DE69838277T2

DE69838277T2 - Schaltung und verfahren zur ansteuerung einer elektrooptischen vorrichtung, elektrooptisches gerät und dieses verwendende elektronische einrichtung

Info

Publication number: DE69838277T2
Application number: DE69838277T
Authority: DE
Inventors: Yojiro Matsueda; Tokuroh Ozawa
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1997-04-18
Filing date: 1998-04-16
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2018-04-17
Also published as: EP0911677A4; CN1145064C; EP0911677B1; JP3605829B2; US6674420B2; US20020003521A1; CN1222979A; TW517170B; US6380917B2; EP0911677A1; WO1998048317A1; DE69838277D1; US20020060657A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft das technische Gebiet von Ansteuerschaltungen und ein Ansteuerverfahren zum Ansteuern einer elektrooptischen Vorrichtung, wie einer Flüssigkristallvorrichtung, die elektrooptische Vorrichtung und ein elektronisches Gerät, das die elektrooptische Vorrichtung verwendet, und insbesondere eine Ansteuerschaltung und ein Ansteuerverfahren einer elektrooptischen Vorrichtung, das ein digitales Bildsignal empfängt und eine DA (Digital/Analog-)Wandlerfunktion und eine γ-Korrekturfunktion für eine elektrooptische Vorrichtung aufweist, die elektrooptische Vorrichtung und ein elektronisches Gerät, das die elektrooptische Vorrichtung verwendet.
STAND DER TECHNIK
Bisher ist als Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Flüssigkristallvorrichtung, die ein Beispiel für diese Art von elektrooptischer Vorrichtung ist, zum Beispiel eine sogenannte digitale Ansteuerschaltung verfügbar, die so konfiguriert ist, dass sie digitale Bilddaten empfangt, die eine beliebige Stufe einer Grauskala aus mehreren Stufen einer Grauskala angeben, analoge Bilddaten mit einer Ansteuerspannung generiert, die der Stufe der Grauskala entspricht, und die generierten analogen Bilddaten zu einer Signalleitung der Flüssigkristallvorrichtung leitet. Eine solche Ansteuerschaltung ist für gewöhnlich mit einem Digital/Analog-Wandler (in der Folge, nach Bedarf, als D/A-Wandler" oder "DAC" bezeichnet) zum Umwandeln digitaler Bilddaten in analoge Bilddaten bereitgestellt; ist zum Zwischenspeichern der digitalen Bilddaten, die über eine digitale Schnittstelle eingegeben wurden, durch eine Verriegelungsschaltung konfiguriert, die dann einer analogen Umwandlung durch einen DA-Wandler vom Schaltkondensatortyp (in der Folge, nach Bedarf, als "SC-DAC" (Schaltkondensator -DAC), DAC der Schaltsteuerungskapazitätsart bezeichnet), einen Digital/Analog-Wandler, der aus einer Widerstandsleiterschaltung oder dergleichen besteht, unterzogen werden.
In einer Flüssigkristallvorrichtung oder dergleichen sind die Änderungen in optischen Eigenschaften (Durchlässigkeit, optische Dichte, Leuchtdichte oder dergleichen) in Bezug auf die Änderungen in der Ansteuerspannung (oder einer Spannung, die an den Flüssigkristall angelegt wird) im Allgemeinen entsprechend den Sättigungseigenschaften oder den Schwellenwerteigenschaften, die der Flüssigkristall oder dergleichen aufweist, nichtlinear, und sie weisen eine sogenannte "γ-Eigenschaft" auf. Somit ist diese Art von Ansteuerschaltung normalerweise mit einem γ-Korrekturmittel zur Durchführung einer Korrektur an digitalen Bilddaten in einer Stufe versehen, die der Verriegelungsschaltung vorangeht.
Das γ-Korrekturmittel führt zum Beispiel eine γ-Korrektur an digitalen 6-Bit-Bilddaten D_A aus, indem es auf eine Tabelle Bezug nimmt, die im RAM oder ROM gespeichert ist, so dass diese in digitale 8-Bit Bilddaten DB umgewandelt werden (Dγ1, Dγ2,..., Dγ8). Die Verarbeitung durch das γ-Korrekturmittel wird unter Berücksichtigung der Eingangs-/Ausgangs-Eigenschaften des DAC und der Durchlässigkeitseigenschaften der Flüssigkristallpixel in Bezug auf die Spannung ausgeführt, die an eine Signalleitung angelegt wird (Durchlässigkeitseigenschaften gegenüber der Spannung, die an den Flüssigkristall angelegt wird). Die Durchlässigkeitseigenschaften der Flüssigkristallpixel beziehen sich auf die Eigenschaften von Änderungen in der Durchlässigkeit von Licht, die durch den Durchgang durch eine Flüssigkristallschicht in Bezug auf die Spannung erhalten werden, die an die Flüssigkristallschicht angelegt wird, die zwischen einem Paar von Substraten gehalten wird (Durchgang durch Polarisatoren, wenn sie außerhalb der Substrate, nach Bedarf, angeordnet sind).
Andererseits wird der obengenannte SC-DAC durch mehrere kapazitive Elemente gebildet, die parallel angeordnet sind. Die entsprechenden kapazitiven Elemente haben binäre Verhältnisse von zum Beispiel 2²C, 2C, 2²C, 2⁴C und so weiter. Unter Verwendung dieser kapazitiven Elemente wird ein Paar von Referenzspannungen einer Spannungsteilung oder dergleichen unterzogen (Ladungsteilung), wodurch analoge Bilddaten ausgegeben werden, die eine Ansteuerspannung aufweisen, die sich entsprechend den Änderungen in der Grauskala von Bilddaten DB ändert. Der DAC, wie der SC-DAC, der wie zuvor beschrieben konfiguriert ist, ist an eine Signalleitung einer Flüssigkristallvorrichtung oder dergleichen angeschlossen; eine Pufferschaltung oder dergleichen ist zwischen der Ausgangsklemme des DAC und der Signalleitung bereitgestellt, so dass die Ausgangsspannung vor Einflüssen der parasitären Kapazität der Signalleitung geschützt ist.
Wie zuvor beschrieben, bewirkt die Ansteuerschaltung, dass eine Spannung, die den digitalen Bilddaten DB entspricht, an die entsprechenden Signalleitungen einer Flüssigkristallvorrichtung oder dergleichen angelegt wird.
Die Grafik (A) an der linken Seite in 21 zeigt das Verhältnis zwischen den Dezimalwerten von Bilddaten D_A und der Ausgangsspannung Vc des DAC; die Grafik (B) an der rechten Seite in 21 zeigt das Verhältnis zwischen der Durchlässigkeit S_LP von Flüssigkristallpixeln und der Spannung V_LP, die an die Signalleitung angelegt wird (die Achse der Durchlässigkeit basiert auf dem Logarithmus). In der Mitte in 21 sind die binären Werte von digitalen 8-Bit Bilddaten D_B zwischen den zwei Grafiken (A) und (B) angegeben.
In der Grafik (B) an der rechten Seite in 21 werden 26 Einzeldaten von 8-Bit Daten, die die Durchlässigkeitseigenschaften der Flüssigkristallpixel unterscheidbar darstellen können, aus 2⁸ Einzeldaten von 8-Bit Daten ausgewählt, die von den 8-Bit Eingangsdaten erhalten werden, um die γ- Korrektur auszuführen, und die gewählten Einzeldaten werden tabellarisiert. Und wenn 6-Bit Bilddaten D_A eingegeben werden, wandelt das γ-Korrekturmittel diese entsprechend der Tabelle in 8-Bit Daten D_B um, und gibt sie an den DAC aus. Insbesondere sind die Bilddaten D_A in einer 64-stufigen Grauskala dargestellt; daher wird die vorangehende Umwandlung so ausgeführt, dass die Daten D_A für 64 Stufen der Grauskala unter den 256 Stufen einer Grauskala spezifiziert werden können, die durch die Bilddaten D_B dargestellt werden können, um ein sich gleichmäßig änderndes Verhältnis der Durchlässigkeit in dem Flüssigkristall bereitzustellen, wenn Bilddaten D_A, die in der 64-stufen Grauskala ausgedrückt sind, geändert werden.
Somit zeigt 21 das Entsprechungsverhältnis zwischen den 6-Bit Bilddaten D_A und den 8-Bit Bilddaten DB und der Ausgangsspannung Vc (gleich V_LP) des DAC.
JP 08 234 697 offenbart eine Ansteuerschaltung einer elektrooptischen Anzeigevorrichtung, die eine Eingangsschnittstelle und einen Digital/Analog-Wandler umfasst.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die vorangehende herkömmliche Ansteuerschaltung erfordert jedoch ein γ-Korrekturmittel und einen RAM oder ROM oder dergleichen zum Speichern der Umwandlungstabelle für die γ-Korrektur, die in der Stufe bereitgestellt sind, die der Verriegelungsschaltung vorangeht, um eine γ-Korrektur vorzunehmen. Diese Komponenten stellen daher Hindernisse in dem Versuch dar, die Größe der Ansteuerschaltung zu verringern. Es wäre möglich, den DAC unter Verwendung vieler Verstärker zu bilden, so dass er mit der γ-Korrekturfunktion versehen ist, ohne den obengenannten SC-DAC zu verwenden. Dies würde jedoch das Problem einer viel komplizierteren Schaltung bedeuten. Zusätzlich neigt die Bildung von Operationsverstärkern auf einem Glassubstrat dazu, ein erhöhtes Auftreten von Variationen in den Betriebseigenschaften zu bewirken.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Ansteuerschaltung einer elektrooptischen Vorrichtung bereitzustellen, die mit digitalen Bildsignalen kompatibel ist und eine relativ einfache und kleine Schaltungskonfiguration hat, um eine DA-Wandlerfunktion und eine γ-Korrekturfunktion bereitzustellen (oder eine Hilfsfunktion zur Durchführung einer γ-Korrektur), sowie die elektrooptische Vorrichtung und das elektronische Gerät, das die elektrooptische Vorrichtung verwendet, bereitzustellen.
Zu diesem Zweck wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung bereitgestellt, in der eine Abhängigkeit einer optischen Eigenschaft in Bezug auf eine Ansteuerspannung nichtlinear ist,
wobei die Ansteuerschaltung so angeordnet ist, dass sie eine Ansteuerspannung zu einer Signalleitung der elektrooptischen Vorrichtung leitet, wobei die Ansteuerspannung ein analoges Bildsignal trägt, wobei der Pegel der Ansteuerspannung einer willkürlichen Stufe einer Grauskala aus 2^N Stufen einer Grauskala entspricht, wobei N eine natürliche Zahl ist;
wobei die Ansteuerschaltung der elektrooptischen Vorrichtung umfasst:
eine Eingangsschnittstelle für den Empfang eines digitalen N-Bit Bildsignals, das die willkürliche Stufe der Grauskala angibt; und
einen Digital/Analog-Wandler, der so angeordnet ist, dass er die erzeugte Ansteuerspannung zu der Signalleitung leitet,
wobei die Ansteuerschaltung dadurch gekennzeichnet ist, dass:
der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass er eine Spannung innerhalb eines Bereichs eines ersten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals erzeugt, wenn das angelegte digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer ersten bis m-1-ten angibt, wobei "m" eine natürliche Zahl ist und 1 < m < = 2^N;
und dass
der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass er eine Spannung innerhalb eines Bereichs eines zweiten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals erzeugt, wenn das digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer m-ten bis 2^N-ten Grauskala angibt, wobei der Spannungsbereich, der dem zweiten Paar von Referenzspannungen entspricht, neben dem Spannungsbereich liegt, der dem ersten Paar von Referenzspannungen entspricht;
und dass
der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass die Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals nichtlinear ist, und dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals so gestaltet ist, dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der optischen Eigenschaft der elektrooptischen Vorrichtung in Bezug auf die Ansteuerspannung ausgeglichen wird, um eine Gamma-Korrektur des Bildsignals auszuführen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Ansteuerverfahren für eine elektrooptische Vorrichtung bereitgestellt, in der eine Abhängigkeit einer optischen Eigenschaft in Bezug auf eine Ansteuerspannung nichtlinear ist, durch Zuleiten einer Ansteuerspannung zu einer Signalleitung der elektrooptischen Vorrichtung, wobei die Ansteuerspannung ein analoges Bildsignal trägt, wobei der Pegel der Ansteuerspannung einer willkürlichen Stufe einer Grauskala von 2^N Stufen einer Grauskala entspricht, wobei N eine natürliche Zahl ist; wobei das Verfahren umfasst:
Empfangen eines digitalen N-Bit Bildsignals, das die willkürliche Stufe der Grauskala angibt;
Erzeugen einer Spannung innerhalb eines Bereichs eines ersten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals, wenn das angelegte digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer ersten bis m-1-ten angibt, wobei "m" eine natürliche Zahl ist und 1 < m < = 2^N;
Erzeugen eines Bereichs eines zweiten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals, wenn das digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer m-ten bis 2^N-ten Grauskala angibt, wobei der Spannungsbereich, der dem zweiten Paar von Referenzspannungen entspricht, neben dem Spannungsbereich liegt, der dem ersten Paar von Referenzspannungen entspricht; und
Zuleiten der Ansteuerspannung zu der Signalleitung,
wobei die Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals nichtlinear ist und die Nichtlinearität der Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals so gestaltet ist, dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der optischen Eigenschaft der elektrooptischen Vorrichtung in Bezug auf die Ansteuerspan nung ausgeglichen wird, um eine Gamma-Korrektur des Bildsignals auszuführen.
Gemäß der Ansteuerschaltung und dem Ansteuerverfahren einer elektrooptischen Vorrichtung wird das digitale N-Bit Bildsignal, das eine willkürliche Stufe einer Grauskala anzeigt, zuerst über eine Eingabeschnittstelle zugeführt. Wenn das zugeleitete digitale Bildsignal eine Stufe einer Grauskala von der ersten bis zur m-1-ten anzeigt, wird dann eine Spannung innerhalb der Bereichs des Paares der ersten Referenzspannungen selektiv gemäß dem Bitwert des digitalen Bildsignals durch den Digital/Analog-Wandler generiert, so dass die Ansteuerspannung erzeugt wird, die innerhalb des ersten Ansteuerspannungsbereichs liegt. Wenn andererseits das digitale Bildsignal eine Stufe einer Grauskala von der m-ten bis zur 2^N-ten anzeigt, wird dann eine Spannung innerhalb der Bereichs des Paares der zweiten Referenzspannungen selektiv gemäß dem Bitwert des digitalen Bildsignals durch den Digital/Analog-Wandler generiert, so dass die Ansteuerspannung erzeugt wird, die innerhalb des zweiten Ansteuerspannungsbereichs liegt. Und das analoge Bildsignal mit der derart erzeugten Ansteuerschaltung wird zur Signalleitung geleitet, um die elektrooptische Vorrichtung anzusteuern. Zu diesem Zeitpunkt sind die Änderungen in den optischen Eigenschaften in Bezug auf die Änderungen in der Ansteuerspannung in der elektrooptischen Vorrichtung nichtlinear, und die Änderungen in der Ansteuerspannung in Bezug auf die Änderungen in der Grauskala des digitalen Bildsignals in dem Digital/Analog-Wandler sind ebenso nichtlinear.
Im Allgemeinen werden die Änderungen in der Ansteuerspannung (Ausgang) als Reaktion auf die Stufe einer Grauskala (Eingang) in dem Digital/Analog-Wandler, der die Referenzspannungen teilt, annähernd linear, wenn die Stufe einer Grauskala nieder ist, während sie wegen der parasitären Kapazität der Signalleitung an der Ausgangsseite dazu neigen, gesättigt zu sein und zum Beispiel eine asymptoten artige Nichtlinearität aufzuweisen, wenn die Stufe einer Grauskala höher wird. Andererseits gibt es Fälle, in welchen in die Änderungen in den optischen Eigenschaften (Ausgang) in Bezug auf die Ansteuerspannung (Eingang) in der elektrooptischen Vorrichtung aufgrund der Sättigungseigenschaften, die die meisten elektrooptischen Vorrichtungen haben, einer Schwellenwerteigenschaft oder dergleichen, eine S-förmige Nichtlinearität zeigen, mit einem Wendepunkt, der sich um deren Mittelpunkt befindet. Zum Beispiel weisen in dem Fall einer Flüssigkristallvorrichtung die Änderungen in der Durchlässigkeit (ein Beispiel der optischen Eigenschaften) in Bezug auf die angelegte Spannung in Flüssigkristallpixeln die Sättigungseigenschaft in den Bereichen in der Nähe einer maximalen angelegten Spannung beziehungsweise einer minimalen angelegten Spannung auf; daher zeigen die Änderungen die S-förmige Nichtlinearität, deren Wendepunkt ungefähr bei der mittleren Spannung liegt.
Wenn daher eine einzelne Referenzspannung in dem Digital/Analog-Wandler geteilt wird, wäre es schwierig, die Nichtlinearität der optischen Eigenschaften (z.B. die S-förmige Nichtlinearität mit ihrem Wendepunkt um deren Mitte) in der elektrooptischen Vorrichtung durch Nutzung der Nichtlinearität der Ansteuerspannung (z.B. Asymptoten-Nichtlinearität) zu korrigieren, wegen der Unähnlichkeit zwischen den beiden. Gemäß der vorliegenden Erfindung jedoch kann die Nichtlinearität der Ansteuerspannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich, die durch Erzeugen der Spannung innerhalb des Bereichs der ersten Referenzspannung erhalten wird, mit der Nichtlinearität der Ansteuerspannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich kombiniert werden, die durch Erzeugen der Spannung innerhalb des Bereichs der zweiten Referenzspannung erhalten wird, so dass die Nichtlinearität der Ansteuerspannung über dem gesamten ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich bis zu einem bestimmten Ausmaß der Nichtlinearität der optischen Eigenschaften gleich gemacht wird (mit anderen Worten, es ist möglich, beide Nichtlinearitäten mit einem Änderungstrend bereitzustellen, der bis zu einem gewissen Ausmaß gleich ist). Insbesondere kann durch die Einstellung der Spannung in derartiger Weise, dass die Polaritäten des Paares der ersten Referenzspannungen und die Polaritäten des Paares der zweiten Referenzspannungen im Verhältnis zu dem Digital/Analog-Wandler entgegen gesetzt sind, die Ansteuerspannung in Bezug auf die Grauskala an der Grenze des ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereichs gebeugt werden.
Somit ist es möglich, die elektrooptische Vorrichtung unter Verwendung eines digitalen Bildsignals als Eingang anzusteuern, und die Nichtlinearität der optischen Eigenschaften der elektrooptischen Vorrichtung zu korrigieren, indem die Nichtlinearität der Ansteuerspannung des Digital/Analog-Wandlers entsprechend dem Grad der Ähnlichkeit zwischen diesen Nichtlinearitäten genutzt wird. Dies bedeutet, dass die γ-Korrektur für die elektrooptische Vorrichtung unter Verwendung des Digital/Analog-Wandlers durchgeführt werden kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es, wie zuvor beschrieben, nicht notwendig, das γ-Korrekturmittel separat in einer Stufe bereitzustellen, die dem Digital/Analog-Wandler vorangeht, wie dies nach dem Stand der Technik erforderlich war. Als Alternative jedoch kann ein solches γ-Korrekturmittel separat bereitgestellt werden, um eine γ-Korrektur in einer ersten Stufe auszuführen, und eine γ-Korrektur in einer zweiten Stufe kann durch den vorangehenden Digital/Analog-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden. In diesem Fall kann eine grobe γ-Korrektur in einer dieser zwei Stufen ausgeführt werden und dann eine feine γ-Korrektur in der anderen Stufe ausgeführt werden.
In einem Modus der zuvor beschriebenen Ansteuerschaltung sind die Spannungspolaritäten des Paares der ersten Refe renzspannungen und die Spannungspolaritäten des Paares der zweiten Referenzspannungen, die zu dem Digital/Analog-Wandler geleitet werden, so eingestellt, dass sie einander entgegen gesetzt sind, so dass die Änderungen in der Ansteuerspannung, die den Änderungen in der Grauskala entsprechen, die Wendepunkte zwischen dem ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich haben.
Gemäß dem Modus weisen die optischen Eigenschaften in der elektrooptischen Vorrichtung die S-förmige Nichtlinearität mit dem Wendepunkt zwischen dem ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich auf. Übrigens werden die ersten und zweiten Referenzspannungen, in welchen die Spannungspolaritäten der Referenzspannungen einander entgegen gesetzt sind, zu dem Digital/Analog-Wandler geleitet; somit weist die Ansteuerspannung in dem Digital/Analog-Wandler auch die S-förmige Nichtlinearität mit dem Wendepunkt zwischen dem ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich auf. Ferner gibt es einen Änderungstrend, der der Änderung in der S-förmigen Nichtlinearität der optischen Eigenschaften entspricht, wodurch es möglich wird, ein hohes Korrekturmaß der Nichtlinearität der optischen Eigenschaften in der elektrooptischen Vorrichtung unter Nutzung der Nichtlinearität der Ansteuerspannung über den gesamten ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereichen zu erreichen.
In einem anderen Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, ist der Wert von "m" gleich 2^N-1 und niederwertige N-1 Bits des digitalen Bildsignals werden selektiv in den Digital/Analog-Wandler unverändert eingegeben oder nachdem sie entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals invertiert wurden. Der Digital/Analog-Wandler erzeugt eine Spannung im Bereich der ersten Referenzspannung, wenn die niederwertigen N-1 Bits unverändert eingegeben werden, und erzeugt eine Spannung im Bereich der zweiten Referenzspan nung, wenn die niederwertigen N-1 Bits vor der Eingabe invertiert werden.
Gemäß dem Modus ist der Wert von "m" gleich 2^N-1. Mit anderen Worten, die erste Hälfte oder die zweite Hälfte der 2^N Stufen einer Grauskala entspricht der Ansteuerspannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich und die andere Hälfte entspricht der Ansteuerspannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich. In diesem Fall werden die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals selektiv in den Digital/Analog-Wandler unverändert eingegeben oder nachdem sie invertiert wurden, abhängig von dem binären Wert (d.h., abhängig davon, ob der Wert "0" oder "1" ist) des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals. Der Digital/Analog-Wandler erzeugt eine Spannung im Bereich der ersten Referenzspannung, um die Ansteuerspannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits unverändert eingegeben werden. Andererseits erzeugt der Digital/Analog-Wandler eine Spannung im Bereich der zweiten Referenzspannung, um die Ansteuerspannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits vor der Eingabe invertiert werden. Somit ist nur ein N-1 Bit Digital/Analog-Wandler als Digital/Analog-Wandler zur Umwandlung von N-Bit digitalen Bildsignalen notwendig, was vom Standpunkt der Zusammenstellung der Vorrichtung extrem vorteilhaft ist.
In diesem Modus kann des Weiteren eine selektive Invertierschaltung zum selektiven Invertieren der niederwertigen N-1 Bits abhängig von dem Wert des höchstwertigen Bits zwischen der Schnittstelle und dem Digital/Analog-Wandler bereitgestellt sein.
Wenn in einer solchen Konfiguration ein digitales Bildsignal über die Schnittstelle eingegeben wird, invertiert die selektive Invertierschaltung selektiv die niederwertigen N- 1 Bits entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits. Und die selektiv invertierten niederwertigen N-1 Bits werden in den Digital/Analog-Wandler eingegeben, der eine Spannung im Bereich der ersten oder zweiten Referenzspannung erzeugt, so dass eine Ansteuerspannung in dem ersten oder zweiten Ansteuerspannungsbereich erzeugt wird.
Ein weiterer Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist ferner mit einer selektiven Spannungszuleitungsschaltung zum selektiven Zuleiten entweder der ersten oder zweiten Referenzspannung zu dem Digital/Analog-Wandler entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals bereitgestellt.
Gemäß diesem Modus leitet die selektive Spannungszuleitungsschaltung abhängig von dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals selektiv die erste oder zweite Referenzspannung zu dem Digital/Analog-Wandler. Dann erzeugt der Digital/Analog-Wandler eine Spannung im Bereich der ersten oder zweiten Referenzspannung, die selektiv zugeleitet wird, so dass eine Ansteuerspannung in dem ersten oder zweiten Ansteuerspannungsbereich erzeugt wird. Somit kann der Abschnitt des Digital/Analog-Wandlers zum selektiven Erzeugen einer Spannung im Bereich der ersten Referenzspannung gemeinsam als Abschnitt des Digital/Analog-Wandlers zum selektiven Erzeugen einer Spannung im Bereich der zweiten Referenzspannung verwendet werden, was vom Standpunkt der Zusammenstellung der Vorrichtung vorteilhaft ist.
Ein weiterer Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist des Weiteren mit einem Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp bereitgestellt, der dazu ausgebildet ist, die Spannungen in den Bereichen der ersten beziehungsweise zweiten Referenzspannungen mit Hilfe der Ladung mehrerer Kondensatoren zu erreichen.
Gemäß diesem Modus werden die Spannungen in den Bereichen der ersten und zweiten Referenzspannungen von den mehreren Kondensatoren des Digital/Analog-Wandlers vom Schaltkondensatortyp erzeugt. Dies ermöglicht die Erzeugung von Ansteuerspannungen durch relativ zuverlässige, exakte Spannungswahl unter Verwendung einer relativ einfachen Zusammenstellung.
In diesem Modus kann die erste Referenzspannung aus einem Paar von Spannungen bestehen, so dass ein Spannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich selektiv erzeugt werden kann, und die zweite Referenzspannung kann aus einem Paar von Spannungen bestehen, so dass eine Spannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich selektiv erzeugt werden kann.
Eine solche Zusammenstellung ermöglicht, dass eine Spannung im Bereich eines Paares der ersten Referenzspannungen von den mehreren Kondensatoren des Digital/Analog-Wandlers vom Schaltkondensatortyp erzeugt wird, wodurch eine diskrete Ansteuerspannung erzeugt wird, die im ersten Ansteuerspannungsbereich liegt. Andererseits wird eine Spannung im Bereich eines Paares der zweiten Referenzspannungen erzeugt, um eine diskrete Ansteuerspannung zu erzeugen, die im zweiten Ansteuerspannungsbereich liegt. Somit können gewünschte erste und zweite Ansteuerspannungsbereiche entsprechend der Einstellung des Paares der ersten Referenzspannungen und der Einstellung des Paares der zweiten Referenzspannungen erhalten werden, und der Spalt zwischen diesen Bereichen kann auch verringert werden.
In diesem Fall ist der Wert des vorangehenden "m" gleich 2^N-1 und die Zusammenstellung kann derart sein, dass die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals selektiv in den Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp unverändert eingegeben werden oder vor der Eingabe entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bild signals invertiert werden, und der Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp eine Spannung im Bereich der ersten Referenzspannung erzeugt, wenn die niederwertigen Bits unverändert eingegeben werden, und eine Spannung im Bereich der zweiten Referenzspannung erzeugt, wenn die niederwertigen N-1 Bits vor deren Eingabe invertiert werden.
Gemäß der zuvor beschriebenen Konfiguration ist der Wert "m" gleich 2^N-1 und die erste Hälfte oder die zweite Hälfte der 2^N Stufen einer Grauskala entspricht der Ansteuerspannung im ersten Ansteuerspannungsbereich und die andere Hälfte entspricht der Ansteuerspannung im zweiten Ansteuerspannungsbereich. In diesem Fall werden die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals selektiv in den Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp unverändert eingegeben oder nachdem sie abhängig von dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals invertiert wurden. Und der Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp erzeugt eine Spannung im Bereich der ersten Referenzspannung, um eine Ansteuerspannung im ersten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits unverändert eingegeben werden. Andererseits erzeugt der Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp eine Spannung im Bereich der zweiten Referenzspannung, um eine Ansteuerspannung im zweiten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits vor deren Eingabe invertiert werden. Somit ist nur ein N-1 Bit Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp als SC-DAC erforderlich, um ein N-Bit digitales Bildsignal umzuwandeln, was vom Standpunkt der Zusammenstellung der Vorrichtung extrem vorteilhaft ist.
In diesem Fall kann der Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp des Weiteren mit Folgendem bereitgestellt sein: einem ersten bis N-1-ten kapazitiven Element, die jeweils ein Paar von entgegen gesetzten Elektroden aufwei sen, wobei eine der paarweisen ersten Referenzspannungen oder eine der paarweisen zweiten Referenzspannungen selektiv an eine der paarweisen entgegen gesetzten Elektroden entsprechend dem binären Wert des höchstwertigen Bits angelegt wird; einer Rückstellschaltung für das kapazitive Element zum Kurzschließen des Paares von entgegen gesetzten Elektroden in jedem der ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente, um elektrische Ladungen zu entladen; einer Signalleitungspotenzial-Rückstellschaltung zum selektiven Zurückstellen der Spannung der Signalleitung auf die andere der paarweisen ersten Referenzspannungen oder die andere der paarweisen zweiten Referenzspannungen entsprechend dem binären Wert des höchstwertigen Bits; und
einer selektive Verknüpfungsschaltung, die erste bis N-1-te Schalter enthält, die die ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente selektiv jeweils an die Signalleitungen entsprechend den Werten der niederwertigen N-1 Bits nach der Entladung durch die Rückstellschaltung für das kapazitive Element und das Zurückstellen durch die Signalleitungspotenzial-Rückstellschaltung anschließen.
Gemäß der zuvor beschriebenen Konfiguration wird in jedem der ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente eine der paarweisen ersten Referenzspannungen oder eine der paarweisen zweiten Referenzspannungen selektiv an eine der paarweisen entgegen gesetzten Elektroden entsprechend dem binären Wert des höchstwertigen Bits angelegt. Zuerst wird das Paar der entgegen gesetzten Elektroden kurzgeschlossen und die elektrischen Ladungen werden in jedem der ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente durch die Rückstellschaltung für das kapazitive Element entladen. Andererseits wird die Spannung der Signalleitung selektiv auf die andere der paarweisen ersten Referenzspannungen oder die andere der paarweisen zweiten Referenzspannungen entsprechend dem binären Wert des höchstwertigen Bits durch die Signalleitungspotenzial-Rückstellschaltung zurückgestellt. Danach werden die ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente selektiv an die Signalleitungen durch die ersten bis N-1-ten Schalter der selektiven Verknüpfungsschaltung entsprechend den Werten der niederwertigen N-1 Bits angeschlossen. Dadurch werden die Spannungen (positiven oder negativen Spannungen), die in den jeweiligen kapazitiven Elementen geladen sind, als Ansteuerspannungen an die Signalleitungen entsprechend den Stufen einer Grauskala angelegt, die durch ein digitales Bildsignal angezeigt werden. Somit ist es möglich, eine Ansteuerspannung, die innerhalb der Bereiche der Referenzspannungen gewählt wurde, relativ zuverlässig und exakt zu generieren, indem eine relativ einfache Zusammenstellung verwendet wird.
Insbesondere wird in diesem Fall jedes der kapazitiven Elemente, die den Digital/Analog-Wandler der Schaltkondensatorart bilden, direkt an die Signalleitungen angeschlossen, und die minimalen elektrischen Ladungen, die zum Laden der parasitären Kapazität der Signalleitungen erforderlich sind, können direkt von jedem der kapazitiven Elemente zugeleitet werden. Dies ist zur Verringerung der Energie, die von dem Digital/Analog-Wandler und der Ansteuerschaltung verbraucht wird, äußerst vorteilhaft. Insbesondere kann der Energieverbrauch im Vergleich zu dem herkömmlichen Fall deutlich verringert werden, in dem eine Pufferschaltung oder dergleichen zwischen der Ausgangsklemme des Digital/Analog-Wandlers der Schaltkondensatorart und der Signalleitung eingebaut ist, um die Nichtlinearität der Ansteuerspannung zu korrigieren, die der parasitären Kapazität der Signalleitung zuzuschreiben ist.
In diesem Fall können die Kapazitäten der ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente auf C × 2^i-1 (C: vorbestimmte Kapazitätseinheit; i = 1, 2,..., N-1).
Diese Konfiguration ermöglicht, eine Ansteuerspannung, die durch selektive Spannungserzeugung erhalten wird, in vorbestimmten Intervallen zu ändern, so dass die optischen Eigenschaften in der elektrooptischen Vorrichtung in vorbestimmten Intervallen geändert werden können. Somit kann eine stabile mehrstufige Grauskala über dem gesamten Grauskalenbereich angezeigt werden.
In einem anderen Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, sind die Werte der ersten und zweiten Referenzspannungen so eingestellt, dass die Differenz zwischen der Ansteuerspannung, die der m-1-ten Stufe einer Grauskala entspricht, und der Ansteuerspannung, die der m-ten Stufe einer Grauskala entspricht, geringer als ein vorbestimmter Wert ist.
Gemäß diesem Modus ist die Differenz zwischen der Ansteuerspannung, die der m-1-ten Stufe einer Grauskala entspricht, d.h., einer Ansteuerspannung, die innerhalb des ersten Ansteuerspannungsbereichs liegt und gleichzeitig dem zweiten Ansteuerspannungsbereich am nächsten liegt, und der Ansteuerspannung, die der m-ten Stufe einer Grauskala entspricht, d.h., einer Ansteuerspannung, die innerhalb des zweiten Ansteuerspannungsbereichs liegt und gleichzeitig dem ersten Ansteuerspannungsbereich am nächsten ist, geringer als ein vorbestimmter Wert. Durch Einstellen des vorbestimmten Wertes auf einen Wert, der im Voraus experimentell bestimmt wird, z.B. auf einen Wert, der einer Differenz in der Grauskala entspricht, die vom Menschen nicht erkannt werden kann, wird daher möglich, eine praktisch diskontinuierliche Änderung in der Grauskala an dem Spalt zwischen dem ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich (d.h., der Grenze der zwei Bereiche) zu verhindern.
In diesem Modus können die Werte der ersten und zweiten Referenzspannungen so eingestellt werden, dass das Verhältnis der optischen Eigenschaften in dem Fall, in dem die elektrooptische Vorrichtung durch die Ansteuerspannung angesteuert wird, die der m-1-ten Stufe einer Grauskala entspricht, und in dem Fall, in dem die elektrooptische Vorrichtung durch die Ansteuerspannung angesteuert wird, die der m-ten Stufe einer Grauskala entspricht, gleich einer Stufe einer Grauskala ist, die durch Dividieren des Variationsbereichs der optischen Eigenschaften durch (2^N-1) erhalten wird.
Gemäß einer solchen Zusammenstellung kann die Ansteuerspannung, die durch selektive Spannungserzeugung erhalten wird, in vorbestimmten Intervallen sogar vor und nach der Grenze der ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereiche geändert werden, so dass die optischen Eigenschaften in der elektrooptischen Vorrichtung in vorbestimmten Intervallen geändert werden können. Dies bedeutet, dass eine äußerst stabile, mehrstufige Grauskalenanzeige über dem gesamten Grauskalenbereich erreicht werden kann, der den Grauskalenbereich enthält, der der Grenze entspricht.
In einem weiteren Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, ist der Digital/Analog-Wandler mit einer Widerstandsleiter bereitgestellt, die die ersten beziehungsweise zweiten Referenzspannungen durch mehrere Widerstandselemente teilt, die in Serie verbunden sind.
Gemäß dem Modus erzeugen die mehreren Widerstandselemente der Widerstandsleiter die Spannungen in den Bereichen der ersten und zweiten Referenzspannungen durch Teilen der Spannungen. Somit können die Ansteuerspannungen relativ zuverlässig und exakt durch Teilen der Spannungen unter Verwendung einer relativ einfachen Zusammenstellung erzeugt werden.
Dieser Modus kann des Weiteren mit einer selektiven Spannungszuleitungsschaltung zum selektiven Zuleiten entweder der ersten oder der zweiten Referenzspannung zu dem Digital/Analog-Wandler gemäß dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals bereitgestellt sein. Der Digi tal/Analog-Wandler kann des Weiteren mit einem Dekodierer bereitgestellt sein, der die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals dekodiert und dekodierte Signale durch 2^N-1 Ausgangsklemmen ausgibt, sowie mit 2^N-1 Schaltern, von welchen eine Klemme an jeden von mehreren Abgriffen angeschlossen ist, die aus den mehreren Widerstandselementen gezogen werden, und von welchen die andere Klemme mit jeder der Signalleitungen verbunden ist, wobei die 2^N-1 Schalter jeweils entsprechend den dekodierten Signalen betrieben werden, die von den 2^N-1 Ausgangsklemmen ausgegeben werden.
In diesem Fall leitet die selektive Spannungszuleitungsschaltung entweder die erste oder die zweite Referenzspannung zu dem Digital/Analog-Wandler entsprechend dem binären Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals. Dann dekodiert der Dekodierer in dem Digital/Analog-Wandler die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals und gibt binäre dekodierte Signale jeweils durch die 2^N-1 Ausgangsklemmen aus. Wenn dann die 2^N-1 Schalter, die jeweils zwischen den mehreren Abgriffen angeschlossen sind, die aus den mehreren Widerstandselementen gezogen werden, und die Signalleitungen entsprechend den dekodierten Signalen betrieben werden, die von den 2^N-1 Ausgangsklemmen ausgegeben werden, werden die ersten und zweiten Referenzspannungen entsprechend der Grauskala geteilt, die von dem digitalen Bildsignal angegeben wird. Dadurch werden die Spannungen, die durch die Spannungsteilung durch die jeweiligen Widerstandselemente erhalten werden, als Ansteuerspannungen an die Signalleitungen entsprechend der Grauskala angelegt, die durch das digitale Bildsignal angezeigt wird. Somit wird es möglich, eine Ansteuerspannung durch eine relativ zuverlässige und exakte Spannungsteilung unter Verwendung einer relativ einfachen Konfiguration zu generieren.
Die Teilung der Spannung unter Verwendung der Widerstandsleiter ist besonders vorteilhaft, da sie die Möglichkeit der Inversion der Ansteuerspannung in Bezug auf die Änderung in der Grauskala über den Spalt (die Grenze) des ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereichs eliminiert.
In einem anderen Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, sind die Signalleitungen mit vorbestimmten Kondensatoren zusätzlich zu den parasitären Kondensatoren der Signalleitungen bereitgestellt.
Gemäß diesem Modus weisen die Änderungen in der Ansteuerspannung (dem Ausgang) in Bezug auf die Änderungen in der Grauskala (dem Eingang) im Digital/Analog-Wandler, der Spannungen im Bereich der Referenzspannungen generiert, wie zuvor beschrieben, zum Beispiel eine asymptotenförmige Nichtlinearität aufgrund des parasitären Kondensators der Signalleitungen auf, der sich an der Ausgangsseite befindet; daher ermöglicht das Hinzufügen der vorbestimmten Kapazität, wie zuvor erwähnt, dass die Nichtlinearität der Ansteuerspannung auf eine gewünschte oder annähernd gewünschte gebracht wird. Der spezifische Wert der vorbestimmten Kapazität zum Erhalten einer solchen gewünschten Nichtlinearität kann durch Durchführung von Experimenten, Simulationen oder dergleichen eingestellt werden. Somit können die Nichtlinearitäten der Ansteuerspannungen im ersten und zweiten Ansteuerspannungsbereich durch die Nichtlinearität der optischen Eigenschaften einander ähnlich gemacht werden, indem die zusätzliche Kapazität der Signalleitungen zusätzlich zu der selektiven Spannungserzeugung auf der Basis der zwei verschiedenen Referenzspannungen (nämlich der ersten und zweiten Referenzspannungen) ausgeführt wird. Infolgedessen kann die Nichtlinearität der optischen Eigenschaften durch die Nutzung der Nichtlinearität der Ansteuerspannung korrigiert werden, die dieser ähnlicher ist.
In einem weiteren Modus der Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, ist die elektrooptische Vorrichtung eine Flüssigkristallvorrichtung, die aus einem Flüssigkristall besteht, der zwischen zwei Substraten gehalten wird, und die Ansteuerschaltung ist auf einem der paarweisen Substrate gebildet.
Gemäß diesem Modus kann ein digitales Bildsignal direkt eingegeben werden, und die Grauskalenanzeige auf der Flüssigkristallvorrichtung kann bei einem relativ geringen Stromverbrauch unter Verwendung einer relativ einfachen Konfiguration erreicht werden. Ferner kann auch die γ-Korrektur der Flüssigkristallvorrichtung durchgeführt werden.
In diesem Modus kann jede der ersten und zweiten Referenzspannungen zu dem Digital/Analog-Wandler geleitet werden, wobei die Spannungspolarität in Bezug auf ein vorbestimmtes Referenzpotenzial für jede horizontale Abtastperiode invertiert ist.
Gemäß der zuvor beschriebenen Konfiguration wird jede Spannungspolarität der ersten Referenzspannung und der zweiten Referenzspannung für jede horizontale Abtastperiode umgeschaltet, wenn die Referenzspannungen zugeleitet werden, so dass die Flüssigkristallvorrichtung durch ein die Abtastleitung invertierendes Ansteuer-(ein sogenanntes "1H invertierendes Ansteuer-") System angesteuert wird, wobei die Ansteuerspannung für jede Zeile invertiert wird, oder ein Pixel invertierendes Ansteuer-(ein sogenanntes "punkt-invertierendes Ansteuer-") System. Dies verhindert ein Flimmern auf einem Anzeigeschirm und verhindert auch andere Probleme, wie die Verschlechterung im Flüssigkristall aufgrund des Anlegens einer Gleichstromspannung. Das vorbestimmte Potenzial, das die Referenz für die Polaritätsumkehr bereitstellt, ist in diesem Fall annähernd gleich dem entgegen gesetzten Potenzial, das an eine Elektrode eines Flüssigkristallpixels angelegt, an die die Ansteuerspannung, die von der Ansteuerschaltung zugeleitet wird, und an die andere Elektrode, die der vorangehenden Elektrode entgegen gesetzt ist, über eine Flüssigkristallschicht angelegt wird. In dem Fall einer Konfiguration jedoch, in der die Spannungen an Flüssigkristallpixel über Schaltelemente, wie Transistoren oder nichtlineare Elemente, angelegt werden, ist das vorangehende vorbestimmte Potenzial in Bezug auf das entgegen gesetzte Potenzial vorgespannt, wobei ein Abfall in der angelegten Spannung berücksichtigt wird, der auf die parasitäre Kapazität der Schaltelemente oder dergleichen zurückzuführen ist.
Zur Lösung der zuvor beschriebenen technischen Probleme ist eine elektrooptische Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mit der zuvor beschriebenen Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt, so dass eine direkte Eingabe eines digitalen Bildsignals möglich ist, wodurch eine elektrooptische Vorrichtung erhalten werden kann, die imstande ist, eine Anzeige mit einer qualitativ hochwertigen Grauskala bei einem relativ geringen Stromverbrauch unter Verwendung einer relativ einfachen Konfiguration bereitzustellen.
Zur Lösung der zuvor beschriebenen technischen Probleme wird ein elektronisches Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung mit der elektrooptischen Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wie zuvor beschrieben bereitgestellt, so dass es möglich ist, verschiedene Arten eines elektronischen Geräts auszuführen, das eine relative einfache Zusammenstellung hat, relativ wenig Strom verbraucht und imstande ist, eine Anzeige mit einer qualitativ hochwertigen Grauskala bereitzustellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Ansteuerschaltung zeigt, die einen SC-DAC gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet.
2 ist ein Diagramm, das ein Verfahren zeigt, durch das zwei Spannungen die dem Minimalwert und dem Maximalwert der Durchlässigkeit entsprechen, aus einer Durchlässigkeits-Kennlinienkurve von Flüssigkristallpixeln bestimmt werden.
3(A) ist ein Diagramm, das die Änderungen in den Ausgangseigenschaften des DAC zeigt, die beobachtet werden, wenn Referenzspannungen geändert werden.
3(B) ist ein Diagramm, das die Änderungen in den Ausgangseigenschaften des DAC zeigt, die beobachtet werden, wenn die Gesamtkapazität der kapazitiven Elemente geändert wir.
4 ist ein Diagramm, das die Änderungen in den Eingangs-/Ausgangseigenschaften des DAC in der Ansteuerschaltung von 1 zeigt, die Grafik (A) an der linken Seite zeigt die Ausgangsspannung des DAC in Bezug auf Bilddaten, während die Grafik (B) an der rechten Seite die Spannung, die an die Flüssigkristallpixelelektroden angelegt wird, in Bezug auf die Durchlässigkeit der Flüssigkristallpixel zeigt.
5 ist eine Grafik, die das Verhältnis zwischen der Durchlässigkeit der Flüssigkristallpixel und der Spannung, die an die Flüssigkristallpixelelektroden angelegt wird, in drei Fällen (I bis III) zeigt.
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine ausführliche Konfiguration einer ersten Ausführungsform zeigt.
7 ist ein Zeitablaufdiagramm, das den Betrieb der Ausführungsform von 6 zeigt.
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Ausführungsform einer Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, die einen DAC vom Widerstandsleitertyp verwendet.
9(A) ist eine Draufsicht von oben auf eine Ausführungsform einer Flüssigkristallvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
9(B) ist eine Querschnittsansicht der Flüssigkristallvorrichtung von 9(A).
9(C) ist eine Längsschnittansicht der Flüssigkristallvorrichtung von 9(A).
10 ist ein Schaltungsdiagramm der Flüssigkristallvorrichtung von 9.
11 ist eine schematische Darstellung, die einen ersten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
12 ist eine schematische Darstellung, die einen zweiten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
13 ist eine schematische Darstellung, die einen dritten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
14 ist eine schematische Darstellung, die einen vierten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
15 ist eine schematische Darstellung, die einen fünften Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
16 ist eine schematische Darstellung, die einen sechsten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
17 ist eine schematische Darstellung, die einen siebenten Schritt des Herstellungsverfahrens der Flüssigkristallvorrichtung zeigt, die in 9 dargestellt ist.
18 ist eine schematische, in Einzelteile aufgelöste Ansicht eines Anwendungsbeispiels der Flüssigkristallvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
19 ist eine schematische Darstellung, die ein Anwendungsbeispiel (einen tragbaren Computer) eines elektronischen Geräts gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
20 ist eine schematische Darstellung, die ein weiteres Anwendungsbeispiel (einen Projektor) eines elektronischen Geräts gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
21 ist ein Diagramm, das die Eingangs- /Ausgangseigenschaften eines DAC zeigt, der für eine herkömmliche Ansteuerschaltung verwendet wird; die Grafik (A) an der linken Seite zeigt die Ausgangsspannung des DAC in Bezug auf Bilddaten, während die Grafik (B) an der rechten Seite die Spannung, die an die Flüssigkristallpixelelektroden angelegt wird, in Bezug auf die Durchlässigkeit eines Flüssigkristallpixels zeigt.
BESTE AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
In der Folge werden Ausführungsformen der besten Arten zur Ausführung der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
(Erste Ausführungsform)
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Ansteuerschaltung einer Flüssigkristallvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, wenn die Flüssigkristallvorrichtung, die ein Beispiel einer elektrooptischen Vorrichtung ist, in einem normal weißen Modus angesteuert wird. In 1 ist die Ansteuerschaltung dazu ausgebildet, eine digitale 6-Bit Bildverarbeitung auszuführen, und besteht aus einem Schieberegister 21, einer Verriegelungsvorrichtung 22, die aus einer ersten Verriegelungsschaltung 221 und einer zweiten Verriegelungsschaltung 222 besteht, einer Datenumwandlungsschaltung 23, die in der folgenden Stufe bereitgestellt ist, und einem DAC 3, der in der folgenden Stufe bereitgestellt ist, und einer selektiven Schaltung 34.
Eine Steuerung 200, die an der Außenseite der Ansteuerschaltung bereitgestellt ist, sendet 6-Bit Bilddaten (D1, D2,..., D6) parallel zu der Ansteuerschaltung. Die Bilddaten D_A sind digitale Bilddaten, die eine willkürliche Stufe der Grauskala von 2⁶ Stufen der Grauskala anzeigen. Die Verriegelungsvorrichtung 22 stellt ein Beispiel einer digitalen Schnittstelle dar; die erste Verriegelungsschaltung 221 erfasst die Bits D1, D2,..., D6 bei einem Takt CL von dem Schieberegister 21 und sendet sie zu einem Zeitpunkt LP zu der zweiten Verriegelungsschaltung 222. Die zweite Verriegelungsschaltung 222 sendet gesammelte Daten zu der Datenumwandlungsschaltung 23.
In 1 ist eine Einheitsschaltung der Ansteuerschaltung zum Zuleiten einer Datensignalspannung zu einer der Datensignalleitungen der Flüssigkristallvorrichtung dargestellt. Tatsächlich sind so viele Schieberegister 21 wie Stufen zum Zuleiten so vieler Ausgänge wie Datensignalleitungen zu der Flüssigkristallvorrichtung erforderlich. Ebenso sind so viele Verriegelungsvorrichtungen 22 wie Datensignalleitungen erforderlich. Dieselbe Anzahl von Einzeldaten von 6-Bit Bilddaten wie die Anzahl horizontaler Pixel wird, parallel von der Steuerung 200 ausgesendet, und das Schieberegister 21 gibt der Reihe nach Ausgänge entsprechend der Aussendungszeitsteuerung aus. Beim Empfang jedes der Ausgänge des Schieberegisters 21 speichert die Verriegelungsschaltung 221 der Ansteuerschaltungseinheit, die jeder der Datensignalleitungen zugeordnet ist, die 6-Bit Bilddaten gleichzeitig parallel. Sobald die Bilddaten für die horizontalen Pixel in der ersten Verriegelungsschaltung 221 zwischengespeichert sind, werden die Bilddaten für eine Zeile von der ersten Verriegelungsschaltung 221 übertragen, so dass sie gleichzeitig gemeinsam an der zweiten Verriegelungsschaltung durch einen Verriegelungsimpuls LP zwischengespeichert werden. Ab dem Moment, zu dem die zweite Verriegelungsschaltung 222 die Bilddaten für eine Zeile zwischenspeichert, beginnt der DAC 3 mit der DA-Wandlung. Wenn ferner Bilddaten für eine Zeile an der zweiten Verriegelungsschaltung 222 zwischengespeichert werden, werden die Bilddaten der horizontalen Pixel für die nächste Zeile der Reihe nach von der Steuerung 200 ausgesendet und die erste Verriegelungsschaltung 221 führt der Reihe nach eine Zwischenspeicherung bei Empfang eines Ausgangs von dem Schieberegister 21 auf dieselbe Weise wie zuvor erwähnt aus.
Als Reaktion auf den Verriegelungsimpuls LP werden die Bilddaten für ein horizontales Pixel, wobei ein Pixel aus 6-Bit Bilddaten besteht, an der zweiten Verriegelungsschaltung 222 zwischengespeichert, und die Bilddaten für ein horizontales Pixel werden gleichzeitig zu der Datenumwandlungsschaltung 23 jeder Ansteuerschaltungseinheit gesendet. Wenn in dieser Ausführungsform der Wert eines höchstwertigen Bits D6 der 6-Bit Bilddaten D_A "0" ist, sendet die Datenumwandlungsschaltung 23 die verbleibenden niederwertigen Bits D1 bis D5 der Bilddaten D_A unverändert an den DAC 3; wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist, invertiert sie die Bits D1 bis D5 vor dem Aussenden zu dem DAC 3. In dieser Spezifikation werden die Bilddaten (die Daten, die aus den niederwertigen Bits D1 bis D5 oder deren inver tierten Bits bestehen), die von der Datenumwandlungsschaltung 23 zu dem DAC 3 gesendet werden, mit DB bezeichnet, und die invertierten Bits der Bits D1 bis D5, sind mit einem * versehen und werden als D1* bis D5* bezeichnet.
Der DAC 3 ist ein sogenannter "SC-DAC" und besteht aus mehreren Transistorschaltern und Kondensatoren. Fünf, das heißt, ein erstes bis fünftes, kapazitive Schaltelemente 311 bis 315 sind parallel angeordnet. Ein Kondensator C0, der als Signalleitungskondensator 310 bezeichnet wird, ist parasitär in einer Ausgangssignalleitung 39 des DAC 3 vorhanden. Die Ausgangssignalleitung 39 ist an die kapazitiven Elemente 311 bis 315 über jeden Bit-selektiven Schalter 341 bis 345 angeschlossen, die eine Bit-selektive Verknüpfungsschaltung 34 darstellen. Der DAC 3 enthält des Weiteren eine Rückstellschaltung für das kapazitive Element 32 und eine Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung 33. Die Rückstellschaltung für das kapazitive Element 32 besteht aus fünf Schaltern 321 bis 325. Die jeweiligen Schalter 321 bis 325 sind unter den Klemmen der jeweiligen kapazitiven Elemente 311 bis 315 bereitgestellt; sie ermöglichen, dass die elektrischen Ladungen der kapazitiven Elemente 311 bis 315 entladen werden, wenn sie gleichzeitig eingeschaltet werden. Die Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung 33 besteht aus einem Schalter 331 für einen selektiven Anschluss oder eine selektive Trennung einer Anschlussklemme b₃ einer selektiven Schaltung 42, die später besprochen wird, und der Ausgangssignalleitung 39. Wenn der Schalter 331 eingeschaltet ist, kann das Potenzial der Ausgangssignalleitung 39 durch die Referenzspannung V_b1 oder V_b2 zurückgestellt werden, wie später besprochen wird.
In 1 stellt der Signalleitungskondensator 310 die Kapazität bereit, die für die Ausgangssignalleitung 39 parasitär ist, wobei das Klemmenpotenzial (gemeinsame Potenzial) an der entgegen gesetzten Seite zu der Signalleitung mit V0 bezeichnet ist. Die Signalleitung 39 ist zu einer Pixelfläche als Datensignalleitung der Flüssigkristallvorrichtung verdrahtet. Der Signalleitungskondensator 310 stellt wie zuvor erwähnt die Kapazität bereit, die für die Ausgangssignalleitung 39 und der Datensignalleitung der Pixelfläche, die damit verbunden ist, parasitär ist. Bei diesen Signalleitungen ist ein Kondensator zwischen ihnen und der Elektrode eines Substrats gebildet, das durch einen Flüssigkristall gegenüberliegt. In der Pixelfläche einer Flüssigkristallplatte mit aktiver Matrix kreuzen Datensignalleitungen und Abtastsignalleitungen einander oder Pixelelektroden sind nebeneinander angeordnet, so dass ein parasitärer Kondensator auch zwischen den Datensignalleitungen, den Abtastsignalleitungen und den Pixelelektroden gebildet ist. Als Alternative, wie später besprochen wird, kann die Verdrahtungsbreite der Ausgangssignalleitung 39 um die Pixelfläche erhöht werden, um die Ausgangskennlinie des DAC 3 einzustellen, und die Kapazität kann absichtlich zwischen den Elektroden der Substrate gebildet werden, die mit dem Flüssigkristall dazwischen einander gegenüberliegen. Der Signalleitungskondensator C0 stellt die gesamte parasitäre Kapazität dar. In der Zeichnung ist das Potenzial an dem anderen Ende des Signalleitungskondensators 310 als das Elektrodenpotenzial (gemeinsames Elektrodenpotenzial) des entgegen gesetzten Substrats dargestellt; es ist als das Potenzial angegeben, das am meisten als das Potenzial am anderen Ende des Kondensators beiträgt, wenn der Wert der Kapazität, der mit der gemeinsamen Elektrode generiert wird, die der Ausgangssignalleitung 39 gegenüberliegt, den Maximalwert erreicht. Das Potenzial ist nicht auf das gemeinsame Elektrodenpotenzial beschränkt; solange es ein Potenzial ist, das die Ladung des Signalleitungskondensators C0 in dem Verhältnis zwischen den Referenzspannungen V_b1 und V_b2 ermöglicht, kann der Kondensator zwischen dem gemeinsamen Elektrodenpotenzial und einem anderen Potenzial gebildet werden, und das Potenzial kann als das Potenzial an dem anderen Ende definiert werden.
Der DAC 3 hat erste und zweite Referenzspannungseingangsklemmen "a" und "b". Eine Ausgangsklemme (eine Anschlussklemme a3) der selektiven Schaltung 41 ist an die erste Referenzspannungseingangsklemme (a) angeschlossen, und eine Ausgangsklemme (eine Anschlussklemme b3) einer selektiven Schaltung 42 ist an die zweite Referenzspannungseingangsklemme "b" angeschlossen.
Die selektiven Schaltungen 41 und 42 haben jeweils zwei Klemmen als Eingangsklemmen, nämlich a1, a2 beziehungsweise b1, b2. Spannungen V_a1 und V_a2 werden in die Eingangsklemmen a1 und a2 der selektiven Schaltung 41 eingegeben. Ein Schalter 420 der selektiven Schaltung 41 verbindet die Anschlussklemme a3 mit a1, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 (durch MSB in 1 angegeben) der Eingangsdaten D_A "0" ist, während er die Anschlussklemme a3 mit der Eingangsklemme a2 verbindet, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist.
Ferner werden Spannungen V_b1 und V_b2 in die Eingangsklemmen b1 und b2 der selektiven Schaltung 42 eingegeben. Der Schalter 430 verbindet die Anschlussklemme b3 mit der Eingangsklemme b1, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 der Eingangsdaten D_A "0" ist, während er die Anschlussklemme b3 mit b2 verbindet, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist.
Somit besteht in dieser Ausführungsform das Paar der ersten Referenzspannungen aus den Spannungen V_a1 und V_b1 und das Paar der zweiten Referenzspannungen besteht aus den Spannungen V_a2 und V_b2.
Die Bit-selektive Verknüpfungsschaltung 34 besteht aus den Schaltern 341 bis 345 für einen selektiven Anschluss oder eine selektive Trennung der jeweiligen kapazitiven Elemente 311 bis 315 und der Ausgangssignalleitung 39; die Schalter werden entsprechend den Werten der nicht invertierten Signale D1 bis D5 oder der invertieren Signale D1* bis D5* von der Datenumwandlungsschaltung 23 ein- oder ausgeschaltet. Die Kapazitäten der kapazitiven Elemente 311 bis 315 werden durch binäre Verhältnisse eingestellt und sind C, 2×C, 4×C, 8×C beziehungsweise 16×C; die Gesamtkapazität C_T der kapazitiven Elemente 311 bis 315, die parallel geschaltet sind, ist 31×C. Nach einer allgemeinen Formel ist die Kapazität der kapazitiven Elemente 311 bis 315 C×2^j-1 (wobei: C eine vorbestimmte Kapazitätseinheit angibt; j = 1, 2, N-1).
Es wird nun beschrieben, wie jeder der Werte der zwei Paare von Referenzspannungen V_a1 und V_b1 und V_a2 und V_b2 in der Ansteuerschaltung dieser Ausführungsform bestimmt wird. Es wird angenommen, dass V_a1 > V_b1 und V_a2 < V_b2.
Zuerst wird ein Durchlässigkeitsvariationsbereich T aus einer Durchlässigkeitseigenschaft Y eines Flüssigkristallpixels, die durch eine an den Flüssigkristall eines Pixels angelegte Spannung V_LP angegeben ist, auf der Abszisse und einer Durchlässigkeit S_LP des Pixels auf der Ordinate, wie in 2 dargestellt ist, bestimmt. Dann werden zwei Spannungen, die dem Minimalwert und dem Maximalwert der Durchlässigkeit entsprechen, aus der Durchlässigkeitskennlinie des Flüssigkristallpixels bestimmt. In diesem Fall sind die zwei Spannungen mit V_a1 und V_a2 (V_a1 > V_a2) bezeichnet.
Der Flüssigkristall wird im normal weißen Modus angesteuert; wenn daher die Durchlässigkeit ihr Maximum erreicht, sind die Bilddaten D_A "000000". Zu diesem Zeitpunkt werden die niederwertigen fünf Bits D1 bis D5 ("00000") der Bilddaten D_A direkt in die Dateneingangsklemmen DT1 bis DT5 des DAC 3 eingegeben, der in 1 dargestellt ist. Somit sind alle der Bit-selektiven Schalter 341 bis 345 auf AUS gestellt. Das höchstwertige Bit der Bilddaten D_A ist "0", so dass der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 b3 mit b1 verbindet, und V_b1 an der Referenzspannungseingangsklemme "b" des DAC 3 erscheint. Dadurch erscheint V_b1 an der Ausgangssignalleitung 39.
Wenn andererseits die Durchlässigkeit ihr Minimum erreicht, sind die Bilddaten D_A "111111". Zu diesem Zeitpunkt werden die invertieren Bits D1* bis D5* "00000" in die Dateneingangsklemmen des DAC 3 eingegeben. Somit sind alle Bitselektiven Schalter 341 bis 345 in diesem Fall ebenso auf AUS gestellt. Ferner ist das höchstwertige Bit der Bilddaten D_A "1", so dass der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 b3 mit b2 verbindet, und V_b2 an der Referenzspannungseingangsklemme "b" des DAC 3 erscheint. Somit ist der Ausgang des DAC 3, der dem Maximalwert der Durchlässigkeit des Durchlässigkeitsvariationsbereichs T entspricht, V_b1 und der Ausgang des DAC 3, der dem Minimalwert der Durchlässigkeit des Durchlässigkeitsvariationsbereichs T entspricht, ist V_b2.
Wenn ferner die Bilddaten D_A "011111" sind, das heißt, wenn der Wert der Bilddaten D_A auf einen Dezimalwert 2^N-1-1 gestellt ist, werden die niederwertigen Bits D1 bis D5 "11111" unverändert in die Dateneingangsklemme des DAC 3 eingegeben, der in 1 dargestellt ist. In diesem Fall ist das höchstwertige Bit der Bilddaten D_A "0", so dass der Schalter 420 der selektiven Schaltung 41 die Klemme a3 mit der Klemme a1 verbindet, und _Vag an der Referenzspannungseingangsklemme "a" des DAC 3 erscheint. Ebenso verbindet der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 die Klemme b3 mit der Klemme b1, und V_b1 erscheint an der Referenzspannungseingangsklemme "b" des DAC 3. Dann wird andererseits der Schalter 331 der Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung 33 einmal eingeschaltet und dann ausgeschaltet, um das Signalleitungspotenzial der Signalleitung 39 auf V_b1 zurückzustellen. Andererseits werden alle fünf Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element 32 einmal eingeschaltet und dann ausgeschaltet, um die Spannungen an beiden Klemmen jedes kapazitiven Elements auf V_a1 zurückzustellen. Wenn unter dieser Bedingung der Bitselektive Schalter 34 selektiv eingeschaltet wird (in diesem Fall sind alle Bit-selektiven Schalter 341 bis 345 eingeschaltet, da die Bits D1 bis D5 "11111" sind), erscheint die folgende Spannung an der Ausgangssignalleitung 39: V1 = Va1 + {(Vb1 – Va1) × 31C/(C0 ÷ 31V)} (1)
Wenn ferner die Bilddaten D_A "100000" sind, das heißt, wenn der Wert der Bilddaten D_A auf einen Dezimalwert 2^N-1 eingestellt ist, werden die invertieren Bits D1* bis D5* "11111" in die Dateneingangsklemme des DAC 3 eingegeben, der in 1 dargestellt ist. Zuerst ist das höchstwertige Bit der Bilddaten D_A "1, so dass der Schalter 420 der selektiven Schaltung 41 die Klemme a3 mit der Klemme a2 verbindet, und Vag an der Referenzspannungseingangsklemme "a" des DAC 3 erscheint. Ebenso verbindet der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 die Klemme b3 mit der Klemme b2, und V_b2 erscheint an der Referenzspannungseingangsklemme "b" des DAC 3. Dann wird andererseits der Schalter 331 der Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung 33 einmal eingeschaltet und dann ausgeschaltet, um das Signalleitungspotenzial der Signalleitung 39 auf V_b2 zurückzustellen. Andererseits werden alle fünf Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element 32 einmal eingeschaltet und dann ausgeschaltet, um die Spannungen an beiden Klemmen jedes kapazitiven Elements auf Vag zurückzustellen. Wenn unter dieser Bedingung der Bit-selektive Schalter 34 selektiv eingeschaltet wird (in diesem Fall sind alle Bit-selektiven Schalter 341 bis 345 eingeschaltet, da die Bits D1 bis D5 "11111" sind), erscheint die folgende Spannung an der Ausgangssignalleitung 39: V2 = Va2 + {(Vb2 – Va2) × 31C/(C0 ÷ 31V)} (2)
Wie in 2 dargestellt ist, kann durch richtige Wahl des Wertes ΔV = V₂ – V₁ die Differenz zwischen der Durchlässigkeit des Flüssigkristallpixels, die durch die Spannung (die Ausgangsspannung des DAC 3) erhalten wird, die an der Ausgangssignalleitung 39 erscheint, wenn die Bilddaten D_A "011111" sind, und der Durchlässigkeit des Flüssigkristallpixels, die durch die Spannung erhalten wird, die an der Ausgangssignalleitung 39 erscheint, wenn die Bilddaten D_A "100000" sind, auf eine Stufe einer Grauskala des Durchlässigkeitsvariationsbereichs T (eine Stufe einer Grauskala auf der Logarithmusachse) eingestellt werden.
Die Bedingung für die Grauskala, die nicht über den Bereich "011111" bis "100000" zu invertieren ist, ist ΔV > 0, das heißt: (31C/CT) × (Va1 – Va2) < Vb2 – Vb1
Im Allgemeinen gilt die folgende Formel: ΣCi/CT × (Va1 – Va2) < Vb2 – Vb1 (wobei die Berechnung von Σ bei i = 1 bis i = N-1 durchgeführt wird).
Die vorangehende Ungleichheitsformel trifft zu, wenn eine Spannung der positiven Polarität von der Ansteuerschaltung zu der Ausgangssignalleitung 39 ausgegeben wird, wenn die Ansteuerung des Flüssigkristalls der Pixel durch Wechselstrom erfolgt. Aus diesem Grund sollte festgehalten werden, dass alle Vorzeichen einer Ungleichheit in der vorangehenden Ungleichheitsformel invertiert sind, wenn eine Spannung der negativen Polarität ausgegeben wird.
Wie aus den obenstehenden Formeln (1) und (2) hervorgeht, ändert sich der Wert von ΔV nicht, wenn V_b1 – V_b2 und V_a2 – V_a1 konstant bleiben. Wenn somit zum Beispiel V_b1 und V_b2 auf unveränderliche Werte eingestellt sind, V_a2 – V_a1 auf einen konstanten Wert gestellt ist, und die Werte von V_a2 und V_a1 in die positive oder negative Richtung verschoben sind, kann der Mittelpunkt der Grauskala der Ausgangskennlinie des DAC 3 in Bezug auf die Bilddaten D_A zu einer höheren oder niedereren Durchlässigkeit verschoben werden.
3(A) zeigt die Ausgangseigenschaften (Bilddatenwert D_A-Ausgangsspannung Vc des DAC) des DAC 3 in einem Fall (G1), wenn die Spannungsdifferenz von V_a2 – V_a1 erhöht ist, und einem Fall (G2), wo sie gesenkt ist, während die Spannungsdifferenz von V_b1 – V_b2 konstant gehalten wird, wobei die Ausgangseigenschaft vor der Änderung mit G0 bezeichnet ist.
Wie aus der vorangehenden Formel (2) hervorgeht, kann durch eine passende Einstellung der Gesamtkapazität C_T der kapazitiven Elemente 311 bis 315 und der Kapazität C0 des Signalleitungskondensators 310 die Änderung in dem Gradienten der Ausgangskennlinie des DAC 3 in Bezug auf die Bilddaten D_A verändert werden. Genauer ermöglicht die Erhöhung von C_T in Bezug auf C0 die Änderung in dem Gradienten der Ausgangskennlinie, so dass er ansteigt, und die Senkung von C_T in Bezug auf C0 ermöglicht, dass die Ausgangskennlinie annähernd eine gerade Line wird.
3(B) zeigt die Ausgangseigenschaft ((Bilddatenwert D_A – Ausgangsspannung Vc des DAC) des DAC 3 in einem Fall (G3), wenn C_T in Bezug auf C0 erhöht ist, und einem Fall (G4), wo diese gesenkt ist, während V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 konstant gehalten werden, wobei die Ausgangseigenschaft vor der Änderung mit G0 bezeichnet ist.
Damit die Ausgangskennlinie annähernd eine gerade Linie wird, kann ein Kondensator einer vorbestimmten Kapazität parallel an die Signalleitung 39 angeschlossen werden, um die Kapazität C0 des Signalleitungskondensators 310 zu erhöhen. Insbesondere kann durch diese Konfiguration die Änderung in der Ansteuerspannung in Bezug auf die Änderung in der Grauskala in dem DAC 3 aufgrund der erhöhten Kapazität der Signalleitung 39, wie zuvor erwähnt, nahe zu einer geraden Linie gebracht werden; selbst wenn daher die γ-Eigenschaft eher linear ist, kann sie durch die Verwendung der Ausgangskennlinie des DAC 3 gehandhabt werden.
Der Betrieb des DAC 3, wenn die zwei Paare der Referenzspannungen V_a1, V_b1 und V_a2, V_b2 eingestellt sind und die Gesamtkapazität C_T der kapazitiven Elemente 311 bis 315 wie zuvor beschrieben eingestellt ist, wird nun ausführlich beschrieben.
Zuerst wird das höchstwertige Bit D6 der Bilddaten D_A, die in die Datenumwandlungsschaltung 23 eingegeben werden, in eine Dateneingangsklemme DT6 des DAC 3 eingegeben. Wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "0" ist, verbindet der Schalter 420 der selektiven Schaltung 41 die Anschlussklemme a3 mit der Klemme a1 und der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 verbindet die Anschlussklemme b3 mit der Klemme b1. Wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist, verbindet der Schalter 420 der selektiven Schaltung 41 die Anschlussklemme a3 mit der Klemme a2 und der Schalter 430 der selektiven Schaltung 42 verbindet die Anschlussklemme b3 mit der Klemme b2. Zu diesem Zeitpunkt sind die Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element 32 und der Schalter 331 der Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung 33 beide auf EIN, während die Schalter 341 bis 345 der Bit-selektiven Verknüpfungsschaltung 34 auf AUS sind. Dies bewirkt, dass sich die kapazitiven Elemente 311 bis 315 entladen und beide ihrer Klemmen auf die Rückstellspannung V_a1 oder V_a2 zurückgestellt werden, und die Klemme des Signalleitungskondensators 310 (d.h., der Ausgangssignalleitung 39) auf V_b1 oder V_b2 zurückgestellt wird.
Unter dieser Bedingung werden die Schalter 321 bis 325 und der Schalter 331 ausgeschaltet, dann werden die Schalter 341 bis 345 der Bit-selektiven Verknüpfungsschaltung 34, die bis dahin ausgeschaltet waren, selektiv entsprechend den Werten des ersten Bits D1 bis fünften Bits D5 der Bilddaten D_A eingeschaltet. Wenn zu diesem Zeitpunkt, wie zuvor erwähnt, der Wert des höchstwertigen Bits D6 der Bilddaten D_A, der in die Datenumwandlungsschaltung 23 eingegeben wird, "0" ist, werden die nicht invertierten Signale D1 bis D5 der niederwertigen fünf Bits in die Dateneingangsklemmen DT1 bis DT5 des DAC 3 eingegeben, oder wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist, werden die invertierten Signale D1* bis D5* der niederwertigen fünf Bits eingegeben.
Wenn daher zum Beispiel die Bilddaten D_A "000001" sind, werden 0, 0, 0, 0, 1 jeweils in die fünf Klemmen DT1 bis DT5 des DAC 3 eingegeben, wodurch nur der Schalter 341 von den Schaltern der Bit-selektiven Verknüpfungsschaltung 34 eingeschaltet wird. Wenn die Bilddaten D_A "111110" sind, wird ebenso 0, 0, 0, 0, 1 jeweils in die fünf Klemmen DT1 bis DT5 des DAC 3 eingegeben, wodurch auch in diesem Fall nur der Schalter 341 von den Schaltern der Bit-selektiven Verknüpfungsschaltung 34 eingeschaltet wird.
Somit ist ein kapazitives Element von 311 bis 315, das an einen Schalter angeschlossen ist, der von den Schaltern 321 bis 325 eingeschaltet ist, an den Signalleitungskondensator 310 angeschlossen, und die Spannung, die auf diesem Anschluss beruht, erscheint an der Ausgangssignalleitung 39.
Wenn zum Beispiel die Bilddaten D_A "000001" sind, wird der Signalleitungskondensator 310 (Kapazität C0) durch die Spannungen V_b1 und V0 an beiden Klemmen geladen. Das kapazitive Element 311 (Kapazität C), das an die Signalleitung 39 über den Schalter 341 angeschlossen ist, nachdem alle Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element 32 ausgeschaltet wurden, wird durch die Referenzspannungen V_a1 und V_b1 geladen (andererseits werden die kapazitiven Elemente 312 bis 315 nicht durch die Referenzspannungen V_a1 und V_b1 geladen, da die Schalter 342 bis 345 AUS bleiben). Somit bewirken das kapazitive Element 311 (Kapazität C) und der Signalleitungskondensator 310 (Kapazität C0) eine Spannung, die so aussieht, als ob sie im Wesentlichen durch Teilen des Paares von Referenzspannungen V_a1 und V_b1 erhalten worden wäre (d.h., V_b1 – V_a1), um an der Ausgangssignalleitung 39 zu erscheinen.
Wenn ferner die Bilddaten D_A "111110" sind, wird der Signalleitungskondensator 310 (Kapazität C0) durch die Spannungen V_b2 und V0 an beiden Klemmen geladen. Das kapazitive Element 311 (Kapazität C), das an die Signalleitung 39 über den Schalter 341 angeschlossen ist, nachdem alle Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element 32 ausgeschaltet wurden, wird durch die Referenzspannungen V_a2 und V_b2 geladen (andererseits werden die kapazitiven Elemente 312 bis 315 nicht durch die Referenzspannungen V_a2 und V_b2 geladen, da die Schalter 342 bis 345 AUS bleiben). Somit bewirken das kapazitive Element 311 (Kapazität C) und der Signalleitungskondensator 310 (Kapazität C0) eine Spannung, die so aussieht, als ob sie im Wesentlichen durch Teilen des Paares von Referenzspannungen V_a2 und V_b2 erhalten worden wäre (d.h., V_b2 – V_a2), um an der Ausgangssignalleitung 39 zu erscheinen.
In 4 zeigt die Grafik (A) an der linken Seite die Ausgangsspannung Vc des DAC 3 in Bezug auf die Bilddaten D_A (ausgedrückt in 64 Stufen einer Grauskala), und Grafik (B) an der rechten Seite zeigt das Verhältnis zwischen einer Durchlässigkeit S_LP (Achse: Logarithmus) eines Flüssigkristallpixels und einer Spannung V_LP (entsprechend der Ausgangsspannung Vc des DAC 3), die an eine Flüssigkristallpixelelektrode angelegt wird, wobei die Durchlässigkeit S_LP auf der Abszisse eingetragen ist und die angelegte Spannung V_LP auf der Ordinate eingetragen ist. "111111" bis "000000" der Bilddaten D_A sind binäre Kodes der Bilddaten, die 64 Stufen einer Grauskala angeben. Wie unter Bezugnahme auf die Grafiken (A) und (B) in 4 im Gegensatz zu den Grafiken (A) und (B) in 21 erkennbar ist, führt der DAC 3 gemäß der vorliegenden Erfindung eine γ-Korrektur aus, während er gleichzeitig eine D/A-Wandlung durchführt.
Ein Verschieben aller Referenzspannungen V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 zu der Hochspannungsseite oder Niederspannungsseite ermöglicht, die gesamte Leuchtdichte (Durchlässigkeit) in den Pixeln zu der niederen Seite oder der hohen Seite zu verschieben. Ferner kann durch Einstellen der Spannungsdifferenz V_b1 – V_b2 im Voraus auf einen großen Wert das Kontrastverhältnis erhöht werden, oder durch Einstellen derselben auf einen geringen Wert kann das Kontrastverhältnis gesenkt werden.
5 zeigt ein Grafik, die das Verhältnis zwischen der Durchlässigkeit der Flüssigkristallpixel und der Spannung, die an die Flüssigkristallpixelelektroden angelegt wird, in drei Fällen zeigt (angegeben mit Fall I bis III), wobei in dieser Ausführungsform eine tatsächliche Messung vorgenommen wurde. In 5 werden die Spannungen der positiven und negativen Polaritäten von V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 jeweils in den entsprechenden Fällen I bis III angelegt. Der Grund ist, dass es Fälle gibt, in welchen eine Spannung der positiven Polarität ausgegeben wird, und Fälle, in welchen eine Spannung der negativen Polarität in Bezug auf die Referenzspannung (0V im Fall von 5) an die Datensignalleitung ausgegeben wird, um den Flüssigkristall der Pixel im Wechselstrommodus anzusteuern. Wenn V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 positive Spannungen sind, wird die Spannung der positiven Polarität an den Pixelflüssigkristall angelegt, oder wenn sie negative Spannungen sind, wird die Spannung der negativen Polarität an diesen angelegt.
Daher werden in der Ansteuerschaltung von 1 in der tatsächlichen Verwendung als V_a1, V_a2, V_b1 beziehungsweise V_b2 die Referenzspannung zum Anlegen der Spannung der positiven Polarität und die Referenzspannung zum Anlegen der Spannung der negativen Polarität in einem regelmäßigen Zyklus umgeschaltet und angelegt.
Wenn in Bezug auf den Umschaltzyklus der Spannungen V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 das Ansteuerverfahren der Flüssigkristallvorrichtung derart ist, dass die Polarität der Spannung, die an den Flüssigkristall angelegt wird, in jeder vertikalen Abtastperiode (1 Feld oder 1 Frame) invertiert ist, wird das Umschalten der Spannungen in jeder vertikalen Abtastperiode ausgeführt; wenn die Polarität in jeder horizontalen Abtastperiode invertiert ist (eine sogenannte "zeileninvertierende Ansteuerung"), wird das Umschalten der Spannungen in jeder horizontalen Abtastperiode ausgeführt. Wenn ferner die Polarität in jede Spalte invertiert ist (eine sogenannte "Quellenzeileninversion") oder wenn die Polarität in jedem Pixel invertiert ist (eine sogenannte "punktinvertierende Ansteuerung"), sind die Polaritäten der Spannungen, die als V_a1, V_a2, V_b1 und V_b2 angelegt werden, in Bezug auf die Referenzspannungen für jede benachbarte Ansteuerschaltungseinheit abwechselnd unterschiedlich. Insbesondere dient die Referenzspannung, die als V_a1 angelegt wird, für die positive Polarität in der Ansteuerschaltungseinheit einer ersten Datensignalleitung, während die Referenzspannung, die als V_a1 angelegt wird, für die negative- Polarität in der Ansteuerschaltungseinheit einer zweiten Datensignalleitung dient; somit sind die Spannungen unterschiedlich. Die Referenzspannung für jede Ansteuerschaltungseinheit wird für jede vertikale Abtastperiode im Falle der Quellenzeileninversion umgeschaltet, oder für jede horizontale Abtastperiode im Falle der Punktinversion.
In der zuvor beschriebenen ersten Ausführungsform und anderen Ausführungsformen, die in der Folge beschrieben werden, wird die Beschreibung unter der Annahme vorgenommen, dass "111111" schwarz ist und "000000" weiß ist; das Verhältnis zwischen den Bilddaten D1 bis D6 und den Klemmen DT1 bis DT6 kann jedoch invertiert sein, so dass "111111" weiß angibt und "000000" schwarz angibt. Ferner gilt in dieser Ausführungsform offensichtlich dasselbe, selbst wenn die Orientierung der Flüssigkristallmoleküle und die Einstellung der Polarisationsachse geändert sind (in den normal schwarzen Modus), so dass die Durchlässigkeit hoch ist, wenn die Ausgangsspannung des DAC nieder ist, während die Durchlässigkeit nieder ist, wenn dessen Ausgangsspannung hoch ist.
Eine ausführlichere Konfiguration und ein Betrieb der Ansteuerschaltung der ersten Ausführungsform werden nun unter Bezugnahme auf 6 und 7 beschrieben. 6 ist ein ausführliches Schaltungsdiagramm der Ansteuerschaltung der Ausführungsform, und 7 ist ein Zeitablaufdiagramm derselben. In 6 sind gleiche Bestandteile wie jene, die in 1 dargestellt sind, mit denselben Bezugszeichen versehen, und deren Beschreibung wird nach Bedarf unterlassen.
In 6 werden sechs Verriegelungselemente 211 bis 216 einer ersten Verriegelungsschaltung 221 jeweils durch die Ausgangsimpulse eines Schieberegisters 7 angesteuert; sie sind dazu ausgebildet, 6-Bit Bilddaten für ein Pixel auf einer Datenleitung gleichzeitig zwischenzuspeichern. Nur eine Einheit der Ansteuerschaltung ist für die erste Verriegelungsschaltung 221 dargestellt; eine gleiche erste Verriegelungsschaltung ist jedoch auch für die Ansteuerschaltungseinheit konfiguriert, die neben der Verriegelungsschaltung liegt. In der ersten Verriegelungsschaltung 221 wird jedoch die Zwischenspeicherung durch einen anderen Ausgang des Schieberegisters 7 für jede Ansteuerschaltungseinheit gesteuert.
Eine zweite Verriegelungsschaltung 222 ist so konfiguriert, dass sie alle Bits D1, D2,..., D6, die in der ersten Verriegelungsschaltung 221 gehalten werden, in jedem der Verriegelungselemente 271 bis 276 durch einen Verriegelungsimpuls LP0 erfasst und sie an die Datenumwandlungsschaltung 23 ausgibt. Wie die erste Verriegelungsschaltung 221 ist die zweite Verriegelungsschaltung 222 an jeder Ansteuerschaltungseinheit bereitgestellt; die zweite Verriegelungsschaltung 222 jeder Ansteuerschaltungseinheit unterscheidet sich jedoch von der ersten Verriegelungsschaltung 221, da sie gleichzeitig durch denselben Verriegelungsimpuls P0 zwischenspeichert.
Die Datenumwandlungsschaltung 23 besteht aus fünf Sätzen von Gate-Schaltungen 311 bis 315, von welchen jede aus einem EX-OR-Gate, einem NAND-Gate und einem NOT-Gate besteht, und einem Verriegelungs-Gate 316.
Jedes der EX-OR-Gates der Gate-Schaltungen 311 bis 315 gibt die entsprechenden Bit-Werte D1 bis D5 der Bilddaten D_A von den Verriegelungselementen 271 bis 276 ein, und das Verriegelungs-Gate 316 gibt den Wert des höchstwertigen Bits D6 ein. Jedes EX-OR-Gate ist so konfiguriert, dass, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist, es die Werte der niederwertigen Bits D1 bis D5 invertiert, bevor es diese an das NAND-Gate in der folgenden Stufe ausgibt, oder, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "0" ist, es die Werte der niederwertigen Bits D1 bis D5 an das NAND-Gate in der folgenden Stufe ausgibt, ohne diese zu invertieren.
Pegelschieberschaltungen 81 bis 86 sind die Schaltungen zum Verschieben, zum Beispiel, eines binären Spannungspegels von 0 V und 5V auf 0 V und 12 V; jede von ihnen hat zwei Ausgangsklemmen für einen nicht invertierten Ausgang und einen invertierten Ausgang. Diese Ausgänge dieser zwei Ausgangsklemmen werden in der folgenden Stufe zu dem DAC 3 gesendet. In 6 sind die nicht invertierten Ausgangsig nale der Pegelschieberschaltungen 81 bis 86 mit LS1 bis LS6 bezeichnet.
Die entsprechenden kapazitiven Elemente 311 bis 315 sind durch Muster gebildet. Bezüglich jedes der kapazitiven Elemente 312 bis 315 ist das kapazitive Element 312 durch eine Parallelverbindung von zwei Kondensatoren derselben Kapazität wie die Kapazität C des kapazitiven Elements 311 gebildet, das kapazitive Element 313 ist durch eine Parallelverbindung von vier Kondensatoren derselben Kapazität wie die Kapazität C des kapazitiven Elements 311 gebildet, das kapazitive Element 314 ist durch eine Parallelverbindung von acht Kondensatoren derselben Kapazität wie die Kapazität C des kapazitiven Elements 311 gebildet und das kapazitive Element 315 ist durch eine Parallelverbindung von sechzehn Kondensatoren derselben Kapazität wie die Kapazität C des kapazitiven Elements 311 gebildet. Die Referenzspannungen der Spannungen V_a1, V_a2 V_b1 und V_b2 sind Wechselstromspannungen (die Spannungspolarität ist zum Beispiel für jede Abtastleitung, jedes Feld oder Frame invertiert); somit besteht jeder der Schalter 341 bis 345 aus einem CMOS-Transistor mit zwei Steueranschlüssen, um einen Betrieb unabhängig davon zu garantieren, ob die Polarität eines zu steuernden Signals positiv oder negativ ist. Insbesondere sind die nicht invertierten Ausgangssignale LS1 bis LS5 von den Pegelschieberschaltungen 81 bis 86 dazu ausgebildet, jeden der Schalter 341 bis 345 zu betätigen, wenn die Rückstellspannungen des kapazitiven Elements V_a1, V_a2 und die Signalleitungspotenzial-Rückstellspannungen V_b1, V_b2 positiv sind, während die invertierten Ausgangssignale von den Pegelschieberschaltungen 81 bis 86 dazu ausgebildet sind, jeden der Schalter 341 bis 345 zu betätigen, wenn die Rückstellspannungen des kapazitiven Elements V_a1, V_a2 und die Signalleitungspotenzial-Rückstellspannungen V_b1, V_b2 negativ sind.
Der Betrieb der Ansteuerschaltung, die wie in 6 dargestellt konfiguriert ist, wird nun unter Bezugnahme auf das Zeitablaufdiagramm beschrieben, das in 7 dargestellt ist.
In 7 führt zuerst während einer vorangehenden horizontalen Abtastperiode die erste Verriegelungsschaltung 221 eine sequenzielle Zwischenspeicherung der Bilddaten für die Anzahl der horizontalen Pixel für jede Einheitsansteuerschaltung entsprechend einem Übertragungssignal aus, das der Reihe nach von dem Schieberegister 7 ausgegeben wird. Wenn dann die Bilddaten für ein horizontales Pixel zwischengespeichert sind und der Verriegelungsimpuls LP0 zum Zeitpunkt t1 in einer horizontalen Austastperiode erzeugt wird, erfasst die zweite Verriegelungsschaltung 222 jedes der Bits D1, D2,..., D6, die in der ersten Verriegelungsschaltung 221 gehalten werden, in jedem der Verriegelungselemente 271 bis 276 und gibt diese an die Datenumwandlungsschaltung 23 aus.
Wenn anschließend ein Rückstellsignal RS1 in die entsprechenden NAND-Gates der Datenumwandlungsschaltung 23 eingegeben wird, werden die Ausgänge der EX-OR-Gates an die Pegelschieberschaltungen 81 bis 85 über die NOT-Gates in einer Periode von t₃ bis t₄ ausgegeben (d.h. in der horizontalen Abtastperiode), in der das Rückstellsignal RS1 beim H-Pegel bleibt. Wenn der Verriegelungsimpuls LP0 eingegeben wird, wird das höchstwertige Bit D6 von dem Verriegelungs-Gate 316 an die Pegelschieberschaltung 86 ausgegeben.
In diesem Beispiel ist der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" und daher wird ein nicht invertierter Ausgang LS6 des höchstwertigen Bits D6 von der Pegelschieberschaltung 86 zum Zeitpunkt t1 auf den hohen Pegel umgeschaltet, der der Zeitpunkt ist, zu dem der Verriegelungsimpuls LP0 erzeugt wird. Und die Betätigung de Schalters 420 bewirkt, dass die Rückstellspannung V_a2 an einer gewählten Klemme a₃ zum Zeitpunkt t1 erscheint. Ebenso bewirkt die Betätigung des Schalters 430, dass eine Signalleitungspotenzial-Rückstellspannung V_b2 an einer gewählten Klemme b₃ zum Zeitpunkt t1 erscheint.
Wenn dann ein Rückstellsignal RS2 oder sein invertiertes Signal (dieses invertierte Signal ist in 6 mit RS2* bezeichnet) zum Zeitpunkt t2 erzeugt wird, werden die Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element und der Schalter 331 der Signalleitungspotenzial-Rückstellvorrichtung eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt ist die Periode, in der das Rückstellsignal RS2 beim hohen Pegel ist, später als der Zeitpunkt, zu dem der Verriegelungsimpuls LP0 erzeugt wird, aber früher als der Zeitpunkt t2, zu dem das Rückstellsignal RS1 ansteigt.
Wenn anschließend ein Rückstellsignal RS3 zum Zeitpunkt t3 unter einer Bedingung erzeugt wird, dass der Schalter 331 der Signalleitungs-Rückstellvorrichtung AUS ist, das Potenzial der Signalleitung V_b1 ist, die Schalter 321 bis 325 der Rückstellvorrichtung für das kapazitive Element AUS sind, und die kapazitiven Elemente 311 bis 315 ladbar sind, werden die Schalter 341 bis 345 der Bit-selektiven Verknüpfungsschaltung entsprechend den Werten der Ausgänge der Pegelschiebeschaltungen 81 bis 85 selektiv eingeschaltet. In diesem Beispiel ist nur LS1 unter den Ausgängen LS1 bis LS5 der Pegelschieberschaltungen 81 bis 85 auf den H-Pegel geschaltet; daher erscheint die Spannung (die Ausgangsspannung Vc des DAC 3), die durch die Verbindung zwischen dem kapazitiven Element 311 und dem Signalleitungskondensator 310 erzeugt wird, an der Ausgangssignalleitung 39 und die Ausgangsspannung Vc wird an die Signalleitung in der horizontalen Abtastperiode angelegt.
Wie zuvor ausführlich beschrieben wurde, kann gemäß der ersten Ausführungsform die Ausgangsspannung entsprechend der Stufe einer Grauskala, die durch die Bits der digitalen Bilddaten D_A angezeigt wird, zu den entsprechenden Signalleitungen der Flüssigkristallvorrichtung geleitet werden und gleichzeitig die γ-Korrektur ausgeführt werden.
(Zweite Ausführungsform)
Eine zweite Ausführungsform der Ansteuerschaltung einer Flüssigkristallvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf 8 beschrieben.
8 zeigt die zweite Ausführungsform, die einen DAC der Widerstandsleiterart anstelle des SC-DAC verwendet, de in 7 dargestellt ist. In 8 besteht eine Ansteuerschaltung aus einem Schieberegister 21, einer Verriegelungsvorrichtung 22, die aus einer ersten Verriegelungsschaltung 221 und einer zweiten Verriegelungsschaltung 222 besteht, einer Datenumwandlungsschaltung 23 und einem DAC 5. Die Konfigurationen und Funktionen des Schieberegisters 21, der Verriegelungsvorrichtung 22 und der Datenumwandlungsschaltung 23 sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform. In 8 sind dieselben Bestandteile wie jene, die in 1 dargestellt sind, mit denselben Bezugszeichen versehen, und deren Beschreibung wird bei Bedarf unterlassen. In der zweiten Ausführungsform ist auch die ausführliche Konfiguration (das Schieberegister, die Verriegelungsmittel und die Datenumwandlungsschaltung) bis zu der Stufe, die dem DAC vorangeht, mit jener der ersten Ausführungsform identisch, die in 6 dargestellt ist.
Wie in dem Fall der Ansteuerschaltung, die in 1 dargestellt ist, sendet die Verriegelungsvorrichtung 22, wenn eine Steuerung 200 6-Bit Bilddaten D_A an die Ansteuerschaltung 12 sendet, die sechs Bits D1 bis D6 der Bilddaten D_A zu der Datenumwandlungsschaltung 23. Die Datenumwandlungsschaltung 23 sendet das höchstwertige Bit D6 und die niederwertigen Bits D1 bis D5, ohne sie zu invertieren, zu der Eingangsklemme des DAC 5, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "0" ist. Wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist, invertiert die Datenumwandlungsschaltung 23 die Werte der niederwertigen Bits D1 bis D5 und sendet die invertieren Bits wie auch das höchstwertige Bit D6 zu der Eingangsklemme des DAC 5.
Der DAC 5 besteht aus einem Dekodierer 51, 2⁵ Widerstandselementen r₁ bis r_n (n = 2⁵), die in Serie geschaltet sind, und einer "n" Anzahl von Schaltern SW₁ bis SW_n (n = 2⁵). In diesem Fall ist der Wert jedes "r" der Widerstandselemente r₁ bis r_n so eingestellt, dass sich die Spannung Vc, die entsprechend dem Wert des kombinierten Widerstands der Widerstandselemente ausgegeben wird, die in Serie geschaltet sind, die aus den Widerstandselementen r₁ bis r_n durch die Bilddaten D_A gewählt werden, wie in 4(A) dargestellt ist, ändert, mit Ausnahme des letzten Widerstandselements r_n, das auf r_n ≒ r_n-1/2 eingestellt ist. Die Einstellung auf r_n ≒ r_n_₁/2 ermöglicht die Einstellung der Differenz zwischen der Durchlässigkeit der Flüssigkristallpixel, die durch die Ausgangsspannung Vc des DAC 5 erhalten wird, wenn D_A "011111" ist, und der Durchlässigkeit, die durch die Ausgangsspannung Vc des DAC 5 erhalten wird, wenn D_A "100000" ist, auf annähernd eine Stufe einer Grauskala (eine Stufe einer Grauskala im Logarithmus) eines Durchlässigkeitsvariationsbereichs T des Flüssigkristallpixels.
Erste und zweite Referenzeingangsklemmen "d" und "e" sind an die entsprechenden Enden der Serienverbindungsschaltung der Widerstandselemente r₁ bis r_n angeschlossen. Ein Ende des Schalters SW₁ ist an eine Referenzspannungseingangsklemme "d" des DAC 5 angeschlossen (das Ende an der Seite von r₁ der Serienverbindungsschaltung der Widerstandselemente r₁ bis r_n) und ein Ende der Schalter SW₂ bis SW_n ist an die Verbindung (den Abgriff) von r₁ bis r_n der Serienverbindungsschaltung angeschlossen, während das andere Ende der Schalter SW₂ bis SW_n an die Ausgangsklemme Vc des DAC 5 angeschlossen ist.
Eine selektive Schaltung 61 ist an die Referenzspannungseingangsklemme "d" des DAC 5 angeschlossen. Die selektive Schaltung 61 hat zwei Eingangsklemmen d₁ und d₂ und eine Anschlussklemme d_l, wobei Spannungen Vd₁ und Vd₂ in diese Klemmen eingegeben werden. Eine Referenzspannungseingangsklemme "e" ist an einem Mittelpunktpotenzial Ve fixiert. In dieser Ausführungsform bilden VD₁ und Ve ein Paar erster Referenzspannungen und VD₂ und Ve bilden ein Paar zweiter Referenzspannungen. Zwischen den Spannungen VD₁, Vd₂ und Ve gilt ein Verhältnis VD₁ > Ve > Vd₂.
Die selektive Schaltung 61 verbindet eine Anschlussklemme d₃ mit einer Eingangsklemme d₂, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 der eingegebenen Daten D_A "0" ist, oder verbindet die Anschlussklemme d₃ mit einer Eingangsklemme d₁, wenn der Wert des höchstwertigen Bits D6 "1" ist.
Wenn in der Ansteuerschaltung 12 von 8 zum Beispiel die Bilddaten D_A "000001" sind, ist das höchstwertige Bit D6 "0"; daher gibt die Datenumwandlungsschaltung 23 die niederwertigen Bits D1 bis D5 an den Dekodierer 51 aus, ohne sie zu invertieren. Die selektive Schaltung 61 verbindet die Anschlussklemme d₃ mit der Eingangsklemme d₂. Ferner werden 0, 0, 0, 0, 1 in fünf Klemmen DT1 bis D5 des Dekodierers 51 eingegeben (der Dekodierwert zu diesem Zeitpunkt ist "1"), und nur der Schalter SW₂ unter den Schaltern SW₁ bis SW_n, der einem Dekodierwert "1" entspricht, wird eingeschaltet. Daher erscheint die Spannung Vc, wie in der Folge angeführt, an der Ausgangsklemme C des DAC 5: Vc = Vd2 + (Ve – Vd2) × [r1/(r1 + r2 + ... + rn)]
Wenn die Bilddaten D_A zum Beispiel "111110" sind, ist das höchstwertige Bit D6 "1"; daher invertiert die Datenumwandlungsschaltung 23 die niederwertigen Bits D1 bis D5, bevor sie diese an den Dekodierer 51 ausgibt. Die selektive Schaltung 61 verbindet die Anschlussklemme d₃ mit der Eingangsklemme d₁. Ferner werden 0, 0, 0, 0, 1 in jede der fünf Klemmen DT1 bis DT5 des Dekodierers 51 eingegeben (der Dekodierwert zu diesem Zeitpunkt ist "1"), und nur der Schalter SW₁ von den Schaltern SW₁ bis SW_n, der dem Dekodierungswert "1" entspricht, wird eingeschaltet. Daher erscheint die Spannung Vc, wie in der Folge angeführt, an der Ausgangsklemme C des DAC 5: Vc = Vd2 – (Vd1 – Ve) × [r1/(r1 + r2 + ... + rn)]
Wie im Falle der ersten Ausführungsform wird als Spannungen Vd₁, Vd₂ und Ve die Referenzspannung, die verwendet wird, wenn eine Spannung der positiven Polarität an die Pixel angelegt wird, und die Referenzspannung, die verwendet wird, wenn eine Spannung der negativen Polarität an die Pixel angelegt wird, periodisch umgeschaltet, um die Abtastleitung-invertierende Ansteuerung oder dergleichen auszuführen, und werden zu jedem dieser geleitet. Die Umschaltzeitsteuerung ist dieselbe wie jene, die für den Fall der ersten Ausführungsform erklärt wurde.
Die Konfiguration des DAC, der für die vorliegende Erfindung verwendet wird, ist nicht auf jene in der ersten oder zweiten Ausführungsform beschränkt, die in 1 oder 8 dargestellt ist, solange die Änderungen von einem großen Gradienten auf einen kleinen Gradienten in der kleinen Fläche/großen Flächen des Eingangsdatenwertes auftreten, während die Änderungen von einem kleinen Gradienten zu einem großen Gradienten in der großen Fläche/kleinen Fläche des Eingangsdatenwertes auftreten. Es können verschiedene Arten eines DAC verwendet werden.
In den zuvor beschriebenen Ausführungsformen wurden Fälle gezeigt, in welchen die digitalen 6-Bit Daten verarbeitet werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf beschränkt; es ist offensichtlich, dass die Erfindung angewendet werden kann, um die Verarbeitung einer Reihe digitaler Bilddaten von 4 Bits, 5 Bits, 7 Bits oder mehr auszuführen.
Ebenso wurden in den obengenannten Ausführungsformen die Werte der ersten bis fünften Bits invertiert, wenn der Wert des höchstwertigen Bits der Bilddaten D_A "1" war; als Alternative jedoch kann die Konfiguration derart sein, dass die Werte des ersten bis fünften Bits invertiert werden (sie werden unverändert ausgegeben, wenn der Wert des höchstwertigen Bits "1" ist), wenn der Wert des höchstwertigen Bits der Bilddaten D_A "0" ist.
Ferner wurde in dieser Ausführungsform der normal weiße Modus verwendet; dieselbe kann jedoch ausgeführt werden, selbst wenn der normal schwarze Modus verwendet wird.
(Erstes Anwendungsbeispiel)
Eine Flüssigkristallvorrichtung, die ein Beispiel der elektrooptischen Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist, wird unter Bezugnahme auf 9 bis 17 beschrieben.
Die Ansteuerschaltungen in jeder der zuvor beschriebenen Ausführungsformen werden zum Ansteuern einer Flüssigkristallvorrichtung 701 verwendet, die zum Beispiel in einer Draufsicht von oben (A), einer Querschnittsansicht (B) und einer Längsschnittansicht (C) von 9 dargestellt ist.
In 9 wird der Flüssigkristall 705 zwischen einem aktiven Matrixsubstrat 702 und einem entgegen gesetzten Substrat (einem Farbfiltersubstrat) 703 geladen; er wird mit einem Dichtungsmittel 704 an den Umfängen jedes der Substrate abgedichtet. Ein Licht abschirmendes Muster 706 wird entlang dem Umfang des aktiven Matrixsubstrats 702 unter Auslassung des Umfangskantenabschnitts gebildet. Im Inneren des Licht abschirmenden Musters 706 sind ein aktiver Matrixabschnitt 707, der aus Pixelelektroden besteht, Ausgangssignalleitungen (Datenleitungen), Abtastleitung oder dergleichen gebildet. In dem obengenannten Umfangskantenabschnitt sind ein Treiber 708, in dem so viele Ansteuerschaltungen in jeder der obengenannten Ausführungsformen wie Pixelspaltenanordnungen gebildet sind, und ein Abtastleitungstreiber 709 gebildet. Ferner ist ein Montageanschlusselement 710 an der Außenseite des Abtasttreibers 709 in dem Umfangskantenabschnitt bereitgestellt.
Das Schaltungsdiagramm der obengenannten Flüssigkristallvorrichtung vom aktiven Matrixtyp ist in 10 dargestellt.
In 10 sind Pixel in einem Matrixmuster in dem aktiven Matrixabschnitt 707 gebildet. In dem aktiven Matrixabschnitt 707 wird eine Datensignalleitung 902 durch den Signalleitungstreiber 708 angesteuert, in dem die Einheitsansteuerschaltungen, die in der ersten oder zweiten Ausführungsform beschrieben sind, angeordnet sind, um an Datensignalleitungen angepasst zu sein, und die Abtastleitung 903 wird von dem Abtastleitungstreiber 709 angesteuert. Jedes Pixel besteht aus: einem Dünnfilmtransistor (TFT) 904, dessen Gate an die Abtastleitung 903 angeschlossen ist, dessen Source an die Datensignalleitung 902 angeschlossen ist, und dessen Drain an eine Pixelelektrode (nicht dargestellt) angeschlossen ist; einem Flüssigkristall 905, der zwischen der Pixelelektrode und einer gemeinsamen Elektrode (nicht dargestellt) angeordnet ist; und einem Ladungssammelkondensator 906, der zwischen der Pixelelektrode und ihrer angrenzenden Abtastleitung gebildet ist. Der Abtastleitungstreiber 709 besteht aus einem Schieberegister 900, das sequenziell Ausgänge in jeder horizontalen Abtastperiode bereitstellt, um die Zeitsteuerung zur Auswahl einer Abtastleitung festzulegen, und einem Pegel schieber 901, der die Ausgänge des Schieberegisters 900 empfängt und ein Abtastsignal des Spannungspegels, das den TFT 904 einschaltet, an die Signalleitung 903 ausgibt.
Der Signalleitungstreiber 708 ist mit einem Schieberegister 21, einer ersten Verriegelungsschaltung 221, einer zweiten Verriegelungsschaltung, einer Datenumwandlungsschaltung 23 einem DAC 3 oder dergleichen, wie zuvor erwähnt, bereitgestellt.
Ein Prozess (ein Prozess, der eine Niedertemperatur-Polysiliziumtechnik verwendet) zur Bildung der Ansteuerschaltungen (des Treibers 708), des aktiven Matrixabschnitts 707 oder dergleichen auf dem obengenannten aktiven Matrixsubstrat 702 wird nun Schritt für Schritt unter Bezugnahme auf 11 bis 15 beschrieben.
Schritt 1: Zuerst wird, wie in 11 dargestellt ist, eine Pufferschicht 801 auf einem aktiven Matrixsubstrat 800 gebildet, und eine amorphe Siliziumschicht 802 wird über der Pufferschicht 801 gebildet.
Schritt 2: Dann wird die gesamte Oberfläche der amorphen Siliziumschicht 802 von 11 einem Laserglühen unterzogen, so dass die amorphe Siliziumschicht polykristallin wird, so dass eine polykristalline Siliziumschicht 803 gebildet wird, wie in 12 dargestellt ist.
Schritt 3: Anschließend wird die polykristalline Siliziumschicht 803 strukturiert, um Inselregionen 804, 805 und 806 zu bilden, wie in 13 dargestellt ist. Die Inselregionen 804 und 805 sind die Schichten, wo die aktiven Regionen (Source und Drain) von MOS-Transistoren, die als jeder der Schalter verwendet werden, die in den Ausführungsformen dargestellt sind, gebildet sind. Die Inselregion 806 ist die Schicht, die einen Pol des Dünnfilmkondensators des kapazitiven Elements bereitstellt, das in den Beispielen dargestellt ist.
Schritt 4: Anschließend wird, wie in 14 dargestellt ist, eine Maskenschicht 807 gebildet und Phosphor-(P-) Ionen werden nur in die Inselregion 806 implantiert, die einen Pol des Dünnfilmkondensators des kapazitiven Elements bereitstellt, so dass die Inselregion 806 einen geringeren Widerstand aufweist.
Schritt 5: Anschließend wird, wie in 15 dargestellt ist, ein Gate-Isolierfilm 808 gebildet und TaN Schichten 810, 811 und 812 werden auf dem Gate-Isolierfilm 808 gebildet. Die TaN-Schichten 810 und 811 sind die Schichten, die die Gates der MOS-Transistoren bereitstellen, die als verschiedene Schalter verwendet werden, während die TaN-Schicht 812 die Schicht ist, die den anderen Pol des Dünnfilmkondensators bereitstellt. Nach der Herstellung dieser Tan-Schichten wird eine Maskenschicht 813 gebildet und Phosphor-(P-)Ionen werden in Selbstausrichtung unter Verwendung der Gate-TaN-Schicht 810 als Maske implantiert, um eine Source-Schicht 815 vom n-Typ und eine Drain-Schicht 816 zu bilden.
Schritt 6: Anschließend werden, wie in 16 dargestellt ist, Maskenschichten 821 und 822 gebildet, Bor-(N-)Ionen werden in Selbstausrichtung unter Verwendung der Gate-TaN-Schicht 811 als Maske implantiert, um eine Source-Schicht S vom p-Typ und eine Drain-Schicht D zu bilden.
Schritt 7: Anschließend wird, wie in 17 dargestellt ist, ein Zwischenisolierfilm 825 gebildet und Kontaktlöcher werden in dem Zwischenisolierfilm gebildet, dann werden Elektrodenschichten 826, 827, 828 und 829 gebildet, die aus ITO oder Al bestehen. Über die Kontaktlöcher sind auch Elektroden an die TaN-Schichten 810, 811 und 812 und die polykristalline Siliziumschicht 806, obwohl diese in 7 nicht dargestellt sind. Somit werden ein N-Kanal TFT und en p-Kanal TFT, die als jeder der Schalter der Ansteuerschaltung verwendet werden, und ein MOS-Kondensator, der als das kapazitive Elemente auch der Ansteuerschaltung verwendet wird, erzeugt.
Unter Verwendung der zuvor beschriebenen Schritte 1 bis 7 ist eine leichtere Herstellung der Flüssigkristallvorrichtung möglich, die die Ansteuerschaltung enthält, und es kann auch eine Kostensenkung erreicht werden. Das Polysilizium bietet eine signifikant höhere Mobilität der Träger als amorphes Silizium, so dass es einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb ermöglicht, der zum Erreichen einer höheren Leistung der Schaltung vorteilhaft ist.
Ein Prozess, der amorphes Silizium verwendet, kann anstelle des zuvor beschriebenen Herstellungsprozesses verwendet werden.
Die Ansteuerschaltungen der Flüssigkristallvorrichtungen der zuvor beschriebenen Beispiele können aus Dünnfilmtransistoren, Widerstandselementen und kapazitiven Elementen bestehen, die durch Siliziumdünnfilmschichten oder Metallschichten auf einem Glassubstrat, das aus Quarzglas, Nicht-Alkaliglas oder dergleichen besteht, gebildet werden, oder sie können auf anderen Substraten (z.B. Synthetikharzsubstraten und Halbleitersubstraten), die keine Glassubstrate sind, gebildet werden. Im Falle eines Halbleitersubstrats werden metallische Reflektorelektroden für die Pixelelektroden verwendet, die Transistorelemente die Widerstandselemente und kapazitiven Elemente werden auf der Oberfläche des Halbleitersubstrats oder der Oberfläche des Substrats gebildet, und ein Glassubstrat wird für das entgegen gesetzte Substrat verwendet, um dadurch eine Flüssigkristallvorrichtung vom reflektiven Typ zu erhalten, in der der Flüssigkristall zwischen dem Halbleitersubstrat und dem Glassubstrat gehalten wird. Wenn die Ansteuerschaltungen auf dem Glassubstrat mit einem niederen Schmelzpunkt gebildet werden, ist bevorzugt, den Herstellungsprozess zu verwenden, der die Niedertemperatur-Polysiliziumtechnik (den TFT-Prozess) anwendet, um die Zuverlässigkeit zu verbessern.
Die Flüssigkristallvorrichtungen in den zuvor beschriebenen Ausführungsformen sind vom aktiven Matrixtyp; es gibt jedoch keine Einschränkungen hinsichtlich der Art der Flüssigkristallvorrichtung und es können andere Arten als der aktive Matrixtyp verwendet werden. Ferner können verschieden Arten eines DAC verwendet werden; wenn die Schaltungen jedoch auf dem Glassubstrat gebildet werden, ist bevorzugt, den DAC vom SC-Typ oder den DAC vom Widerstandsleitertyp zu verwenden, um verringerte Variationen in den Betriebseigenschaften und eine verbesserte Zuverlässigkeit zu erreichen. In den zuvor beschriebenen Beispielen wurde die vorliegende Erfindung bei einer Flüssigkristallvorrichtung als ein Beispiel der elektrooptischen Vorrichtung angewendet; dieselben oder ähnliche Vorteile können jedoch bei Anwendung der vorliegenden Erfindung erwartet werden, solange die elektrooptische Vorrichtung nichtlineare optische Eigenschaften in Bezug auf die Ansteuerspannung aufweist.
Insbesondere, wenn die Ansteuerschaltungen in jeder der Ausführungsformen auf Siliziumsubstraten gebildet werden, ist bevorzugt, den DAC vom Widerstandsleitertyp zu verwenden, der die Erzeugung eines hohen Widerstands in einer relativ kleinen Fläche und die Minimierung von Variationen erleichtert. Wenn das Siliziumhalbleitersubstrat verwendet wird, ist ebenso bevorzugt, eine Flüssigkristallplatte vom reflektiven Typ zu konfigurieren. Wenn die Ansteuerschaltungen auf dem Glassubstrat gebildet werden, ermöglicht im Gegensatz dazu die Verwendung des SC-DAC die Konfiguration der Vorrichtung unter Verwendung von Elementen relativ kleiner Flächen, so dass die Fläche der gesamten Schaltung kleiner gestaltet werden kann, wodurch Vorteile erzielt werden.
Selbst wenn die Ansteuerschaltungen auf dem Glassubstrat durch das Herstellungsverfahren gebildet werden, das die Niedertemperatur-Polysiliziumtechnik anwendet, kann der SC-DAC oder der DAC vom Widerstandsleitertyp als DAC verwendet werden, wodurch kleinere Ansteuerschaltungen ausgeführt werden können, ohne die Schaltungskonfiguration zu verkomplizieren.
Verschiedene Beispiele der Flüssigkristallvorrichtung, die durch die obengenannten Ansteuerschaltungen angesteuert werden, die unter Verwendung des zuvor beschriebenen aktiven Matrixsubstrats hergestellt werden, und ein elektronisches Gerät, wie ein tragbarer Computer und ein Flüssigkristallprojektor mit der Flüssigkristallvorrichtung, werden nun beschrieben.
(Zweites Anwendungsbeispiel)
Wie in 18 dargestellt ist, ist eine Flüssigkristallvorrichtung 580 durch ein Hintergrundlicht 851, einen Polarisator 852, ein TFT-Substrat 853, einen Flüssigkristall 854, ein entgegen gesetztes Substrat (ein Farbfiltersubstrat) 855 und einen Polarisator 856 gebildet, die in der genannten Reihenfolge übereinander angeordnet sind. In diesem Beispiel ist eine Ansteuerschaltung 857 auf dem TFT-Substrat 853 wie zuvor beschrieben gebildet.
(Drittes Anwendungsbeispiel)
Wie in 19 dargestellt ist, hat ein tragbarer Computer 860 eine Haupteinheit 862, die mit einer Tastatur 861 bereitgestellt ist, und einen Flüssigkristallanzeigeschirm 863.
(Viertes Anwendungsbeispiel)
Wie in 20 dargestellt ist, ist ein Flüssigkristallprojektor 870 ein Projektor, der einen Flüssigkristall vom transmissiven Typ als Lichtventil verwendet; er verwendet zum Beispiel ein optisches System vom 3-Plattenprismentyp. In dem Projektor 870, der in 20 dargestellt ist, wird das Projektionslicht, das von einer Lampeneinheit 871 ausgestrahlt wird, die eine weiße Lichtquelle ist, durch mehrere Spiegel 873 und zwei dichroitische Spiegel 874 in einem Lichtleiter 872 in drei Primärfarben geteilt, nämlich R, G und B, und die drei farbigen Lichtstrahlen werden zu den drei Flüssigkristallplatten 875, 876 und 877 geleitet, die die Bilder der entsprechenden Farben anzeigen. Die Lichtstrahlen, die durch die entsprechenden Flüssigkristallplatten 875, 876 und 877 moduliert wurden, fallen auf ein dichroitisches Prisma 878 aus drei Richtungen. Die Lichtstrahlen in R (rot) und B (blau) werden durch das dichroitische Prisma 878 90 Grad gebeugt, während der Lichtstrahl in G (grün) gerade hindurchgeht, so dass die Bilder der entsprechenden Farben dadurch synthetisiert werden, um ein Farbbild auf einen Schirm oder dergleichen durch eine Projektionslinse 879 zu projizieren.
Ein elektronisches Gerät, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet werden kann, enthält eine Engineering Workstation, einen Pager oder ein tragbares Telefon, einen Word-Prozessor, ein TV-Gerät, eine Videokamera vom Bildsuchertyp oder Monitor-Direktsichttyp ein elektronisches Taschenbuch, einen elektronischen Tischrechner, eine Autonavigationsvorrichtung, ein POS-Terminal und zahlreiche Vorrichtungen, die mit Berührungsbildschirmen versehen sind.
Wie zuvor beschrieben, ist es gemäß den einzelnen Ausführungsformen und Beispielen möglich, eine zuverlässige Ansteuerschaltung einer Flüssigkristallvorrichtung, die mit digitalen Bildsignalen kompatibel ist, stabile Betriebsei genschaften mit kontrollierten Variationen bietet, und die DA-Wandlerfunktion und die γ-Korrekturfunktion (oder eine Hilfsfunktion für die γ-Korrekturfunktion) bereitstellt, durch eine relativ einfache und kleine Schaltungskonfiguration zu erreichen, und eine Flüssigkristallvorrichtung und eine Reihe elektronischer Geräte, die die Ansteuerschaltung verwenden.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
Die Ansteuerschaltung der elektrooptischen Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung kann als Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer transmissiven oder reflektiven Flüssigkristallvorrichtung verwendet werden, und kann des Weiteren als Ansteuerschaltung zum Ansteuern verschiedener elektrooptischer Vorrichtungen verwendet werden, die nichtlineare Änderungen in den optischen Eigenschaften in Bezug auf die Änderungen in der Ansteuerspannung aufweisen, während gleichzeitig die Nichtlinearität korrigiert wird. Ferner kann die Ansteuerschaltung der elektrooptischen Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung für eine Reihe elektrooptischer Vorrichtungen verwendet werden, die unter Verwendung einer solchen Ansteuerschaltung konstruiert sind, und auch für ein elektronisches Gerät oder dergleichen, das unter Verwendung solcher elektrooptischer Vorrichtungen gebildet ist.

Claims

Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung, in der eine Abhängigkeit einer optischen Eigenschaft in Bezug auf eine Ansteuerspannung nichtlinear ist, wobei die Ansteuerschaltung so angeordnet ist, dass sie eine Ansteuerspannung zu einer Signalleitung der elektrooptischen Vorrichtung leitet, wobei die Ansteuerspannung ein analoges Bildsignal trägt, wobei der Pegel der Ansteuerspannung einer willkürlichen Stufe einer Grauskala aus 2^N Stufen einer Grauskala entspricht, wobei N eine natürliche Zahl ist; wobei die Ansteuerschaltung umfasst: eine Eingangsschnittstelle für den Empfang eines digitalen N-Bit Bildsignals, das die willkürliche Stufe der Grauskala angibt; und einen Digital/Analog-Wandler, der so angeordnet ist, dass er die erzeugte Ansteuerspannung zu der Signalleitung leitet, wobei die Ansteuerschaltung dadurch gekennzeichnet ist, dass: der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass er eine Spannung innerhalb eines Bereichs eines ersten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals erzeugt, wenn das angelegte digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer ersten bis m-1-ten angibt, wobei "m" eine natürliche Zahl ist und 1 < m < = 2^N; der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass er eine Spannung innerhalb eines Bereichs eines zweiten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals erzeugt, wenn das digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer m-ten bis 2^N-ten Grauskala angibt, wobei der Spannungsbereich, der dem zweiten Paar von Referenzspannungen entspricht, neben dem Spannungsbereich liegt, der dem ersten Paar von Referenzspannungen entspricht; und dass der Digital/Analog-Wandler so angeordnet ist, dass die Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals nichtlinear ist, und dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals so gestaltet ist, dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der optischen Eigenschaft der elektrooptischen Vorrichtung in Bezug auf die Ansteuerspannung ausgeglichen wird, um eine Gamma-Korrektur des Bildsignals auszuführen.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Ansteuerspannung nichtlinear von der Grauskala des digitalen Bildsignals innerhalb jedes Bereichs des ersten Ansteuerspannungsbereichs und des zweiten Ansteuerspannungsbereichs abhängig ist, und die nichtlineare Abhängigkeit der Ansteuerspannung von der Grauskala einen Wendepunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Ansteuerspannungsbereich umfasst, indem die Nichtlinearität der Ansteuerspannung innerhalb des ersten Ansteuerspannungsbereichs und jene der Ansteuerspannung innerhalb des zweiten Ansteuerspannungsbereichs kombiniert werden.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei: der Wert des "m" gleich 2^N-1 ist; niederwertige N-1 Bits des digitalen Bildsignals so angeordnet sind, dass sie, unverändert oder nachdem sie entsprechend dem Wert eines höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals invertiert wurden, selektiv an den Digital/Analog-Wandler angelegt werden; und der Digital/Analog-Wandler angeordnet ist, um eine Spannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits unverändert angelegt werden, und um eine Spannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits invertiert werden, bevor sie angelegt werden.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 3, des Weiteren umfassend eine selektive Invertierschaltung (23) zum selektiven Invertieren der niederwertigen N-1 Bits abhängig von dem Wert des höchstwertigen Bits, wobei die selektive Invertierschaltung zwischen der Schnittstelle und dem Digital/Analog-Wandler bereitgestellt ist.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren umfassend eine selektive Spannungszuleitungsschaltung (41, 42) zum selektiven Zuleiten entweder der ersten oder zweiten Referenzspannungen zu dem Digital/Analog-Wandler entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Digital/Analog-Wandler einen Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp enthält, der dazu ausgebildet ist, die Ansteuerspannung innerhalb des ersten Ansteuerspannungsbereichs beziehungsweise des zweiten Ansteuerspannungsbereichs zu erzeugen.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die ersten Referenzspannungen aus einem Paar von Spannungen bestehen, die eine selektive Erzeugung einer Spannung innerhalb des ersten Ansteuerspannungsbereichs ermöglichen, und die zweiten Referenzspannungen aus einem Paar von Spannungen bestehen, die eine selektive Erzeugung einer Spannung innerhalb des zweiten Ansteuerspannungsbereichs ermöglichen.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei: der Wert des "m" gleich 2^N-1 ist; die niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals so angeordnet sind, dass sie unverändert selektiv an den Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp angelegt werden, oder vor dem Anlegen entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals invertiert werden; und der Digital/Analog-Wandler vom Schaltkondensatortyp angeordnet ist, um eine Spannung in dem ersten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits unverändert angelegt werden, und um eine Spannung in dem zweiten Ansteuerspannungsbereich zu erzeugen, wenn die niederwertigen N-1 Bits invertiert werden, bevor sie angelegt werden.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei der Digital/Analog-Wandler vom Kondensatortyp umfasst: erste bis N-1-te (311–315) kapazitive Elemente, die jeweils ein Paar von entgegen gesetzten Elektroden aufweisen, wobei eine der ersten Referenzspannungen oder eine der zweiten Referenzspannungen selektiv an eine der paarweisen entgegen gesetzten Elektroden entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals angelegt wird; eine Rückstellschaltung für das kapazitive Element (32) zum Kurzschließen des Paares von entgegen gesetzten Elektroden in jedem der ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente, um elektrische Ladungen darin zu entladen; eine Signalleitungspotenzial-Rückstellschaltung (33) zum selektiven Zurückstellen des Potenzials der Signalleitung auf das andere der ersten Referenzspannungen oder das andere der zweiten Referenzspannungen entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits; und eine selektive Verknüpfungsschaltung (34), die erste bis N-1-te Schalter (341–345) enthält, die die ersten bis N-1-ten kapazitiven Elemente selektiv jeweils an die Signalleitungen entsprechend den Werten der niederwertigen N-1-ten Bits nach der Entladung durch die Rückstellschaltung für das kapazitive Element und das Zurückstellen durch die Signalleitungspotenzial-Rückstellschaltung anschließen.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei: die Kapazität der ersten bis n-1-ten kapazitiven Elemente auf C × 2^i-1 eingestellt ist; wobei C eine vorbestimmte Kapazitätseinheit ist; und i = 1, 2,..., N-1.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Werte der ersten und zweiten Referenzspannungen so eingestellt sind, dass die Differenz zwischen der Ansteuerspannung, die der m-1-ten Stufe der Grauskala entspricht, und der Ansteuerspannung, die der m-ten Stufe der Grauskala entspricht, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Werte der ersten und zweiten Referenzspannungen so eingestellt sind, dass das Verhältnis der optischen Eigenschaft, wenn die elektrooptische Vorrichtung durch die Ansteuerspannung angesteuert wird, die der m-1-ten Stufe der Grauskala entspricht, zu der optischen Eigenschaft, wenn die elektrooptische Vorrichtung durch die Ansteuerspannung angesteuert wird, die der m-ten Stufe der Grauskala entspricht, einer Stufe der Grauskala äquivalent ist, die durch Dividieren des Variationsbereichs der optischen Eigenschaft durch (2^N-1) erhalten wird.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Digital/Analog-Wandler eine Widerstandsleiter umfasst, die die ersten und zweiten Referenzspannungen jeweils durch mehrere Widerstandselemente (r_i – r_n) teilt, die in Serie geschaltet sind.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 13, des Weiteren umfassend eine selekti ve Spannungszuleitungsschaltung (61) zum selektiven Zuleiten entweder der ersten oder zweiten Referenzspannungen zu dem Digital/Analog-Wandler entsprechend dem Wert des höchstwertigen Bits des digitalen Bildsignals, wobei: der Digital/Analog-Wandler des Weiteren mit einem Dekodierer (51) bereitgestellt ist, der zum Dekodieren der niederwertigen N-1 Bits des digitalen Bildsignals angeordnet ist, sowie zur Ausgabe dekodierter Signale durch 2^N-1 Ausgangsklemmen, und mit 2^N-1 Schaltern, von welchen jeweils eine Klemme mit jedem von mehreren Abgriffen verbunden ist, die aus den mehreren Widerstandselementen gezogen werden, und von welchen die andere Klemme mit jeder Signalleitungen verbunden ist, und die jeweils entsprechend den dekodierten Signalen betrieben werden, die von den 2^N-1 Ausgangsklemmen ausgegeben werden.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Signalleitungen mit vorbestimmten Kondensatoren zusätzlich zu den parasitären Kondensatoren der Signalleitungen bereitgestellt sind.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die elektrooptische Vorrichtung eine Flüssigkristallvorrichtung ist, die aus einem Flüssigkristall besteht, der zwischen zwei Substraten gehalten wird, und die Ansteuerschaltung auf einem der paarweisen Substrate gebildet ist.
Ansteuerschaltung für eine elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die ersten und zweiten Referenzspannungen jeweils zu dem Digital/Analog-Wandler mit einer Spannungspolarität in Bezug auf ein vorbestimmtes Referenzpotenzial geleitet werden, das für jede horizontale Abtastperiode invertiert ist.
Ansteuerverfahren für eine elektrooptische Vorrichtung, in der eine Abhängigkeit einer optischen Eigenschaft in Bezug auf eine Ansteuerspannung nichtlinear ist, durch Zuleiten einer Ansteuerspannung zu einer Signalleitung der elektrooptischen Vorrichtung, wobei die Ansteuerspannung ein analoges Bildsignal trägt, wobei der Pegel der Ansteuerspannung einer willkürlichen Stufe einer Grauskala von 2^N Stufen einer Grauskala entspricht, wobei N eine natürliche Zahl ist; wobei das Verfahren umfasst: Empfangen eines digitalen N-Bit Bildsignals, das die willkürliche Stufe der Grauskala angibt; Erzeugen einer Spannung innerhalb eines Bereichs eines ersten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals, wenn das angelegte digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer ersten bis m-1-ten angibt, wobei "m" eine natürliche Zahl ist und 1 < m < = 2^N; Erzeugen eines Bereichs eines zweiten Paares von Referenzspannungen entsprechend dem Bitwert des digitalen Bildsignals, wenn das digitale Bildsignal eine Stufe der Grauskala von einer m-ten bis 2^N-ten Grauskala angibt, wobei der Spannungsbereich, der dem zweiten Paar von Referenzspannungen entspricht, neben dem Spannungsbereich liegt, der dem ersten Paar von Referenzspannungen entspricht; und Zuleiten der Ansteuerspannung zu der Signalleitung, wobei die Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals nichtlinear ist und die Nichtlinearität der Abhängigkeit der Ansteuerspannung in Bezug auf die Stufe der Grauskala des digitalen Bildsignals so gestaltet ist, dass die Nichtlinearität der Abhängigkeit der optischen Eigenschaft der elektrooptischen Vorrichtung in Bezug auf die Ansteuerspannung ausgeglichen wird, um eine Gamma-Korrektur des Bildsignals auszuführen.
Elektrooptische Vorrichtung, umfassend die Ansteuerschaltung nach Anspruch 1.
Elektronisches Gerät, umfassend die elektrooptische Vorrichtung nach Anspruch 19.