向を示す図、第13図
はスイツチングモードがＦモードのときの基準変化方向
を示す図、第14図はスイツチングモードのマツプ、第15
図は電圧ベクトルのマツプ、第16図は本発明の第２の実
施例の構成図、第17図は第２の実施例に係る電流偏差量
子化回路の詳細構成図、第18図は電流偏差の量子化マツ
プ、第19図は量子化電流偏差に対応させて定められた選
択可能な電圧ベクトルのマツプ、第20図は準目標電圧位
相角によるスイツチングモードの制限マツプ、第21図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第22図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第23図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第24図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第25図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第26図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第27図は
スイツチングモードと電圧ベクトルのマツプ、第28図は
従来の電流制御形インバータの構成図、第29図は電圧ベ
クトルの説明図、第30図は従来の電流制御方法を説明す
るための概念構成図、第31図はスイツチングモードマツ
プ、第32図と第33図は量子化電流偏差に対応させて定め
られた選択可能な電圧ベクトルのマツプ、第34図はＡモ
ードをＦモードとして誤認識したときの電流偏差の変化
方向を説明する図である。 22……電流偏差変化方向検出回路、 23……スイツチングモード決定回路、 24……電圧ベクトル選択回路、 25,27……スイツチングモード判定回路、 26,28……スイツチングモード設定回路。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】パルス幅変調制御されている電圧形多相イ
    ンバータの出力電流の瞬時値を、その指令値に一致させ
    るべくインバータのスイッチング素子を駆動制御する多
    相インバータの電流制御方法において、 各相のスイッチング素子のオンオフ組み合わせから定ま
    る複数の電圧ベクトルを、位相が隣合う２つの電圧ベク
    トルの組と零ベクトルとを要素とする複数の電圧ベクト
    ル群に区分し、 複素平面を前記位相が隣合う２つの電圧ベクトルによっ
    て挟まれる複数の範囲に区分し、 前記電圧ベクトル群に対応させて当該群内の電圧ベクト
    ルを選択可能とするスイッチングモードを定め、 前記出力電流の各相ごとに設定された複数のしきい値に
    よって前記複素平面上に複数の量子化領域を画成してな
    る量子化マップを設定し、各相ごとの電流偏差をそれぞ
    れ対応する前記しきい値と比較して各相の電流偏差が共
    通して属する量子化領域を求め、求めた量子化領域と前
    制御時に求めた量子化領域とを結んだ方向を電流偏差ベ
    クトルの先端位置の変化方向として検出し、 前記電流偏差が零の点を中心とする中心角60゜の６つの
    基準変化方向の範囲を設定し、検出した前記変化方向が
    現在出力されている電圧ベクトルと現在設定されている
    スイッチングモードとから理論的に定まる前記基準変化
    方向の範囲で定義される範囲に属するか否かを判定し、 この判定が肯定の場合は設定されているスイッチングモ
    ードを継続設定し、否定の場合には検出した前記変化方
    向が現在出力されている電圧ベクトルにおける前記基準
    変化方向に一致するスイッチングモードに変更設定し、 継続又は変更設定されたスイッチングモードにて選択可
    能とされている前記電圧ベクトルの内から前記電流偏差
    を原点を含む所定の範囲内にすることが可能な電圧ベク
    トルを選択して出力することを特徴とする多相インバー
    タの電流制御方法。
  2. 【請求項２】前記選択可能とするスイッチングモードの
    設定において、目標電圧位相角に近似された準目標電圧
    位相角を検出し、各相のスイッチング素子のオンオフ組
    合せから定まる複数の電圧ベクトルから零ベクトルを除
    いた電圧ベクトルの位相を中心として±30゜の範囲に前
    記準目標電圧位相角が含まれるとき、当該電圧ベクトル
    を要素とする２種類のスイッチングモードを設定可能な
    スイッチングモードとし、スイッチングモードの変更設
    定においては前記設定可能なスイッチングモードの中か
    ら前記基準変化方向に一致するスイッチングモードに変
    更することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
    の多相インバータの電流制御方法。
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