TWI287912B - Output regulator - Google Patents

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1287912 玖、發明說明： 【相關申請案之交叉參照】 本申請案主張2002年7月10日提出申請的第6〇/395，u 5號 及2002年7月12日提出申請的第60/39^697號美國臨時申請 案之申請日期權利，該等申請案之全部内容皆以引用方式 併入本文中。 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於輸出調節器。 【先前技術】 幾乎包括所有電子裝置在内的眾多機器及裝置中皆採用 輸出調節器。一輸出調節器通常可將未調節的輸入功率轉 換為一或多個調節輸出，以供電給機械或裝置内的電路。 最常用的調節輸出為調節電壓，但亦可產生調節電流及調 即功率。輸出調節器可整合於機械或裝置内，或者可能是 裝配在機器或裝置上的單獨總成。可使用輸出調節器的 夕種特性來判定一特定設計之品質，包括功率密度、效率、 輸出調節及瞬態反應等運作特性。吾人希望改良輸出調 艾運作特性，從而改良使用輸出調節器的機器及裝置， 例如可使此等機器及裝置體積更小、所需功率更低、具有 改艮的準確度及可靠性，或在瞬態條件下具有改良的運作。 【發明内容】 人本盔明之一怨樣中，揭示一種用於控制一具有一調節 輪出的輪出調節器之控制系統及方法。一輸出感測器可產 —數位感測信號，以指示該調節輸出包含於至少三個參 8672〇 1287912 f範圍中的哪一參考範圍内。該等至少三個參考範圍中的 母—參考範圍皆包括複數個可能之調節輸出值。一數位栌 制器可響應該數位感測信號而產生一驅動信號，藉以 该調節輸出。 =本發明另—態樣中，揭示—種用於將—輸人電壓轉換 為:調節輸出的輸出調節器及方法。該輸出調節器包括— 二於自該輸人電壓產生—功率輸出之功率級。—輸出遽波 器I對該功率輸出實施濾波以產生該調節輸出。一輸出感 測斋可產生一數位感測信號以指示該調節輸出包含於至少 三個參：範圍中的哪一參考範圍内。該等至少三個參考範 圍中的母-參考範圍皆包括複數個可能之調節輸出值。— 數位控制器可響應該數位感測信號以產生一驅 以控制該功率級。 精 在本！又明另_態樣中，揭示一種用於產 «之回㈣號的電路及方法。該電路包括—用^ = /、兩個I考電壓的參考值產生器。該等參考電壓可界定至 乂―個電壓範圍。-比較器可將第-電壓與該等至少：個 電壓範圍相比較並彦决一赵乂、> 乂―個 冬於,、— 生數位仏號，以指示該調節輸出包 土〆—個參考範圍内的哪一參考範圍内。 在本發明另—能样 . ，芍示一種用於控制一輸出調節器 的控制系統及太、、表 , 斤 孩輻出調節器係用於將一輸入電壓轉 換為一，郎輪出。^、 產生-功率於山節器包括一用於自該輸入電壓 以產生調節輸心J :用於對該功率輸出實施遽波 、則出濾波為。該控制系統包括一數位控 86720 1287912 制器’該數位控制器響應一對應於該調 P輸出的感測信麥 而產生-驅動信號以控制該功率級。該數位控制器包括: 少三種運作模式並在該等至少三種運作 土 、 、、 逻1乍楗式〈間選擇一種 運作模式來產生驅動信號。 在本發明另一態樣中，揭示一種將—輸入電壓轉換為— 截波輸出的電源p車列及方法。—輸出調節器可將截波輸出 轉換為-調節輸出。該電源陣列包括一開關陣列，該開 陣列響應獨立的驅動錢，以—切換解來將輸人電= 換為截波輸出。該開關睁列包括至少兩個電源開關。一： 關控制器可依據負載循環（duty eyele)信號來產生獨立的驅 動H 4開關控制&以—大於切換頻率的抽樣頻率運 作，並以一大於切換頻率的驅動頻率來控制獨立驅動信號。 在本盔明另一怨樣中，揭示_種感測一輸出調節器中電 万法及系，统’其包括：提供—具有—增益解析度之電 流感測H，將該電流感測器增益解析度設定至一初始解析 度，感測流過該電流感測器的—電流，評估該電流之一振 中田並以抽樣頻率根據該評估來控制電流感測器之增益

解析度。 曰I 。 盔月另一怨樣中，揭示一種用於控制一輸出調節器 原開關之間無作用時間的方法及系統，其包括：提供 八有共用節點的至少兩個電源開關，其中該等兩個電源 門關中土少一電源開關是一導通開關，該等兩個電源開關 中另—電源開關則是一穩流開關；將該導通開關與該穩流 PJ13 HTEl 、 开 ^ 自一接通狀態切換至一斷開狀態；在自該接通狀 86720 1287912 恶轉變至該斷開狀態期間， 開關之一由άΑ |測成經孩導通開關與該穩流 -預定…電流；將該電流與—參考位準相比較；延遲 -開關的運L週期’爾後將該導通開關與該穩流開關中另 的運作狀態自斷開狀態切換至接通狀態。 在本裔明另—態樣中，揭示—種可降低 開關陣列中切換損 -輸出凋即斋（ 一輸入溽、’、、/ I统。該開關陣列可將來自 輸入源乏犯I轉換為輸出調 陣列包括调即輸出，該開關 平夕』匕括土）兩個電源開 關猫P 士 、 J邊万法包括·確定在下一開 1循衣中一流經該開關陣列 . 據該預期電流來確定抽樣速率根 等電源Η㈣ 陣列的預期功率損耗，·確定該 守包原開關的一组人 Β 用兮…Μ 、、 取大限度降低預期功率損耗；啟 用邊電/原開關組合。 在本發明另一能择 — 上本 心、水中，知不一種可抑制一輸出調節器之 功率級中雜訊的方法 口口 ^之D該功率級係用於將來自一輸 八/原 < 此！轉換為輸 掏出肩即為的-調節輸出。該功率級包 括具有一共用節點的s ^ .. μ , 、土 V兩個開關陣列。該方法包括：監 /貝J藏共用郎點之雜訊牿 争，舲薇雜訊特性與一參考位準相 比季乂，根據孩比較夹 、 ^ ^ ^ —阻抗控制信號；並響應·該阻抗 唬以一抽樣速率來控制開關陣列。 在本發明另一態樣中 — 率級之-電路節胃占、不輸出調節器的功 ‘”、〈电容的方法及系統。該功率級係用於 册木目一輸入源的旦 、、、 匕里卑丁換為輸出调即器的一調節輸出。 該功率級包括至少一 、 開關陣列及連接至該電路節點的第一 電源開關’該開關陳 旱歹】包括至少兩個串聯之電源開關對。 86720 1287912 該方法包括：監測一流經該開關陣列的電流；根據該電流 來確定該電路節點處的一所需電容；以一抽樣速率來確定 一開關總成之組合，以便能將該電路節點設置為所需電 容；以及控制該等串聯電源開關對，以將該電路節點設置 為所需電容。 在本發明另一態樣中，揭示一種用於將來自一輸入源的 能量轉換為一輸出調節器的調節輸出的二極體模擬系統及 方法。該輸出調節器具有一切換頻率。該二極體模擬系統 包括：第一電源開關，其響應第一驅動信號來控制從該輸 入源至該輸出調節器之一輸出電感器的能量流向，以使流 經該輸出電感器的電流遞增；一包括至少兩個電源開關的 開關陣列，其響應陣列驅動信號，以在一穩流期間提供一 流經該輸出電感益的電流路徑’以使流經該輸出電感器的 電流遞減；一用於感測流經該開關陣列之電流的電流感測 器；及一用於依據流經該開關陣列的電流來產生陣列驅動 信號的控制器，該控制器用於獨立控制該等至少兩個電源 開關。 在本發明另一態樣中，揭示一種用於限制一輸入·源與一 輸出調節器之一調節輸出之間能量移轉的負載循環限制器 及方法。該輸出調節器具有一調節器特性及一用於控制該 輸入源與該調節輸出之間能量移轉的計算負載循環。負載 循環限制器包括一數位控制器，該數位控制器係用於產生 一參考位準並將該輸出調節器之調節器特性與該參考位準 相比較，以確定一最大負載循環。該數位控制器以一至少 86720 -10- 工 287912 =於孩輸出調節器之—切換頻率的頻率來控制該參考位 ，並將該計算負載循環限制為最大負载循環。 之ΐίΓ:另一態樣中’揭示—種用於確定—輸出調節器 :冉:載循環的負載循環估計器及方法。該負載循環估 ϋ括至少兩種模式（包括―模式1估計器及-模式2估 ^盾挺幻估計器用於依據先前㈣載循㈣確定標稱 而模式2估計器則用於依據累積誤差來確定標稱 衣。一模式選擇器可根據-模式選擇準則來選擇該 土>、兩種模式之一，以產生標稱負載循環。 之明另—態樣中，揭示—種用於控制—輸出調節器 ;;周::輸出的數位控制器及方法。該輸出調節器響應一脈 =麵控制-輸入源與該調節輸出之間的能量移轉。該 估^制态包括：—用於確定—標稱負载循環的負載循環 =，-用於確定-調整值的調整較器，該確定值虚 =負載循環相結合可產生一經調整的負載循環，脈寬信 虎為孩經調整的負載循環之一函數。 在本發明另一態樣中，揭示—種用於確定一用於控制一 :出調節器之調節輸出的負載循環的負載循環估計器及方 節：輸出調節器響應該負載循環來控制一輸 ::::零量移轉。負载猶環估計器包括:-累積器， 的累積誤声一考=…切換週期的時間週期内 :^考值屋生器，其用於產生參考位準；一 盎^_其以大於切換週期的最高頻率來將該累積誤差 人翏考位準相比較，以產生—單個零並根據該比較來產2 86720 1287912 負載循環。 在本發明另一態樣中，揭示一種用於控制一輸出調節哭 之數位控制器及方法。該數位控制器具有用於提供輸出調 節器各種控制功能的多個子功能塊。該數位控制器包括一 用於監測該輸出調節器之一感測點的節能斷續模式（esdm) 控制器。該感測點係用於指示輸出調節器的一輸出功率狀 態。該ESDM控制器係用於在該輸出調節器之所選擇功率狀 悲期間控制流向各子功能塊的功率流，以降低數位控制哭 之功率消耗。 在附圖及下文說明中將詳細說明本發明之一項或多項具 體實施例。根據本說明書、附圖及申請專利範圍很容易明 白本發明之其它特點、目的及優點。 【實施方式】 斤。圖1展示一種用於將調節功率供應至一負載12的功率調 即10 ί力率s周即益1G可包括_用於接收—回饋信號16並 產生一或多個控制信號18以驅動一功率級2〇的數位控制器 14。功率級2〇將—未調節電壓（例如仏22)轉換為一截波波 形’並經-輸出滤波器24將該截波波形加以滤波後產生— 調節輸出26。該調節輸出26較佳為—直流（dc)輸出並可能 二包=壓、電流及功率在内的任—輸出特性。未調節電 1可叱疋S形式的輸入功率，例如交流⑽)電壓及Ο。電 壓。偏使為一AC輸入電壓，可包括一整流級（未圖示），以 轉換為崎入電壓Vln22。一輸出感測器Μ感測 ^周即出26並將㈣信號發送至數位控制㈣。功率調 86720 -12- 1287912 節器ίο可採用任一拓撲結構 例如，降壓（buck)、升壓 (boost)、逆程掃描（flyback;升隆厭^ u 4 降壓（buck_b〇〇st))、Cuk、Seplc 及 Zeta 〇 圖2展示一種用於將一未調節輸入電壓νιη轉換為一供電 給一負載（未圖示）之調節輸出的電壓轉換器⑽之一部分。 一數位控制器102可產生-對驅動信號以控制將Vln轉換成 一截波波形的轉換。可用任—方式來實施數位控制器1〇2, 例如-執行軟體或勃體的可程式規劃裝置、數位電路、邏 輯電路、數位信號處理器、及上述裝置之組合。數位控制 器102響應-對應於該調節輸出的數位誤差信號1〇4來產生 驅動信號。 一輸出感測器106可感測該調節輸出並產生數位誤差信 號1〇4。輸出感測器1〇6可將該調節輸出與一參考信號ι〇8相 比車父，以產生該數位誤差信號。參考信號1〇8可能是任一類 型的k號（例如類比信號及數位信號）並可用任一方式產生。 舉例而言，一輸出選擇器110可響應一個或多個輸入以 與Ry而產生參考信號1 〇8。該等輸入可能是連接至一參考電 壓（例如接地電位）的電阻器。電阻器之值可對應於一輸出電 壓位準及容差之選擇。輸出選擇器no可能是一單獨的模 組’或者可包含於數位控制器102内。 驅動器電路112a與112b可緩衝來自數位控制器ι〇2的驅 動信號並產生用於驅動上部電源陣列丨14a與下部電源障列 ll4b的信號。驅動器電路112a與112b可具有一較低的輸出阻 抗，以縮短電源陣列114a及114b在各運作狀態間的切換轉 86720 • 13 - 1287912 變時間。驅動器電路l12a與112b可採用任一類型的驅動器。 電源陣列114a與114b皆包括以一切換模式在接通狀態與 斷開狀態之間循環運作的一個或多個電源開關。可使用任 一類型的電源開關，例如MOSFET、BJT、IGBT及MCT。電 源陣列114a與114b可組態為任一拓撲結構，例如，降壓 (buck)、升壓（boost)、逆程掃描（flyback)、sepic、cuk&zeta。 此處以一降壓組態來闡述電源陣列114&與n4b。上部電 源陣列114a連接在Vin與一共用節點VL之間，下部電源陣列 114b則連接在該共用節點VL與一較低電壓（例如接地電位） 之間。當電源陣列114a與114b在接通狀態與斷開狀態之間 切換時，將向該共用節點VL施加Vln和接地電位。當向該共 用節點VL施加Vm時，能量將通過該共用節點vL&Vm流動 至一輸出濾波器（參見圖1)。 甩流感測器116a與116b可量測流經電源陣列U4^ll4b 的電流。t流感測器可採用任一種冑流感測方&，例如電 流互感器、串聯電阻器、霍爾效應裝置，及根據在接通狀 態中形成於-M〇SFET兩端的電壓來確定電流。每—電流咸 測器U6a與116b皆可產生—數位輸出來指示_電流特性， ::峰值電流、平均電流及實際電流。電流之數位輸出可 月匕疋一位或多位位元。 、電壓感測器118可感測該共用節點VL處的電壓。電厚咸 測器118可根據所感測電壓產 ""

夕叙a μ 数仫钿出。孩共用節點VI 数位輻出可能是兩位或兩位以上 却飞、 以上位兀。孩共用節點VL資 口 η用於控制及保護，例如間接咸 牧w甽/凡經下邵電源陣歹丨、 86720 -14- 1287912 114 b的電流。 一延遲線路120可微調由數位控制器1〇2計算得出的估計 負載循裱。延遲線路12〇可產生一延遲信號來延長該估計負 載循環。舉例而言，該估計負載循環可計算為—時脈脈衝 寬度的整倍數，且延遲線路12G可按小於該時脈脈衝寬度的 增里來改、交該估計負載循環。延遲線路12〇可接收具有一位 或多位位元的數位信號（例如一多位元數位信號），並產生一 具有一文控脈衝寬度的脈衝。可採用任一 技術。此外，延遲線路12。可包括高頻振動調讀二 以產生分數增量。在一實例性系統中，延遲線路12〇可產生 等杰tl的最小增τ解析度，且藉由施以高頻振動調諧， 所產生脈衝《平均值可能是按，，u”的任一分數部分展寬的 脈衝。在-高頻振動_方法巾，可將連續㈣脈衝中一 選定數量的脈衝展寬整數” N”個增量，而將該系列脈衝中的 其餘脈衝展寬’’N-1”或”N+1 ”個增量，以產生一分數展寬脈 衝。 一振盥斋122可產生一用於電壓轉換器1〇〇的時脈信號。 振4器122可接收—外部同步信號以使該時脈信號同步。可 使用任一類型的振盪器，例如鎖相迴路振盪器及晶體振盪 器。 1 一軟啟動電路124可產生一軟啟動信號，以在電源接通過 私中限制能1移轉至輸出端。該軟啟動信號可能是一控制 驅動信號4脈衝寬度以限制能量移轉至輸出端的5位元信 號。舉例而j，在接通過程中，軟啟動信號之值可傾斜上 86720 -15 - 1287912 升’以限制最大脈衝寬度。 野見度了刼用任一類型的軟啟動技術， 例如限制貞載循環、控制驅動錢之運作料、及以可控 制方式遞增該輸出回饋信號所相比較的參考電壓，以將輸 出電壓逐漸遞增至_穩能 .,,, 知心位率。叙啟動電路124可依據逐循 環基礎來限制能量移轉。 限制能量移轉至輸出端。舉例而言 一自適應負載限制器126可依據輸人功率之—電特性（例 如Vm、輸入電流Iln、輸入脈動電壓彻叫咖、輸入功率 Pm、輸人源阻抗Rs及輸人能量Qin)來產生—數位信號，以 自適應負載限制器126 I監測Im並產生—限制負載循環的數位信號，以使Iln之振 中田不超過^限值。自適應負載限制器可依據逐循環基 礎來運作以控制該臨限值。對於每―循環，自適應負載限 =器126皆可改變該臨限值並限制下—循環之負載循環。可 精由將前-循環中的輸人功率電特性與該臨限值相比較來 確定下一循環之負載循環。 圖3展示電壓轉換器1〇〇之一運作模式之一態樣。在步驟 15〇中，感測調節輸出並將該調節輸出與一參考值相比較。 所感測之調節輸出可能是任—電特性，例如電壓或錢。 在步驟152中，依據所感測之調節輸出來產生—數位回積信 號。該數位回㈣號可能是_多位元信號。該數位回饋^ 號之每-值皆可對應於該所感測之調節輸出之—類比值範 圍。在步驟154中，根據該數位回饋信號來確定一估計負載 循環。該估計負載循環可表示為—欲施加於一計數器2計 數器限值。該計數器可依據一時脈信號及該計數器限值來 86720 16 - 1287912 產生—脈衝。在步驟156中，產生一軟啟動信號以限制在接 =過私中能量移轉至調節輸出。該軟啟動信號可限制會使 :源陣列出現過載的負載循環。在步驟158處，依據輸入功 率來產生-輸入限值信號，以限制能量移轉至調節輸出。 舉7而言，當輸入電壓低於一預定電壓或輸入電流高於一 了八疋包机時，可限制功率移轉。在步驟丨6〇中，可產生一叶 時負載循環。在步驟162中’以小於時脈信號之一時脈脈衝 的持、戈時間调整計時負載循環。舉例而言’計時負载猶環 L斤度可受限於時脈頻率’從而使該計時負载循環不等 於估計負載循環（或大於或小於估計負載循環）。此時，可遞 增或遞減該計時負載循環以使其更接近等錄計負載循 環。在步’64中’可依據所計算之負載循環來控制一個或 夕個电源陣列’以將能量移轉至調節輸出。 圖4展f 一種用於電壓轉換器100的封裝組態之態樣。該 封裝、且心可有利地降低對電壓轉換器⑽運作所產生雜訊 ' 封裝200包括—用於控制電壓轉換器丨〇〇中能 量流動的數位控制器多個電源開關。封裝200之管腳組態可 改艮與電壓轉換器刚相關的執跡之路線選擇。一返回管脚 2〇2可沿該封裝咖之第—側饰置。該返回管腳202為流向 V〇Ut的電流提供—返回電流路徑。一 Vln管腳204及一中心分 接心脚CT 206可沿該封裝2〇〇之第二侧饰置。用於控制輸 入/¾出（I/O)的τ腳2〇8 — 212可沿該封裝細之第三側佈 置。控制輸入/輪Α4 _ 出T包括頻率補償Cf及輸出電壓選擇R1及 R2等功能。 86720 -17- 1287912 多模控制系統 圖5展不一種用於控制—輸出調節器的自適應多模控制 系= 300(怨樣。孩多模控制系統则可依據調節輸出自動 在三種或三種以上運作模式之間切換。輸出調節器可能是 任—類型的調節器（包括切換式及線性式），並可調節任一輸 出特性（例如電壓或電流）。該多模控制系統300可被組態成 包括多種運作模式之任一組合，例如磁滯模式、自適應磁 滯模式、脈寬調變模式、恒定接通時間模式、恒定斷開時 間模式、共振模式、固定頻率軟切換模式、電壓模式、電 流模式、固定料及可變頻率，包括該等運作模式之組合。 孩多模控制器細在一數位控制系統内實施並使用一時脈 =號運作。可依據時脈信㈣逐循環基礎，使該自適應多 :控制系統300切換於各運作模式之間。在每一時脈循環 ，皆可感測輸出調節器之—或多個特性，爾後根據所感 測之特性來選擇運作模式4使用任—輸出調節器特性， ，如輸出電壓、輸出電流、偏流、開關電流及溫度.，其中 母〃種特性皆可能是任一數學形式，例如峰值、平均值、 加權平均值、變化率及瞬時值。 在一用於一切換式調節器的實例性組態中，當接通轉變 切換式調節器時，該自適應多模控制系統⑽可在電壓模式 =控制迎中啟動。圖6展示在多種運作狀態中切換式調 節斋的一調節輸出電壓320。 、在電壓模式磁滞控制⑻，3G2)過程中，調節輸出電壓32〇 迅速朝穩態值傾斜上升。在電壓模式磁滞㈣（Μ,)中， 86720 -18- 1287912 二二壓低於一參考電壓（例如v 〇)時，能量移轉至調節輸出 私壓320。當碉節輸出電壓320增至高於V 〇時，該多模控制 系統300將中斷驅動信號，且將在一短暫延時後暫停能量移 轉。 當調節輸出電壓320處於一電壓值（例如VH3與VL3)範圍 内時’該自適應多模控制系統3⑽可切換至電壓模式自適應 磁滯控制（S2, 304)。在電壓模式自適應磁滯控制（S2, 3〇4) 中處万；磁滞控制下的最長接通時間及最長斷開時間將受 J限制A P奪低能量移轉至調節輸出的速率，從而縮小圍 繞穩態值為中心的減幅振盪之振幅。 當調節輸出電壓之減幅振盪遞減時，該自適應多模控制 系、、充300可切換i電壓模式&冑流模式脈寬調變&概)控 制（S3，3〇6)。在電壓模式pwM控制（s3，3叫過程中，輸: 調節器在一恒定頻率下運作，並藉由控制能量移轉至：出 時的負載循環_輸出電壓。該自適應多模控制系統3〇〇 可根據輸出調節器之輸出電流、輸出電壓及輸出電壓之變 化範圍而切換至電壓模式PWM控制（S3，306)。 土又 W輸出電流降低 ，、科…#…3切換·至但 接通時間電流模式控制(SY，3〇8)以節約能量。在、 時，電流模式控制（SY，3G8)過程中，可控制切換 〈斷開時間以維持-調節輸出。#輸出電流遞減，可^ ^全中斷切換式調節器之切換頻率，藉以降低切換^ 節器之切換損耗。在無負載或極輕負載條件下，切" 節器可進入時脈停止的休眠模式。 刀換式 86720 -19- 1287912 圖7展7^ 一種自適應多模控制系統之態樣。在步驟33〇 中，提供用於控制一輸出調節器的三種或三種以上運作模 式。邊等運作模式可組態於任一時脈驅動媒體（例如韌體、 軟體及硬體）中。在步驟332中，產生—用於運作多模控制 系統則的時脈信號。在步驟334中，可感測輸出調節器之 y個^多㈣性。可依據時脈循環（例如對應於輸出調節器 < -最短接通時間或負載循環的多個時脈循環）來感測輸 出#UP器特性。在步驟336中，可評估所感測的輸出調節器 特^以確疋使用哪一種模式。在步驟338中，可根據該評估 來延擇其中-種運作模式。可依據逐循環基礎以一抽樣頻 率（例如母一時脈循環或每隔預定數量的時脈循環）來評估 幸則出凋印斋特性並選擇運作模式。在步騾34〇中，使用所選 擇的運作模式來計算下—導通循環中設置的輸出調節器接 通時間。在步驟342中，輸出調節器依據計算接通時間將一 輸入電壓轉換為輸出調節器之一輸出。 輸出限幅器 回展示種用太產生一纟周節輸出的輸出調節器4〇〇之能 樣。該輸出調節器_可包括一數位控制器彻，以接收： 回饋信號404並產生用於驅動一功率級4〇8的一或多個驅動 信號406。該功率級彻將—未調節電壓（例如v⑷轉換為— :波波形’孩截波波形經一輸出濾波器412濾波後產生一調 節輸出4U。該調節輸出ν_較佳係_Dc輸出且可根據任— 輸出特性（包括電壓、電流及功率）來調節。 一輸出限幅器416可響應對輸出電壓的感測而產生回馈 86720 -20- 1287912 信號404。該輸出限幅器416可確定一包含該輸出電壓的電 壓範圍。該輸出限幅器416可確定兩個或兩個以上電壓範圍 以規定一組合電壓範圍，爾後確定輸出電壓包含於哪一電 壓範圍内。舉例而言，自〇伏特至8伏特的第一電壓範圍、 自8伏特至9伏特的第二電壓範圍、自9伏特至10伏特的第三 電壓範圍、及10伏特及以上的第四電壓範圍可規定一自〇伏 特延伸至10伏特的組合電壓範圍。若輸出電壓為8.5伏特， 則該輸出電壓位於第二範圍内。所選擇的該等電壓範圍既 可交疊亦可連續。圖9展示該等電壓範圍之一交疊組態之一 實例。其中第一電壓範圍自〇伏特延伸至VL3伏特，第二電 壓範圍自VL3伏特延伸至VH3伏特，第三電壓範圍自VL2伏 特延伸至VH2伏特，第四電壓範圍則自VL1伏特延伸至VH1 伏特。該第二、第三及第四電壓範圍可以一標稱電壓VA0 為中心來規定電壓調節限值。在另一替代方案中，所選擇 的各電壓範圍可連續延伸，例如自〇至VL3，自VL3至VL2， 自VL2至VL1，自VL1至VH1，自VH1至VH2，及自VH2至 VH3。 輸出限幅器416可依據逐循環基礎以抽樣頻率來·動態設 定電壓範圍。舉例而言，可在每一循環中改變一個或多個 參考位準（例如VL3)，以使每一電壓範圍所包含的電壓在每 一循環中皆改變。在另一態樣中，可將依據調節輸出之脈 動電壓來控制參考位準。舉例而言，可調整最接近於調節 輸出之標稱位準的參考位準，以保證脈動電壓是該等參考 位準所包含的電壓範圍的一預定百分比。在另一態樣中， 86720 -21 - 1287912 电壓目坪間狀態過程中，電壓範圍可歧為較寬廣的範 圍’而在穩態過程中，電壓範圍可設定為狹窄的範圍。同 ㈣依據逐循環基礎來改變電壓範圍之組態，例如自連續 乾圍變為交疊範圍。儘管將輸出限幅器416闡述為具有電壓 ，考值纟疋亦可使用電流參考值來界定可實施電流比較 的電流範圍。 ，出：幅器416可將輸出電壓與該等預定電壓範圍相比 較丄並選擇-數值來代表該輸出電壓所處的電壓範圍。回 饋仏唬404係一具有兩位或兩位以上位元的數位信號，用於 表示對應讀出電壓之電壓範圍，例如—載有—已解碼传 號的數位匯流排及代表每—電壓_的數位線。 一圖10展示-種電壓限幅器45〇之態樣，其用於產生一代表 -包含-感測電壓之電壓範圍的數值。一參考值產生器452 17 、生用万、。又足每®壓範圍之電壓限值的多個電壓參考 值454。電壓參考值可任意安排，例如賦予每一電壓限值單 獨的電壓參考值454及從—單個電壓參考值產生多個電壓 限值。 一控制信號455可動態控制電壓參考值，從而可依據逐循 環基礎以抽樣頻率來控制電壓限值。該控制信號455可控制 一個或多個電壓參考值並在兩個或兩個以上電壓位準之間 切換電壓參考值。該控制信號455可能是類比信號、數位信 號、混合信號、並列信號、串列信號、一個或多個線路及 其組合。 一個或多個比較器456可將輸出電壓與電壓限值454相比 86720 -22- 1287912 較。當使用多個比較器456時，各比較器可並行運作，將輸 出電壓與用於界定電壓範圍的每—電壓限值相比較。在— 替代方案中，可使用-單個比㈣456來將輸出電壓與 =電壓參考值相比較，該受控電壓參考值可藉由㈣於電 壓限值的各數值進行時脈轉換排序。 1碼器㈣可將比較器45()之輸出編碼為—具有兩位或 兩t以上位兀的數位信號。該數位信號可能是任何格式， 例如並列信號或串列信號。 圖u展示一種電壓限幅器之運作。在步驟47〇中，可產生 用於界定電壓範圍的三個或三個以上參考位準。此等參考 κ準既可能是㈣參考位準，村能是㈣參考位準。可 ，靜態參考位準保持在—恒定位準。可依據逐循環基礎來 動悲參考位準，以動態改變電壓範圍。舉例而士，在 出正在遞增時接通—功率調節器期間，可將電壓 la圍彡又疋為該功率調筋哭於、 丄、， 手…即奋輸出乏穩態位準的10¾。爾後，+ 出開始朝穩態位準穩定時，可將電壓範圍遞 準土 準的5%。在步驟472中，可感測—裝置特性之位 =感測任-裝置特性，例如輸出電壓、輸出 ==電感器電流及輸人電壓。在步驟474中，可將該裝 =性與至少-個參考位準相比較。在步驟476中，可根據 ::4:4確足：裝置特性之位準所處的電壓範圍。在步驟 號。，屋生一指示該裝置特性之位準所處範圍的數位信 電源陣列 86720 -23 - 1287912 圖12A展示一種用於自一輸入電壓產生一截波電壓的電 源陣列500之態樣。該電源陣列500可包含於一功率調節器 (例如本說明書中所述的功率調節器1 〇)中。該電源陣列500 可包括由電源開關Q1-Q8組成的一個或多個開關陣列5〇2a 與502b，以控制兩個節點之間的能量流動。電源開關q〗_q8 可分別以兩種狀態獨立運作··接通狀態及斷開狀態。在接 通狀態中，電源開關具有一低阻抗並在兩個節點之間傳導 能量。而在斷開狀態中，電源開關具有一高阻抗並阻斷兩 個節點之間的能量流動。可使用任何數量及類型的開關裝 置作為電源開關，例如MOSFET、BJT、MCT、IGBT及射頻 (RF) FET。電源開關Q1-Q8可包括尺寸的任意組合，例如： 對於MOSFET，一個裝置可具有一個01歐姆的Rds(接通）， 而其它裝置則分別具有一個0.2歐姆及〇·4歐姆的Rds(接通）。 開關陣列502a與502b可連接為任一拓撲結構，例如，降 壓（buck)、升壓（boost)、逆程掃描（fiyback)、Cuk、sepic 及 zeta。本圖中，開關陣列5023與5021)連接為降壓拓撲結構， 在此種拓撲結構中，上部開關陣列5〇2a在一導通週期中傳 導能量，下部開關陣列502b則在一穩流週期中傳導-能量。 開關陣列 502a與 5 02b可包括M〇SFET、BJT、MCT、IGBT及 RF FET等電源開關的任意組合。 一驅動器陣列505可緩衝自一開關控制器5〇4至電源開關 Q1-Q8的驅動信號。該驅動器陣列5〇5可包括多個驅動器 506。雖然每一驅動器5〇6可驅動一個以上電源開關Qi_Q8， 但每一驅動器506較佳驅動一單個電源開關。驅動器5〇6可 86720 -24- 1287912 ，门^原㈣關QLq8之開關速度，以降低電源開關在接通狀 :與：開狀態之間切換時的切換損耗。任一類型的電路及 衣置白可用於驅動器5〇6以提高電源開關卩卜Μ之開關速 度。 一]關乙制备504可產生用於控制電源開關Q1_Q8的驅動 信號。該開關控制器5()4以數位方式運作並可設置為任何形 式々數位只m (例如數位電路）及一可執行軟體或韌體的可 私式規41置。孩開關控制器5〇4可接受一負載猶環信號 5〇8並根據該負載循環信號來產生驅動信號。該開關控 制器504可依據逐循環基礎以抽樣頻率運作來較驅動作 號頻率可比輸出調節器切換頻率高20倍或更多。舉 例而言，在固定頻率運作期間，輸出調節器可在別他⑴ MHZ之間運作，而抽樣頻率則可處於1MHz與⑽MHz之間 的範圍内。該開關控制器504可在每一時脈週期内確定對應 於抽樣頻率的驅動信號。 可依據逐循環基礎來單獨啟用&禁用♦一電源開關 Q1，。可控制一開關陣列内所啟用的電源開關的數量。所 啟用/禁用的電源開關Q1_Q8數量可依據任一運作特性（例 如輸出電流、環境溫度、運作溫度、輸出電壓及電感器溫 度）而足。舉例而言，當輸出電流約等於—半最大輸出電流 時’可僅啟用每一開關陣列中四個電源開關中的兩個，以 最大限度降低電源開關的切換祕。在另_g樣中，合在 -導通期間開關中的電流斜升時.，可啟用其它電源_以 降低導通損耗。同樣，在瞬態負荷變化期間，亦可增加或 86720 -25 - 1287912 減少電源開關之數量’藉此（舉例而言）可降低切換損耗及導 通損耗。 開關控制器504可藉由驅動信號獨立控制每一電源開關 Q1-Q8 ’彳足而可在接通狀態與斷開狀態轉變期間逐循環控制 各電源開關間的時間關係。每一開關陣列5〇2&和5〇2b内的 電源開關Q1-Q4及Q5-Q8之接通與斷開轉變時序皆可單獨 控制。舉例而言，參見圖13(該圖展示與電源陣列5⑻之一 態樣相關的波形），可控制電源開關(^—…自斷開狀態至接 通狀心、的轉變520，而得先斷開Q4，隨後一同斷開q2與q3， 最後斷開Q1。 可採用任一方式來控制時序，例如依據流經電源開關的 電流、使用各轉變之間的預定延時、在另一電源開關完成 轉變之後即刻觸發一電源開關的轉變、及依據開關陣列共 用節點上的電壓瞬變。 私机感測备510及5 12可感測流經電源開關⑴—如的電 可在輸出绸節器中的任一位置處感測流經電源開關 Q1-Q8的電現，例如在與一輸出電感器串聯處、與上部開關 陣列5〇2a串聯處、與下部開關陣列5G2b串聯處。可.使用任 -類型的電流感測器，例如互感器_電阻器感測器、電感器 4阻器感測器、霍爾效應感測器、DC電流感測器、AC電 说感測奋、電感器-第三繞組感測器及串聯電阻器。 圖14展不-種用於控制_功率調節器中能量流動之電源 陣列的電源開關陣列作f 早歹】作業。在步驟550中，提供兩個或兩個 以上並聯開關，以控制一功率調節器中的能量流動。較佳 86720 -26 - 1287912 地，每一電源開關皆接收一獨立的驅動信號。當然，此等 開關亦可佈置為分別接收獨立驅動信號的兩個或兩個以上 電源開關組。在步騾552中，確定欲啟用的電源開關數量。 可調整電源開關數量以降低電源開關中的功率損耗（包括 切換損耗及導通損耗)。舉例而言，可感測輸出電流或開關 電流並根據所感測電流來控制所啟用的電源開關數量。當 泥經電源開關之運作電流較小時，可藉由減少所啟用電源 開關之數量來降低切換損耗。在步驟554中，敎電源開關 接通轉變之時序。可根據任一技術來確定接通轉變之時 序，例如在開關轉變之間來選擇固定時延，及根據電壓調 即為運作特性（例如電壓位準、電流位準及運作溫度）來選擇 時延。在步驟556中，產生用於控制電源開關接通轉變的驅 動信號。在步驟558中，確定斷開轉變時序。斷開轉變時序 不受限於已確定的接通轉變時序。較佳地，斷開轉變時序 獨立於接通時序確<。當然，#可根據接通時序來確定斷 開#τ夂時彳合ί]如冑由借鑒接通轉變時序來確定斷開轉變 時序。在步驟56G中’產生用於斷開轉變的驅動信號。 電流感測 圖13展π電源睁列5〇〇之電流感測作業之一態樣。一抽樣， 波形SMPL 524展示-實例性抽樣頻率。波形526_54〇則展示 私源開關Q1-Q8〈導通循環之一部分。波形542展示電流流 經一輸出電感器°纟電源陣列5〇〇之導通循環之穩流部分期 間，該電感器中的電流以一線性速率降低。波形544展示一 感測電壓° Μ感測電壓可等於—感測阻抗乘以—對應於流 86720 -27- 1287912 經該輸出電感器電流的感測電流。可依據逐循環基礎以抽 樣頻率來碉整該感測電麼之解析度。該感測電壓波形544中 一圈繞邵分546表明：感測電壓解析度隨電感器電流振幅遞 減而遞增。在一態樣中，電源陣列5〇〇放大，以提高所感測 電流之解析度。可依據逐循環基礎採用任一方式以抽樣頻 率來控制解析度。在一態樣中，可藉由根據一解析度觸發 (例如感測電流振幅、所啟用電源開關之數量及導通循環中 的一預定時間）來放大感測電流信號，藉以控制解析度。在 另一態樣中，可藉由採用下列方式控制電流感測裝置之阻 杬來控制解析度：1)感測流經電源開關之〇N(接通）阻抗之 私况，及2)控制在導通循環期間並行運作的電源開關數 1。對於互感益-電阻為感測益、電感器-電阻器及霍爾效應 取置等其b感測電路’可控制感測裝置（例如一電阻器）之阻 抗。在任一情況中，皆可在整個導通循環中以抽樣頻率控 制解析度，從而當所感測電流之振幅遞減時，電源陣列5〇〇 可在導通循環期間放大以提高解析度。 圖15展示一種電流感測技術之作業態樣。在步驟58〇中， 將一電流感測器設定為一初始解析度來感測一電流·。在步 驟582中，感測流經一個或多個電源開關Q1_Q8之電流。電 流既可間接感測亦可直接感測。舉例而言，可感測並聯 MOSFET之波極-源極電壓Vds，並根據Vds及已知的 MOSFET之ON電阻來計算電流。在步驟584中，依據逐循環 基礎以抽樣頻率確定來電流感測器的下一解析度。可選擇 下一解析度，藉由在感測電路之限制内最大限度增大感測 86720 -28- 1287912 信號振幅而最大限度地降低雜訊誤差。在步驟586中，將咖 流感測器設定至該下一解析度，爾後在下_猶環中再次: 測流經開關之電流。 穩流二極體模擬 圖16展不一種二極體模擬系統600之態樣，該二極體模擬 系統6 0 0用於模擬一用#切換式調節器的輸出調節器的— 知/死一極體。孩輸出調節器包括一輸出濾波器6〇5。儘管所 展π的該二極體模擬系統6〇〇為降壓拓撲結構且具有一接 地务考輸出，但是亦可採用任一拓撲結構（例如，升壓 (boost)、升降壓（buck_b〇〇st)、cuk、sepic及 zeta)，且其輸出 可荼考任一電路節點，例如高侧參考及低側參考。該二極 體模擬系統600較佳使用一穩流開關陣列6〇2來模擬輸出調 節器的一穩流二極體。該穩流開關陣列6〇2可包括並聯且獨 互控制的多個電源開關。可選擇多個電源開關以使組合之 導通損耗低於一同等級穩流二極體，以降低輸出調節器穩 流期間的導通損耗及切換損耗。穩流開關陣列602亦可提供 一可減少雜訊產生的受控阻抗並在輕負載狀態（例如斷續 模式運作）期間為負電流提供一電流路徑。穩流開關陣列 6〇2之電源開關與一第一電源開關604分別在接通狀態或斷 開狀態方式下運作，以控制從一輸入電源Vin至一調節輸出 6〇6的能量流動。每一電源開關皆可組態為電源開關之任何 分組’例如單一電源開關及一電源開關陣列。電源開關可 能是任何類型之開關裝置，例如M0SFET、BJT、MCT及 IGBT。驅動器608與610可對發送至開關陣列6〇2及電源開關 86720 •29- 1287912 604的驅動信號實施緩衝。驅動器6〇8與6ι〇可藉由提高電源 開關之開關速度而降低電源開關之切換損耗及導通損耗。 可使用任一類型驅動器來驅動電源開關。 一上部電流感測電路及一下部電流感測電路可感測流經 開關陣列602及第一電源開關604之電流。可使用任一類型 4電流感測電路，例如並聯電阻器、電阻器_互感器、一已 知阻杬兩端的電壓感測、及霍爾效應。下部電流感測電路 可包括一參考電壓VlUM及一連接於開關陣列6〇2兩端的比 較器614。該比較器614可響應流經開關陣列6〇4之電流與參 考私壓ViUM間之比較而產生一穩流開關電流信號。可根據 導通電流時第一電源開關兩端所產生的預期電壓降來設定 ，考笔壓VIUm值。可依據逐循環基礎來程式規劃該參考電 壓’以便（舉例而言）可調整下部電流感測電路臨限值，以補 償穩泥開關陣列602之阻抗變化，例如由並聯電源開關數量 之變化及溫度效應所引起的阻抗變化。 上部電 >瓦感測電路可包括一用於感測流經第一電源開關 6〇4之電流的電流感測電路616、一參考值Ith及一比較器 618。該比較器618可將流經第一電源開關602之電流·之振幅 與參考值Ith相比較。該比較器可產生一導通開關電流信 號。可依據逐循環基礎來程式規劃參考值Ith。 一控制器620可產生用於控制電源開關602及604的驅動 侦號。該控制器620可依據一脈寬信號622來確定驅動信 號。來自比較器614及618的輸出亦可用於確定驅動信號。 舉例而言，控制器620可響應對流經穩流開關陣列6〇2的電 86720 -30- 1287912 流接近零安培的感測而禁用穩流開關陣列6〇2内的一個或 多個電源開關，以使產生於開關陣列6〇2兩端的電壓升高， 藉以提高比較器618之解析度。控制器62〇亦可保持或改變 比較备618之臨限電壓VlUM之位準，以備當穩流開關陣列 602中的電流持續降低時禁用另一電源開關。藉由此種方 式’可在流經％泥開關陣列602的電流降低時放大控制器 620。藉由當電流降低時禁用開關陣列6〇2内的各別電源開 關’第一電源開關604與開關陣列602之間共用節點，，A"上的 阻抗將逐漸遞增，由此減弱並抑制該共用節點上的雜訊。 在另一實例中，在輕負載狀態期間，控制器62〇可將穩流 私源開關602作為一雙向開關運作，以使電流既可在正方向 亦可在負方向上流動。控制器620可在包括零輸出電流在内 的極輕負載條件下以連續輸出電流模式運作。 圖17展示與二極體模擬系統6〇0之一態樣相關的波形。第 一波形640展示流經輸出濾波器6〇5中一電感器的電流。第 二波形642展示共用節點上的電壓vx。第三波形644展示一 用於第一電源開關604的驅動信號。第四波形646展示一用 於穩流開關陣列602電源開關的加權驅動信號。第四波形之 每一位準皆表示啟用不同數量的電源開關。舉例而言，在 較局電流位準情況下，可啟用四個電源開關。然後，隨著 電流遞減，可禁用其中一個電源開關。隨著電流持續遞減， 可再禁用兩個電源開關。最後，可禁用開關陣列6〇2中剩餘 的電源開關。 圖18展示二極體模擬系統6〇〇之運作之一態樣。在步驟 86720 -31 - 1287912 650中’第一電源開關604從接通狀態切換至斷開狀態。在 步驟652中’可監測流經該第一電源開關之電流。在步騾654 中’可將流經該第一電源開關604之電流與一參考位準相比 車乂。在步驟658中，可將一穩流開關陣列602之運作狀態從 斷開狀態變更至接通狀態。可依據一脈寬信號及流經第一 電源開關或穩流開關陣列602的電流控制穩流開關陣列 6〇2。舉例而言，當第一電源開關6〇4根據一脈寬信號而切 換至斷開狀態時，可將穩流開關陣列602之電源開關切換至 接m狀態。在另一態樣中，若流經第一電源開關6〇4之電流 起過預足限值，則可禁止穩流開關陣列602之運作狀態變 更至接通狀態。在步驟66〇中，穩流開關陣列6〇2之運作狀 感可自接通狀態變更至斷開狀態。在一態樣中，可依據脈 寬信號將穩流開關陣列602之電源開關切換至斷開狀態。 在另怨樣中，可根據流經該穩流開關陣列602之電流將 穩流開關陣列602之電源開關按序切換至斷開狀態、。在步驟 662中，可監測泥經穩流開關陣列6〇2之電流。在步騾 中將所I測之電流與一苓考位準相比較。在步驟666中， 根，流、_關陣列㈣之電流之振幅來控制開關陣列6〇2中 口單獨私源關。舉例而言，若流經該穩流開關陣列咖之 U超過參考位準，可禁用開關降列6()2中的—或多個電源 開關。當電Μ零安培遞減降低或自接近零安培遞增時， 財控制電源開關可有利地遞增節點Τ之阻抗，藉以減弱 節點”Α”處雜訊的產生。在步驟_中，彳改變參考位準且 作業返回至步騾662繼續進行。 86720 -32 - 1287912 無作用時間控制 圖19展示二極體模擬系統6〇〇實施的一無作用時間控制 技術之運作態樣。在步驟700中，提供具有—共用節點2至 少兩個電源開關，其中一電源開關是一導通型電源開關土 另屯源開關則是一穩流電源開關。導通型電源開關在導 通期間將能量傳導至-輸出調節器的一輸出端。穩流電源 開關則在穩流期間傳導能量。每一電源開關皆可能是:電 源開關陣列及—單個開關。在步驟繼中，將該等兩個電: 開關之一自接通狀態切換至斷開狀態。在步驟7〇4中，在斷 開轉變期間，監測流經已斷開的電源開關之電流。在步驟 寫中，將流經第一電源開關之電流與一參考位準相比較: 在步驟7G8中，可產生—具有—預定時間週期的延遲，咳延 遲:始於流經電源開關的電流遞減至小於參考位準時Γ在 步驟71G中’將另—電源開關之運作狀態自斷開 接通狀態。 又又土 受控電源切換損耗 圖20展不一種功康细々々口》、a 力羊肩即态 < 電源陣列500中損耗控制作 業 < 悲樣。該電源陣列 .y j ^ 了包括一個或多個開-關陣列 502。在步驟73〇中，摇徂女兩 ，、/、有电源開關的至少一個開關陣 ’以控制自一輪入源一 , 原土 麵出端的電流流動。在步騾 2中，可接收輸出及輪 次 及矜出+、云, ，貝$ ，例如輸入電壓、輸出電壓 人知734中，可確定流經開關陣列502之預 期電流。可使用# —、之、 ^ ^ 出及輸入資訊、貞’㈣用輸 衣貝訊及運作模式資訊。在步騾736 86720 -33 - 1287912 中，可確定開關陣列502之預期功率損耗。該預期功率損耗 可包括所啟用電源開關之導通損耗及切換損耗。開關陣列 502可包括尺寸相同或不同的兩個或兩個以上電源開關，例 如^具有—相異Rds(接通）的多個MOSFET。可在特定運作 狀恶下啟用電源開關的不同分組來降低開關陣列的功率損 耗。舉例而言，在穩態或瞬態輕負載運作狀態中，可僅啟 用一具有最大Rds(接通）的電源„，以便可最大限度降低 與開關陣列5 0 2相關的切換損耗。同樣，在穩g或瞬態最大 負載運作狀態中，可啟用所有電源_以最大限度降 關陣列502之導通損耗。 可藉由使用電源開關之運作狀態（例如Vds、及邮(接 通）)來計算預期功率損耗，而得以確定電源開關之預期功率 損耗。亦可藉由使用-查詢機制（例如_查詢表）來估計預期 功率損耗，而得以較預期功率損耗。查詢機制可交又夫 照運作狀態之範圍來估計功率損耗。該查詢機制亦可指: -可在特定運作狀態下啟用的較佳電源開關組。可依據 循環基礎來確定該預期功率損耗，以獲得預期損耗，例如 估計損耗及計算損耗。 在步驟738巾，可確定欲啟用電源開關之數量及類型。可 «能夠最大限度降低預期電源切換損耗的電源開關包 5。可藉由針對多種電源開關组合計算下部開關陣列之預 /、月功杨耗來確定該電源開關組合1可藉由使用—查％ 機制來確定該電源開關组合。在步驟7辦，可啟用所選二 電源開關組合。可依據逐循環基礎來控制此等電源開關， 86720 -34- 1287912 仗而可在功率調節器運作期間（例如導通期間及穩流期間 改變電源開關之數量。舉例而言，可在功率調節器之一切 換週期中電源開關内的電流降低時改變電源開關之數量。 雜訊抑制 圖21展示-種使用功率調節器之一功率級抑制雜訊產生 之作業態樣。在步驟75G中，該功率級可包括具有—共用節 點之至少兩個開關陣列。該開關陣列可佈置為任一拓撲结 構，^口降壓（bUck)、升壓（b00st)、及崎。每一開關 陣刃白可包括一個或多個並聯且單獨控制的電源開關，從 σ依據逐循環基礎來控制每_開關陣列内導通開關之數 雖二可使用具有可變輸出電容的任一類型的電源開 關例如BJT、IGBT及MCT，但此等電源開關較佳為 MOSFET。控制每一開關陣列内導通電源開關之數量即可控 制共用節點之阻抗。-實例性作業可包括連接成一降壓組 態的一上部開關陣列及一下部開關陣列，其中該上部開關 車】在；通期間運作，而該下邵開關陣列在穩流期間運 作。在步| 752中，可監測共用節點之雜訊特性（例如電壓 及私机）在步騾754中，可將該雜訊特性與一個或-多個參 準相比#乂以產生一阻抗控制信號。在步騾7 5 6中，可響 應該阻抗控制信號來控制開關陣列。舉例而言，可在一受 控時間週期期間運作一具有四個並聯電源開關的上部開關 陣列使该等四個電源開關按序逐一斷開，促使共用節點 <阻杬自低阻抗變為高阻抗，藉此使開關轉變期間所產生 的雜訊峰值減幅。 86720 -35 - 1287912 受控電容 圖22展示一種輸出調節器之一電路節點之電容之控制作 業態樣。該輸出調節器可包括一具有連接至第一開關之至 少-個開關陣列的功率級，以將一輸入源轉換為一調節輸 出在步知770中，忒開關陣列可藉由一共用節點連接至第 -開關。該開關陣列可包括並聯且單獨控制的兩個或兩個 以上串璺連接型電源開關對，從而可依據逐循環基礎來控 制開關陣列内導通電源開關之數量。第一開關對可能是一 單個串疊連接型電源開關對，亦可能是—由串疊連接型電 源開關對組成的開關陣列。電源開關對可能是具有可變輸 出電容的任一類型的串疊連接型電源開關，例如M0SFET ，、BJT MOSFET與咖丁、及_咖7與妮1。在共振模式、 权切換模式及準共振模式切換式調節器中控制共用節點之 電容可尤其有利。舉例 、 _ 、 0，在一固定頻率軟切換式調節

备中控制共用節點之雷空P <私备即可在遞增的輸入電壓及輸出負 載範圍内控制電源開關，亚 、/開關〈共振。在步驟772中，監測流經一 開關陣列之電流。可直拉 接|測或間接監測開關陣列電流， 例如藉由監測輸出調節哭 、 ]即斋又輸出電流。在步騾774中·，根據 流經開關陣列之電流夹磕+ # ^ 心、 甩凡來確疋共用節點處的所需電容。所需 電容可擇為能使開關杏 、 ^ 電流共振至開關陣列之Vds兩 响的一 了員足電壓的電容。 、、 u 牛例而耳，在一接通的軟切換式 得扠斋中，氚經一電源閱 並 關 流可將該電源開關之電容 兴振至零伏特，以降低 ^ ^ ^ Λ 一換抽耗。在該實例中，可控制該 ^谷以使流經開關陣列 兒泥足以將開關陣列之Vds共振 86720 -36 - 1287912 土m壓位準’藉以降低切換損耗。在步驟776中，確 :開關陣列中欲啟用的電源開關组合。每一電源開關皆且 有—相關輸出電容，該相關輸出電容構成共用節點電容: —邓分。藉由啟用_陣列中的所選擇電源_可控制丑 用郎點上的總電容。相關於每一電源開關之電容。將一開 關:列用於第-開關可遞增共用節點電容之受控範圍。在 步.驟7 7 8中’控制開關陣列中的電源開關以在共用節點產生 中’可在一完整導通猶環中啟用/禁 ^所4擇電源開關’以使共用節點的電容在該整個導通循 中保持f一疋。在步驟782中，亦可按序接通或斷開電源開 關以控制共用節點之電容。 延遲線路 圖23展示一種用於在一脈衝信號中產生一延遲的延遲線 路800炙態樣。該延遲線路8〇〇尤其適用於延遲一用於輸出 碉節器的數位控制系統中產生的一脈衝信號之一邊沿，藉 以提高脈衝信號之解析度。可使用任一類型的延遲線路，曰 例如内插器及延遲鎖迴路。圖24展示一種數位控制系統中 的實例性脈衝信號82〇。該數位控制信號可包括一用於產生 數位信號（例如脈衝信號820)之時脈信號822。脈衝信號82〇 I脈寬可設定一輸出調節器之導通時間。藉由改變脈衝信 號之脈覓，可將輸出調節器之一調節輸出維持於調節限值 内。碉節該調節輸出時出現的誤差可與受到時脈信號822之 頻率限制的脈衝信號之脈寬解析度有關。可將最高脈寬解 析度限制為等於或大於時脈信 號822之脈寬的增量。該受限 86720 -37- 1287912 制的脈寬解析度可導致料處丄 週勒> ^㈣脈寬解析度與所需腺寬 迥4時間 < 比率的誤差增大。 (遲、路80。可較佳藉由提高脈寬解析度來減小脈寬誤 二二遲線路80。可包括多個延遲電路8〇2以產生脈衝信 心固延遲邊沿。延遲電路8G2可佈置為任―、组態， f ㈣、並聯组態及串並聯組態。各延遲電路8 0 2可 用^ 4』的時間週期關係，例如相等關係、二進制關 =和數關係。可使用任_數量的延遲電路術，儘管其數 佳耗園内。延遲電路之數量越大，脈寬解析 又《提南亦越大。延遲電路802之輸出可輸入至一多工器 804，以便選；^墨_ #、床 、 遲。一組合器8〇6可組合所選擇之延遲 與脈衝信號，以產生一合 同解析度輸出。圖中將DLL 800展示 及闡述為延遲脈衝信號之前沿。然而，延遲線路綱亦可延 遲脈衝信號之後沿。 圖25展示—種提高—用於一輸出調節器的脈寬信號之解 又作業怠^取。在步驟850中，接收一用於一輸出調節器 之脈寬信號。在步驟852中，根據該脈寬信號產生兩個或兩 個以上延遲脈彳齡彳士 Μ 士 h / 、 對L唬。在步騾854中，選擇其中一個延遲脈 衝信號以獲得一所泰#、p 于所而延遲。可在選擇代表脈寬誤差的延遲 脈衝信號基礎上眘％、邱 貫她峻擇，從而可藉由組合延遲脈衝信號 =脈寬信號來降低脈寬信號之誤差。在步驟856中，組合所 、擇之脈衝k唬與脈寬信號。在步驟868中’根據該組合產 生一高解析度脈衝信號。 自適應負載循環限值 86720 -38- 1287912 圖26展示—種數位控制器900之態樣，其用於產生一負載 循％信號以搡縱一輸出調節器。一負載循環確定器9〇2可接 收—數位誤差信號ek，該數位誤差信號ek係一參考值與輸出 凋節奋之一輸出間輸出誤差之一函數。在一態樣中，該誤 I仏號％可指示多個包含該輸出誤差的電壓範圍之一。舉 例而g ’薇誤差信號可指示輸出誤差位於包含0.5伏特至08 伏特電壓的電壓範圍内。在另一態樣中，該誤差信號4可 月匕疋任一類型的信號，例如數位信號及類比信號。 負載循環確定器9〇2可依據誤差信號“產生一標稱負載 循％^號。該負載循環確定器902可接收额外的數位輸入， 例如來自辅助迴路的誤差信號、輸出調節器之電壓及電流 狀您資訊。標稱負載循環信號可能是用於代表負载循環的 碩型的數位信號，例如一具有受控脈寬的脈衝信號及 口 >、有位或多位位元的數位信號（例如一多位元數位信 號）。 。 “，、戟循裱限制器904可依據一調節器的輸入或輸注 率特性（例如Vin、輸入脈動電恩Vinrippie、輸入電流&、 =功率Pm、輸入能量Qln、輸入源阻抗Rs、輸出功軒 前出電IV。及輸出電流lG)限制能量移轉至輸出。 限制器904可控制負載循環，以限制能量移轉至輸:。^ 循環限制器904可在輸出調節器的所有作業階段⑼如和 :作、啟動、過電流及過電壓)運作。負载循環限制哭 將—個或多個輸入/輸出調節器特性與對應的臨㈣ 义，爾後依據該比較限制負載循環。負載循環限制哭 86720 -39- 1287912 可依據逐猶環基礎以抽樣頻率或更低之頻率運作，以便控 制臨限值。在卷一麻提士 . 母猶％令，負載循環限制器904皆可改變臨 限值並限制下一循環之負 人目衣J很據則—循環之輸入 y <碉節器，性與臨限值的比較來確定下_循環之負載循 裱。舉例而言，負載循環限制器9〇4可監測如並產生一數位 信號以限制負載循環，以使Ιιη之振幅不超過一臨限值。在 另一實例中’負載循環限制㈣何確定輸人源阻抗或者可 接收-表示輸入源阻抗之信號，並可據此產生—數位信號 以限制負載循環。可使用任一種輸入源阻抗測量方法。 負載循環估計 圖27展不-種用於控制—切換式調節器的數位控制器 fn®28展示在料產生—負載循環信號以操縱切 換式调印益的數位控制器95〇中實施的狀態圖灿之態樣。 吾亥狀態圖940可包括二錄十一從 … 化括—種或二種以上運作狀態。在實例性數 位&制态950中，-狀態別942可針對穩態狀態實施pwM控 n‘tlS2 944可針對瞬間狀態實施降速誤差梯度控制； 一狀態S3 946則可針對最大誤差狀態實施磁滞控制。 數位控制器㈣可包括—負載循環估計器❿用以產生 對應於標稱穩態值的標稱負載循環信號Up*(上*)盘 〜觀（下*)’並根據該等標稱負載猶環信號產生切換式調節 益《當前負載循環。可在所有運作狀態（例如pwM及降速誤 差控制）下使用負載循璜仕斗哭 、 、 執備裱估计斋952來產生標稱負載信號。 乂而負載循％估4 A 952較佳不用於磁滞控制運作狀態。 在磁滞控制期間’負載循環可與誤差信號直接相關聯，而 86720 -40- 1287912 得以當誤差信號處於一種狀態時，負載循環被設定為ON狀 態（上），而當誤差信號處於另一種狀態時，負載循環被設定 為OFF狀態（下）。負載循環估計器952可依據輸入信號（例如 一誤差信號、一 UD脈衝及一延遲控制）產生標稱負載循環信 號。可在當前負載循環運作切換式調節器中的電源開關， 以控制能量自一輸入源轉換為一輸出負載。舉例而言，在 一具有一降壓拓撲結構且以固定頻率運作的切換式調節器 中，標稱負載循環信號Up*(上*)可約等於一對應於輸出電壓 與輸入電壓之比率的值。在固定頻率作業期間，標稱穩態 值之組合可對應於切換式調節器之整個切換週期，例如1 MHz切換頻率為1 [is。 一調整確定器954可確定一調整值ADJ與標稱負載循環信 號相組合，以產生經調整的負載循環信號Up(上）與 Down(下）。該調整確定器954可依據誤差信號及來自切換式 調節器的其它信號來產生調整值。該調整確定器954通常可 用於除磁滯控制之外的所有運作狀態。由於在磁滯控制運 作狀態中負載循環為100% ON或100% OFF，因此無需調整 值。在一態樣中，用於PWM狀態942及降速誤差控制狀態944 之調整值可按照下式計算得出： ADJk =g(ej + h(trendj Upk=Up、ADJ，FACon Down k = Down* + ADJ k * FAC 0立 其中FAC可根據標稱負載循環來確定 0^\ek\<Al g(ek): sign(ek)^ Aj^Al < \ek\ < A2 sign( ek)^ Α2^·Α2 <\ek\< A3 86720 -41 - 1287912 h(trendk)^ 卜肌/汐若|於吨|仝i 咖dk 二 Fslop，ek-ek_n 其中Fsl()pe係一常數，係根據，，n"個先前循環得出誤 差平均值，其中’’η"係在一切換週期中的抽樣次數，且 A：l、Α2及A3定義於圖29中，該圖展示一用於產生誤差信 號的電壓限幅器之電壓位準。 ° △1與4為迴路增益，可以抽樣頻率來選擇該等迴路增 益，並可具有基於誤差信號振幅之值。該等迴路增益之值^ 與Μ可選擇為相互關聯，例如、約等於2倍之△〗。數位控制 器之迴路增益可以最高至並包括抽樣頻率的任一頻率進行 自適應變化。每-迴路增益皆可依據輸出調節器之任 數(例如誤差信號之電壓範圍、調節輸出之電壓範圍、及； 載循環）而動態變化。 數位控制器之迴路補償可包括仇)與⑽⑽屯)之比率。迴 路補償可以最高至並包括抽樣頻率的任—頻率進行自適應 變化。在一態樣中，常數匕-可自適應變化以改變迴路補 償。迴路補償可依據輸出調節器之任—參數（例如誤差信號 <電壓範圍、調節輸出之電壓範圍、及負載循環）而動態變 、且口 w 956可組合標稱負載循環信號與調整值，以產生 經調整的負載循環信號。在能接士 ^ 、仏 工 丨口現在一怨樣中，經碉整的負載循環 U可用作產生-⑽脈衝的計數器限值。 在此種丨"況下’―計數11 958可依據—時脈信號CLOCK 及經調整的負載循環信號來產生職衝。請脈衝較佳具 86720 '42- 1287912 有一 "〇n(接通），，位準及— , ff(斷開）”位準，並可且有一代表 驅動切換式調節器之電源 卫1，、哥代录 Μ ^ '、幵奇的接通時間的變化脈寬。該 冲數叩958可對計數器限 ^ , , τττ^ 叹疋的時脈循環數量實施計 數以屋生UD信號之丨丨接诵♦ , 時間及斷開時間"。舉例而言， 、、二凋I的負載循環信號之 ^ 以上）#分可設足接通時間之計 數斋限值，經調整的負載 斷„砝π、4 衣‘唬之D0wn(下）部分可設定 TW , w 佳地一早個計數器響應包含

Up(上）與Down(下）資訊的一 早调冲數崙限值信號而產生UD 龙U D脈衝可包括一與雙時脈信號頻率限制的脈衝解析 度相關的量化誤差。圖30即展示量化誤差之一膏例，至中 自一時脈信號972與一經調整的負載循環信號974產生的 ™脈衝970可具有一與時脈信號頻率相關的量化誤差976。 :延遲線路_可微調由計數器958產生的肋脈衝來減 小量化誤差。該延遲線路96〇可響應接收⑽脈衝及一延遲 控制信號而產生-微調脈衝信號，該微調脈衝信號具有一 約等於對應於經調整的負載循環信號之脈寬的負載循環。 該延遲線路960可延遲UD脈衝兩個邊沿中的任一邊沿以產 生微調脈衝信號。舉例而言，在一態樣中，可產生其脈寬 短於相應經調整負載循環的UD脈衝，且隨後，延遲線路96〇 可延遲後沿以產生微調脈衝信號。在另一態樣中，可產生 其脈寬長於相應經調整負載循環的UD脈衝，且隨後，延遲 線路960可延遲前沿以產生微調脈衝信號。 一控制組塊962可依據UD脈衝及經調整負載循環信號來 產生延遲控制信號。該延遲控制信號可較佳係一多位元^ 86720 -43 - 1287912 負載循環限制器964可依據切換式調節器 (例，Vm、輸入電流Iln、輸入功率Pln、輸入能量Qln L ‘叩私/此IL)來限制能量移轉至輸出端。 964可松制备邊貝载擔被限制器 負載循環以限制能量向輸出端移轉。該 限制器964可位於數位控制器95〇中的任一位置在—春 二’該負載循環_器964可依據—多位元信號（例;;= 毛的負載循環信號）運作。在另一態樣 …周 哭QWrv'站 邊負載循環限制

°°可依據一脈衝信號（例如微調脈衝信號）運作。 圖3*1A展示—種用於產生標稱負載循環信號办*( D〇叫下*)的負載循環估計器97〇之態樣，根據該 載循環信號1^(上*)糾_*(下*)可產生-用於運作切么 调即咨的當前負載循環。負載循環估計器97q可包括— 多種用於確定標稱負載循環的模式。 或

一模式1估計器972可依據當前負載循環之接通時 作時間）及先前負載循環值來確定標稱負載循環信號 式1估計器972可將任一估計技術⑼如最小均方㈣= 次樣條函數技術）應用於當前負載循環及先前負载： 以確定標稱負載循環。在-態樣中，模式!估計器可評估延 遲控似则請以確定接通時間。可使用預定數量的當前 及先莉負載循環值來估計標稱負載循環。 號來確定標稱負載循環 /函盍多個循環（例如任〜 量）的誤差數學函數。可 一模式2估計器974可依據誤差信 "ί吕號。该模式2估計器9 7 4可確定一 大於切換式調節器之切換週期的數 86720 -44- 1287912 使用任一類型的數學函數，例如連續平均（running average)、平均（mean)及加權平均（weighted 可將 誤差之數學函數與一個或多個參考值相比較，爾後，可根 據該比較來遞增、遞減或維持Up*不變。 圖31B展示一種實例性模式2估計器1〇〇〇。一累積器1〇〇2 汁异一約1000倍於切換式調節器之切換週期的時間週期期 間的誤差之連續平均。一個或多個比較器1004可將累積器 1002之輸出與兩個參考值X1&X2相比較，該等兩個參考值 XI及X2可由一參考值產生器1006產生。一計數控制器1〇〇8 可根據比較器1004之輸出來控制標稱負載循環之計數。舉 例而T，若連續平均大於又丨，則計數控制器1〇〇8可將 計數遞減-個梯級；若連續平均小於幻，則計數控制器麵 可將Up計數遞增一個梯級，·若連續平均小於幻且大於 X2 J片數控制器1 〇 〇 8可維持Up *計數不變。 在較長時間週期期間計算一誤差數學函數可緩慢但精 雀也估计;^稱負載循環。此外，用於控制切換式調節器之 調節輸出的控制迴路之轉換函數可降為一單個零，藉以降 低Μ數位控制器相關的相移。降低的相移可用來增太控制 k路〈相k裕度、提高迴路交叉頻率、並同時增大相位裕 度及提高迴路交叉頻率。在模式2估計器974產生一恒定Up* 值的時間週期内，控制迴路降至一單個零。 …板式選擇器976可根據一模式選擇準則在負載循環估 叶益970之^各模式之間選擇。在一態樣中，該模式選擇器 可根據Up 1與〇0 priQr之差按照下式在1；1)、與之間選擇： 86720 -45- 1287912

Up^ ^ \Up ^Up * ^Up %π·〇, I > T1 [Up *2 ^\Up ^Up *pr.〇rI < T1 其中UP !係由模式〗估計器972產生的up值，μ係由模式 2估計器974產生的up值，Up*p係先前循環的Up*值，且對 於1 MHz的切換頻率，T1可約為5ns。 可使用任一模式選擇準則，例如將办^與化而的一連 續平均相比較，及將υ{Λ的—連續平均與办二相比較。 同樣，丁1可選取任一值。 q圖32展示一種用於確定一切換式調節器之負載循環的作 業態樣。在步驟_中，在第—種模式下依據先前負載循環 來：足標稱負載循環。在步騾982中，在第二種模式下依據 '、/、為差來確足;^稱負載循環。在步驟9料中，在兩種模式 之間選擇以4算標稱負載循環。在步驟娜中，根據一模式 選擇準則（例如所計算負載循環之變化率）作出選擇。 節能斷續模式控制 圖33展不種數位控制器1050之態樣，該數位控制器 1050包括一控制數位控制器⑺％之功率損耗的節能斷續模_ 式4數位控制H 1050可包括本說明書中所述的某些或所 有功能。 · 二節，斷續模式（ESDM)控制器1152可監測—感測點（例 j 1甩壓、電感器電流或輸出電壓）以決定何時切換至節 斷@模式。在感測點處監測的參數可反映輸出調節器之 _ =態’例如輸出功率較低或一電感器中電流斷續。當 ‘出電流低於—預定振幅或當流經輸出電感器之電流斷續 86720 -46 - 1287912 時’ ESDM控制器可（舉例而言）切換至節能斷續模式。 控制器1152可較#地控制功率流冑，使其流向數位控制器 115 0之各控制功能部分。可在節能斷續模式期間關㈣二 控制器1050内的控制功能（例如一 pwm控制哭1154 延、 線路1156、及電壓感測比較器1158)以降低功率損耗。 圖34A展示一種用於控制輸出調節器之切換模式間料綠 的數位控制器11〇〇之態樣。具體而言，該數位控制器 可控制連續電流模式（CCM)作業與斷續電流模式（dcm)作 業之間的切換。圖34B展示與DCM作業相關的波形。第一波 形Vout 1110展示輸出調節器之一調節輸出電壓；第二波形 展示輸出調節器之一電感器電流IL 1112。在DCM期間，調 節輸出電壓1110與電感器電流1112分三個階段運作：導通 階段、穩流階段及斷續階段。在導通階段中，將來自一= 入源的能量傳導至輸出濾波器，使電感器電流1112斜升， 而得以將能量移轉至調節輸出（負載），從而引起調節輸出電 壓1110升高。在穩流階段中，儲存於電感器中的能量被移 轉至調節輸出，使電感器電流1112及調節輸出電壓ιιι〇斜 降。在斷續階段中，電感器中的所有能量皆已移轉至調節 輸出，因此電感器電流可保持約為零，且一輸出電容器向 外移轉能量以供給能量至所要調節的負載。 數位控制器1100可包括一個或多個比較器11〇2，以決定 何時在CCM與DCM之間切換。在一態樣中，比較器11〇2可 將調節輸出電壓1110及電感器電流1112與參考位準相比 較’以產生用於控制CCM與DCM間切換的控制信號。 86720 -47- 1287912 一個或多個參考值產生器1104可產生參考位準。可使用 任類型的參考值產生器1104。參考值產生器11〇4可產生 一用於改變所感測調節輸出電壓的參考位準νι。可使用一 參考位準V2與改變的調節輸出電壓111〇進行比較以控制 DCM至CCM的轉換。可產生一參考位準〗丨以反映一預定電 流，例如最小負載電流。可將電感器電流1112與11相比較， 以確定該電感器電流小於11的時間百分比。 一模式控制器1106可依據比較器輸出來控制切換模式。 在一態樣中，該模式控制器1106可根據電感器電流小於^ 的時間百分比來控制CCM至DCM的轉換。在另一態樣中， 肩模式控制益11 06可根據所感測輸出電壓升高至一高於W <位準來控制CCM至DCM的轉換。在DCM中，模式控制器 可將接通時間設定為一常數並藉由改變輸出調節器之切換 頻率來調節該調節輸出。 為控制CCM至DCM的轉換，數位控制器11〇〇可在切換至 DCM時將所感測調節輸出電壓改變至高於參考位準νι。爾 後，隨著輸出負載電流的遞增，所感測調節輸出電壓之波 形改變形狀且該波形之一部分往參考位準V2移動。比較器 1102可將改變的調節輸出電壓與參考位準V2相比較，並指 示何時該改變的調節輸出電壓約小於或等於參考位準V2。曰 模式控制器1106可響應比較器1102之輸出而將切換模式自 DCM切換至CCM。 圖35展示切換模式控制作業之一態樣。在步驟ιΐ2〇中， 監測一以連續電流模式運作的切換式調節器之電感器電 86720 -48- 1287912 流。在步驟1122中，將該電感器電流與一參考電流位準（例 如lmin，其中Imin係斷續電流運作開始前的最小輸出電流） 相比較。接著在步驟1124中，確定該電感器電流約小於或 等於最小輸出電流時的切換週期百分比。在步驟丨丨26中， 將該切換週期百分比與一參考百分比（例如約4〇%)相比 較。在步驟1128中，若該負載循環百分比超過參考百分比， 則切換至DCM。在步驟1130中，感測調節輸出電壓。在步 ‘驟1132中，將所感測的調節輸出電壓改變至高於第一電壓 芩考值VI。在步驟1134中，將改變的調節輸出電壓與第二 電壓參考值V2相比較。接著在步驟1136中，若該改變的調 節輸出電壓小於或等於V2，則模式控制器將模式切換至 CCM 〇 狀態資訊的捕獲 圖36展tf—種用於捕獲一用於輸出調節器12〇〇的數位控 制斋1201之狀悲資訊的儲存系統1200。該輸出調節器η⑽ 可能是任一類型之調節器，包括切換式調節器、線性調節 备、電流調節器、電壓調節器及功率調節器。該輸出調節 器1200可包括一功率級1204及輸出濾波器12〇6以將能量自 輸入源轉換為一調節輸出，從而將能量提供至一負載 208。一輪出感測备121 〇可感測該碉節輸出並將一輸入提 供至數位控制器1201。 儲存系統1200可包括一用於擷取狀態資訊的資訊控制哭 12〇3。該資訊控制器1203可較佳地捕獲任一狀態資訊，例 如輸出電壓、輸出電流、標稱負載循環、已調整的負載循 86720 -49- 1287912 裱、電源開關接通時間、電源開關斷開時間、輸入電流、 誤差電壓、延遲控制值、調整值、及由數位控制器12〇1或 輸出調節器1200接收或處理的所有其它數位值。 一記憶體1212可儲存狀態資訊。可使用任一類型之記憶 體，例如靜態RAM、動態RAM、快閃RAM、及内容可定址 型RAM。可用任一方式臨時組織狀態資訊，包括使用一時 間戳記、按序儲存資訊、及根據觸發事件來儲存狀態資訊 子集。該等觸發事件可能是任一類型之事件，例如一狀態 值超出一預定臨限值、一預定時間間隔已結束、及多個觸 發事件之組合。可儲存任一時間間隔期的狀態資訊，例如 僅為切換週期之一分數的短暫間隔及持續數月及數年的長 間隔。 一狀態資訊分析器1214可分析所儲存狀態資訊。狀態資 訊分析器1214可評估所儲存狀態資訊，以確定系統及元件 之運作狀態，例如偏離正常運作範圍之變化、元件可靠性 估計、及實施元件維護之必要性。可以_财時間週期、 隨機並依據行進基礎來評估所儲存狀態資訊。狀態資訊分 析器1214可用通信方式與儲存系統12〇2永久連接，或間歇 性地連接至（例如）—用於評估—個或多個輸出調節器狀態 的單獨系統。 m ^ 至此本文已闡述本發明之多項具體實施例。然而，應瞭 解，可對本發明做各種修改，其並未背離本發明之主旨及 耗臀° ϋΙΛ ’其它具體實施例亦處於後附中請專利範圍之 範疇内。 86720 -50- 1287912 【圖式簡單說明】 圖1係一種輸出調節器之態樣之方塊圖； 圖2係一種用於輸出調節器之數位控制器之態樣之方塊 圖； 圖3係一種用於輸出調節器之數位控制器之運作態樣之 流程圖； 圖4係一種用於輸出調節器之封裝之兩維視圖； 圖5係一種自適應多模控制系統之態樣之狀態圖； 圖6係一接通期間的輸出電壓圖； 圖7係一種自適應多模控制系統之運作態樣之流程圖； 圖8係一種具有一輸出限幅器的輸出調節器之態樣之方 塊圖； 圖9係各電壓範圍間關係之態樣圖； 圖10係一種輸出限幅器之態樣之方塊圖； 圖11係一種輸出限幅器之運作態樣之流程圖； 圖12A係一種電源陣列之態樣之方塊圖； 圖13係一種與一電源陣列中感測電流之態樣相關的波形 時序圖； · 圖14係一種用於控制一功率調節器中能量流動的電源陣 列之電源開關陣列的運作態樣之流程圖； 圖15係一種電流感測技術之運作態樣之流程圖； 圖16係一種二極體模擬系統之態樣之方塊圖，該二極體 模擬系統用於模擬一用作切換式調節器的輸出調節器之穩 流二極體； 86720 -51 - 1287912 圖17係一種與一二柘體禮 系貌之態樣相關的波形之時 序圖， 圖⑻系-種二極體模擬系統之運作態樣之流程圖； ::9係—種在一二極體模擬系統中實施的無作用時間控 制技術 < 運作態樣之流程圖； 圖20係一種用於控制一電 ^ ^ 原陣歹J中知耗的作業態樣之流 程圖； 圖21係一種猎由一'功阜納齡突、 、 刀早凋即态功率級來抑制雜訊產 生之作業態樣之流程圖； 圖22係一種用於控制-輸出調節器之-電路節點之電容 的作業態樣之流程圖； …圖23係' —種用於在—脈衝信號中產生-延遲的延遲線路 之態樣之方塊圖； 圖24係一種與一延遲線路之態樣相關的波形時序圖； 圖25係-種用於提高—用於輸出調節器的脈寬信號之解 析度的作業態樣之流程圖； 、圖26係-種用於確定—切換式調節器之負載循環的數位 控制器之態樣之方塊圖； 圖系種用表士刀換式調節器的數位控制器之態樣之 方塊圖； ^ 圖28係-負載循環估計器之一態樣之狀態圖； 圖29係^私壓限幅器之一態樣相關的電壓位準之圖解 30係-種與數位控制器之態樣相關的波形纟時序圖， 86720 -52- Ϊ287912 環的負 該數位控制器用於產生一切換式調節器之負載循環 圖3 1A係一種用於確定一切換式調節器之負载循 載循環估計器之態樣之方塊圖； 圖3 1B係一種用於確定一切換式調節器之負載循環的另 一負載循環估計器之態樣之方塊圖； 圖32係一種用於確定一切換式調節器之負载循環的 態樣之流程圖； 圖33係一種包括一節能斷續模式（ESDM)的數位控制哭 之態樣之方塊圖； 圖34A係一種用於控制恒定電流模式與斷續電流模式之 間切換的數位控制器之態樣之方塊圖； 圖34B係與一數位控制器之態樣相關的波形時序圖； 圖35係一種用於控制恒定電流模式與斷續電流模式之間 切換的作業態樣之流程圖； 圖3 6係一種用於數位控制器的狀態資訊儲存系統之態樣 之方塊圖。 各圖中相同參考符號皆表示相同元件。 【圖式代表符號說明】 10 功率調節器 12 負載 14 數位控制器 16 回饋信號 18 控制信號 20 功率級 86720 -53 - 1287912 22 未調節電壓Vm 24 輸出濾、波器 26 調節輸出 28 輸出感測器 100 電壓轉換器 102 數位控制器 104 數位誤差信號 106 輸出感測器 108 參考信號 110 輸出選擇器 112a 驅動益·電路 112b 驅動器電路 114a 上部電源陣列 114b 下部電源陣列 116a 電流感測器 116b 電流感測器 118 電壓感測器 120 延遲線路 - 122 振盪器 124 軟啟動電路 126 Vm自適應負載限制器 150 感測調節輸出 152 依據該調節輸出產生一數位回饋信號 154 根據該數位回饋信號確定一估計負載循環 86720 -54- 1287912 156 158 160 162 164 200 202 204 208 210 212 300 302 304 306 308 320 330 332 334 336 依據軟啟動電路來限制負載循環 依據輸入功率來限制負載循環 產生一計時負載循環 以小於一時脈脈衝的持續時間調整計時負載 循環 依據已計算負載循環來控制一個或多個電源 陣列 封裝 返回管腳 Vin管腳 管腳 管腳 管腳 多模控制系統 磁滯控制 自適應磁滯控制 PWM控制 恒定接通時間控制 ； 調節輸出電壓 提供用於控制一輸出調節器的三種或三種以 上運作模式 產生一時脈信號 感測輸出調節器之一個或多個特性 評估所感測的輸出調節器特性 86720 -55- 在每一時脈循環中根據對調節器特性之評 估來選擇其中一種運作模式 計算輸出調節器的一接通時間 依據該接通時間將一輸入電壓轉換為輸出 調節器之一輸出 輸出調節器 數位控制器 回饋信號 驅動信號 功率級 輸出滤波器 輸出限幅器 電壓限幅器 參考值產生器 電壓參考值 控制信號 比較器 編碼器 - 產生三個或多個用於界定範圍的參考位準 感測一裝置特性之位準 將該裝置特性與其中至少一個參考位準相比較 根據該比較來確定包含該裝置特性位準之範圍 產生一指示該範圍的數位信號 電源陣列 -56- 1287912 502a 開關陣列 502b 開關陣列 504 開關控制器 505 驅動器陣列 506 驅動器 508 負載循環信號 510 電流感測器 512 電流感測器 . 520 自斷開狀態至接通狀態的轉換

524 抽樣波形SMPL 526 波形 528 波形 530 波形 532 波形 534 波形 536 波形 538 波形 540 波形 - 542 波形 544 波形 546 圈劃部分 550 提供並聯的兩個或兩個以上電源開關 552 依據逐循環基礎來確定欲啟用之開關數量 554 依據逐循環基礎來確定開關之接通轉變時序 86720 - 57 - 產生電源開關驅動信號 依據逐循環基礎來確定開關之接通轉變時序 產生電源開關驅動信號 將一電流感測器設定至一初始解析度 感測流經一開關之電流 以一抽樣頻率來確定電流感測器之下一解析度 將電流感測器設定至該下一解析度 二極體模擬系統 穩流開關陣列 第一電源開關 輸出濾波器 調節輸出 驅動器 驅動器 比較器 電流感測電路' 比較器 控制器 - 脈寬信號 第一波形 第二波形 第三波形 第四波形 將第一電源開關自接通狀態切換至斷開狀態 -58- 6521287912 654 658 660 662 664 666 668 700 702 704 706 708 710 730 732 監測流經該第一電源開關之電 將流經該第一電源開關之電流與一參考值 相比較 將一穩流開關陣列之運作狀態自斷開狀態 變換至接通狀態 響應一脈寬信號將一穩流開關陣列之運作 狀態自接通狀態變換至斷開狀態 監測流經該穩流開關陣列之電流 將流經該穩流開關陣列之電流與一參考值 相比較 根據流經該開關陣列之電流來控制該開關 陣列中的電源開關 調整該參考位準 提供具有一共用節點的至少兩個電源開關 將其中一電源開關自接通狀態切換至斷開 狀態 監測流經該電源開關之電流 將流經該電源開關之電流與一參考位岸相 比較 產生一具有一預定時間週期的延遲 將另一電源開關之運作狀態自斷開狀態變 換至接通狀態 提供至少一個具有電源開關的開關陣列 接收輸出及輸入資訊 86720 -59- 1287912 734 736 738 740 750 752 754 756 770 772 774 776 778 780 782 800 802 δ〇4 δ〇6 節點 ，疋/儿、、工4開關陣列之預期電流 確疋4 _ _之翻功率損耗 雀疋攸啟用的電源開關以最大限度降低預 期電源切換損耗 依據估计知耗來控制所啟用電源開關之數量 提供具有-共用節點之至少兩個開關陣列 監測孩共用節點之雜訊特性 將該雜訊特性與一參考位準相比幹 控制該等開關陣列之阻抗以降： 點處的雜訊 / Ρ 提供至少-開關陣列及一具有 的電源開關 監測流經一開關陣列之電流 根據流經該開關陣列之電流確定共用 處的所需電容 確定開關陣列中欲啟用的電源開關以將共 用節點電容設定至所需電容 控制開關陣列中的電源開關以設定所㊆♦ ☆ 在一完整導通循環中控制電源開關 在一接通或斷開轉變中控制電源開關 延遲線路 延遲電路 多工器 組合器 g672〇 脈衝信號 時脈信號 接收一用於一輸出調節器之脈寬信號 產生經延遲的兩個或兩個以上脈衝信號 選擇其中一個經延遲的脈衝信號 組合所選擇之脈衝信號與脈寬信號 根據該組合產生一高解析度脈衝信號 數位控制器 負載循環確定器 負載循環限制器 狀悲圖 狀態S0 狀態S2 狀態S3 數位控制器 負載循環估計器 調整確定器 組合器 - 計數器限值計數器 延遲線路 控制組塊 負載循環限制器 負載循環估計器 模式1估計器 -61 - 1287912 974 976 980 982 984 986 1000 1002 1004 1006 1100 1102 1104 1106 1110 1112 1120 1122 1124 1126 1128 1130 模式2估計器 模式選擇器 在第一模式中依據先前負載循環來確定負 載循壤 在第二模式中依據累積誤差來確定負載循環 在兩種模式之間選擇以確定該負載循環 根據一模式選擇準則做出選擇 實例性模式2估計器 累積器 比較器 參考值產生器 數位控制器 比較器 參考值產生器 模式控制器 調節輸出電壓 電感器電流

監測一切換式調節器之電感器電流 -將該電感器電流與一參考電流位準相比較 確定其中11^<或=Imin的切換週期百分比 將該切換週期百分比與一參考百分比相比較 若該切換週期百分比 > 參考百分比，則切換 至DCM 監測該調節輸出電壓 86720 -62- 1287912 1132 1134 1136 1200 1201 1202 1203 1204 1206 1208 1210 1212 1214 1150 1152 1154 1156 1158 將所感測調節輸出電壓改變至高於一第一 電壓參考值 將改變的調節電壓與一第二電壓參考值相 比較 根據該改變的調節輸出電壓與該第二電壓

參考值之比較切換至CCM 輸出調節器 數位控制器 儲存系統 資訊控制器 功率級 輸出濾波器 負載 輸出感測器 記憶體 狀態資訊分析器 數位控制器 節能斷續模式控制器 - PWM控制器 延遲線路 電壓感測比較器 86720 -63-

Claims (1)

1287912 拾、令請專利範園： 用万、拴制一具有一調節輸 統，其包括： 出凋即控制系 -輸出感測器，其產生一數 輪出包含於至少二個夂者^‘唬以扣不孩調節 至少三個參考範二;ΓΓ—參考範圍内，該等 之調節輸出值，·及 I考範圍皆包括複數個可能 ^數Γ控制器，其#應餘位感㈣號，以產生-控 制該調節輸出的驅動信號。 根據申清專利範圍第1項之和 、eB 田 /、工制系、、死，其中該參考範圍係 峻自由叉疊範圍及連續範圍組成之群組。 根據申請專利範圍第！項之控制系統，其中該數位控制器 違-步產生-用於控制該功率級之負載循環估計值，該 驅動信號係基於該負載猶環估計值。 根據中請專利範圍第3項之控制系統，其中該數位控制器 進一步包括一調整該負載循環估計值的延遲線路.，該延 遲線路用於接收-對應於該負載循環估計值的輸入脈衝 信號及一選擇信號。 5·根據申請專利範圍第1項之控制系統，其進一步包括一用 於捕獲該輸出調節器之狀態資訊的儲存系統，該儲存系 統包括： 一資訊控制器’其與該輸出調節器通信以捕獲該狀態 資訊，該狀態資訊係一數位格式，·及 一記憶體，其與該資訊控制器通信以儲存該狀態資訊。 86720 1287912 6· 一種用於控制一具有— 統，其包括：*㉟即輸出的輸出調節器之控制系 一輸出感測器，並麄斗 ώ ^ ^ 八 位感測信號以指示該調節 輸出包含於至少三個i去 >考範圍中哪一參考範圍内，嗜等 土少二個參考範園中的每一夂 ^ 之調節輸出值，·及 ，考軏圍自包括複數個可能 -數位控制器，其響應該數位感測 估計一驅動《之㈣猶環的負載循環料值，2 信號係用於控制該功車切 Μ 動 、茨力羊級並猎此調節該調節輸出； 一負載循環產生器，並佐於 、 A依據孩負載循環估計值而產生 該驅動信號，該負載循環產生器包括： :計：：二其響應一具有一時脈週期的時脈信號而 期、^ 寬的驅動信號，該脈寬約為該時脈週 期 < 一整倍數，該許勃突、— 汁數W包括一計數器限值輸入端以 接收一對應於該負載循環估計值的數位負載猶環传 號，该數位負載循環信號係用於設定欲計數的時脈週 期數，從而使該脈寬約等於該時脈週期乘 載循環信號，· 胃 -延遲線路，其根據該負載循環估計值及一代表— 對應於該時脈週期的量化誤差的選擇信號來微調該驅 動信號之脈寬的；及 唬及該數位負載循環 一控制組塊，其響應該驅動信 信號產生該延遲控制信號。 種用於將-輸入電壓轉換為一調節輸出的輸出· 86720 -2- 1287912 器，其包括： 一功率級，其根據該輸入電壓產生一功率輸出； 一輸出濾波器，其對該功率輸出實施濾波以產生該調 節輸出； 一輸出感測器，其產生一數位感測信號以指示該調節 輸出包含於至少三個參考範圍中哪一參考範圍内，該等 土 y —個务考範圍中的每一參考範圍皆包括複數個可能 之調節輸出值；及 數位控制益，其響應該數位感測信號而產生一驅動 "ί吕號’以控制該功率級。 8.根據申請專利範圍第7項之輸出調節器，其中該功率級具 有-選自由線性調節器及切換式調節器組成之群組的組 態。 9.根據申請專利範圍第8項之輸出調節器，其中該等切換: 調節器之該功率級係一選自由降壓(buck)、升壓(b〇〇st) zeta升降壓（buck-b00st)及sepic#a成之群組的拓y 結構。 ，據申睛專利範圍第7项之輸出調節器，其中該數位控， 备進-步產生-負載循環估計I，該動信號係基於， 負載循環估計值。 11 種用於產生-對應^ „第_電壓的回饋信號之電路 其包括： >考值產生為’其用於產生至少兩個參考電壓，^ 等參考電壓界定至少三個電壓範圍；及 86720 1287912 -比較器’其用於將該第—電壓與該等至少三個電壓 耗圍相比較’該比較器可產生—數位信號Μ : 輸出包含於該等至少三個參考範財 ' 内。 1翏考乾圍 12. 根據申請專利範圍第丨丨項之電路，並 ，、甲该寺參考範圍選 自由X疊範圍與連續範圍組成之群組。 13. 根據申請專利範圍第丨丨項之電路，其進一乎 已括^一用；^ 解碼該數位信號並產生一誤差信號的解碼器。 、 14. -種用於控制-輸出調節器之控制系統，該輪出調節器 將-輸入電壓轉換為一調節輸出，該輸出調節器包括一 用於自該輸人電壓產生—功率輸㈣功率級及—用於對 孩功率輸出實施濾波以產生該調節輸出的輸出濾波哭， 該控制系統包括： w -數位控制器，其響應一對應於該調節輸出的感測信 號而產生-驅動信號’以控制該功率級；該數位控制器 包括至少三種運作模式並在該等至少三種運作模式中^ 擇，該等運作模式之―所選運作模式係用於產生該驅動 信號。 15·根據申請專利範圍第14項之控制系統，其進一步包括— 用於產生一具有時脈循環之時脈信號的時鐘·，及 其中該數位控制器以同步於該時脈信號方式來選擇該 等至少三種運作模式之一。 16.根據申，專利範圍第15項之控制系統，其中依據逐時脈 循環基礎使該數位控制器切換於該等至少三種運作模式 86720 1287912 之間。 7.根據申請專利範園第14項之控制 種運作握4 A 1 ，、甲邊寺至少三 模式滞模式、自適應磁滞模式、脈寬調變 式 疋接通時間模式、恒定斷開時間模式、共振模 ，固疋頻率軟切換模式、電壓 頻率模式、可變頻率模式及其組合。心固足 18.=請專利範圍第14項之控制系統，其中該一 選自由同步轉換、非同步轉換及多頻率轉換组 成心群組的切換模式 19.:種用於將一輸入電壓轉換為—調節輸出的 益’其包括： —功率級，其根據該輸入電壓產生一功率輸出； —輸出遽波器，其對該功率輸出會 々 视1 Μ 1施濾波以產生該調 即輸出的；， 一輸出感測器，其產生一對廯认兮^ 压 對應於涿碉節輸出的感測信 唬；及 -數位控制器，其響應該感測信號產生—驅動信號以 ㈣該功率級；該數位控制器包括至少三種運作模式並 j該等至少三種運作模式中選擇，該等運作模式之一所 選運作模式係用於產生該驅動信號。 2〇·根據申請專利範圍第19項之輸出調節器，其中依據逐時 脈循環基礎使該數位控制器切|於該等至少三種運作模 式之間。 21.根據申請專利範圍第19項之輸出調節器，其中該等至少 86720 1287912 三種運作模式包括磁滞模式、自適應磁滞模式、脈 電流模式、固 =式、恒定接通時間模式、恒定斷開時間模式、共振 模式、固定頻率軟切換模式、電壓模式、 足頻率模式、可變頻率模式及其組合 出調節器，其中該數位控 非同步轉換及多頻率轉換 22·根據申請專利範圍第19項之輸 制益具有一選自由同步轉換、 組成之群組的切換模式。 23. 一種用於將-輸人電壓轉換為—截波輸出的電源陣列， -輸出調節器將該截波輸出轉換為一調節輸出，該 陣列包括： ^ 一開關陣列，其響應獨立的驅動信號以一切換頻率來 將該輸人電壓轉換為該截波輸出；該開關陣列包括至少 兩個電源開關；及 一開關控制器，其依據一負載循環信號而產生該等單 獨驅動信號，·該開關控制器以一抽樣頻率運作，該抽樣 頻率大於該切換頻率；該開關控制器係用於以一大於該 切換頻率的驅動頻率來控制該等獨立驅動信號。 24·根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其中該控-制器進 —步依據該輸出調節器之一運作特性來控制該等單獨驅 動信號。 25·根據申請專利範圍第24項之電源陣列，其中該運作特性 係選自一由輸出電流、環境溫度、運作溫度、輸出電壓 及電感器電流組成之群組。 26.根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其中該控制器確 8672〇 1287912 定一用於控制該等電源開關轉變的時序。 27. 根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其進一步包括一 用於感測一流經該電源陣列之電流的電流感測器，該電 流感測器具有一增益解析度；及 其中該開關控制器進一步包括將該電流感測器增益解 析度設定至一初始解析度，評估一流經該電流感測器之 電流之振幅，並根據該流經該電流感測器之電流振幅以 該抽樣頻率來控制該電流感測器之增益解析度。 28. —種感測一輸出調節器中電流之方法，其包括： 提供一具有一增益解析度之電流感測器； 將該電流感測器增益解析度設定至一初始解析度； 感測一流經該電流感測器之電流； 評估該電流之振幅；及 以一取樣頻率根據該評估來控制該電流感測器之增益 解析度。 29. 根據申請專利範圍第28項之方法，其中感測該電流包 括，測量一預定阻抗兩端之電壓並根據該電壓及該預定 阻抗來計算該電流。 - 30. —種用於控制一輸出調節器中各電源開關間無作用時間 之方法，其包括： 提供具有一共用節點的至少兩個電源開關，其中該等 兩個電源開關中至少一電源開關係一導通開關，該等兩 個電源開關中的另外一電源開關則係一穩流開關； 將該導通開關與該穩流開關之一自一接通狀態切換至 86720 1287912 一斷開狀態； 在自該接通狀態轉變至該斷開狀態期間，監測流經該 導通開關與該穩流開關之一中的電流； 將該電流*與一參考位準相比較； 延遲一預定時間週期，爾後將該導通開關與該穩流開 關中另一開關之運作狀態自一斷開狀態切換至為一接通 狀態。 31.種可降低一用於一輸出調節器之開關陣列中切換損耗 的方法， 該開關陣列可將能量自一輸入源轉換為該輸出 碉節器之一碉節輸出，該開關陣列包括至少兩個電源開 關，該方法包括： 流經該開關陣列之預期 a)確定在下一開關循環中一 電流； 之預期功率損耗； b)以一抽樣速率根據該預期電流來確定該開關陣列 其可最大限 c)確定欲啟用的該等電源開關之一組合， 度降低該預期功率損耗；及 d)啟用該電源開關組合。 根據申請專利範圍第3 1項之方法 ，其中該步驟"c

損耗的一電源開關組合。 包括： 該預期功率

有一切換頻率及一 切換週期；及 其中該輸出調節器具 86720 1287912 其中步驟’d"包括：以一大於該切換頻率之頻 :電源開關組合’以在該切換週期中控制該電源= 34. -種可抑制一用於一輸出調節器的功率級中^ 法，該功率級用於將能量自—輸广万 器之-調節輸出，該功率級包括具有 兩個開關陣列，該方法包括： 土 乂 0監測該共用節點之一雜訊特性； b)將該雜訊特性與一參考位準相比較，· C)根據該比較來產生一阻抗控制信號；及 關:車)二應該阻抗控制信號’以一抽樣速率來控制該等開 35:據申請專利範圍第34項之方法，其中該輸出調節器且 育一切換頻率；及 a 36 其中孩抽樣率大於該輸出調節器之切換頻率。 ^控制1於—輸出調節器之功率級之—電路節點之 厂的万法’孩功率級用於將能量自—輸入源轉換為該 :出調節器之-調節輸出，該功率級包括至少—開關陣 及-連接至該電路節點的第一電源開關，該開關陣列 匕括至少兩個串聯之電源開關對，該方法包括： ^監測一流經該開關陣列之電流； b)根據該電流確定該電路節點處的—所需電容； 上）以抽才取速率來確定—開關總成之組合，以便能將 該電路節點設置至該所需電容；及 86720 1287912 d)控制該等串聯的電源開關對，以將該電路節點設置 至該所需電容。 37.根據申請專利範圍第36項之方法，其中該輸出調節器具 有一切換頻率；及 該抽樣率大於該輸出調節器之切換頻率。 3 8. —種用於將能量自一輸入源轉換為一輸出調節器之一調 節輸出的二極體模擬系統，該輸出調節器具有一切換頻 率，該二極體模擬系統包括： 一第一電源開關，其響應一第一驅動信號來控制從該 輸入源至該輸出調節器之一輸出電感器的能量流向，以 使一流經該輸出電感器之電流遞增； 一開關陣列，其包括至少兩個電源開關，用於響應陣 列驅動信號，以在一穩流期間提供一流經該輸出電感器 的電流路徑，以使該流經該輸出電感器之電流遞減； 一電流感測器，其感測一流經該開關陣列之電流；及 一控制器，其依據流經該開關陣列之該電流產生該等 陣列驅動信號，該控制器用於獨立控制該等至少兩個電 源開關。 · 39. 根據申請專利範圍第38項之二極體模擬系統，其中隨該 電感器電流向零遞減時，該控制器按序禁用該電源陣列 中的各電源開關。 40. 根據申請專利範圍第38項之二極體模擬系統，其中該控 制器以一大於該切換頻率之抽樣頻率來控制該等陣列驅 動信號。 86720 -10 - 1287912 41. -種用於限制一輸入源與一輸出調、 間能量移轉的負裁猶環限制器：《一調節輪出之 節器特性及-用於控制該輸入源與=;器具有-調 移轉的計算負載循環，該負載循環限制哭P包;^間能量 一數位控制器，其產生一參考 之調節器特性與該參考位準相比_ ^孩輸出調節器 循環，該數位控制器以H 大負載 ▼々、邊输出調飭哭夕— 換頻率之頻率來控制該參考位準；及 ％ 該數位控制器係用於將該計算 負載循環。 #負載·限制為該最大 42. 根據中請專利範圍第41項之負載循環限制器，其中 位控制器以一大致介於該切換 頻率來控㈣參考位準。 與—抽樣頻率之間的 43. 根據申請專利範園第41項之負載循環限制器，立進一步 包括一用於確定一標稱負載循環之負载循環估計器，該 計异負載循環係根據該標稱負載猶環來確定，該負載循_ 環估計器包括： - -模式估計器，其依據先前負載循環與累積誤差中至 少一項來確定該標稱負載循環。 44 -㈣Ml輸出調節器之—標稱負載循環的負載循 環估計器，該負載循環估計器包括： 玉V兩種模式’包括一模式i估計器及一模式2估計器； 該模式1估計器依據先前的負載循環來確定該標稱負 載循環； 86720 -11· 1287912 孩模式2估計器依據累積誤差 環；及 來確定該標 稱負載循 千列來選擇該等至少 Μ式選擇器可根 45. 46. 47. 48. 49. 50. 兩種模式之一，以產生該標稱負載循環 根據申請專利範圍第44項之負載循環 六、1斗二丄 丨办叶詻，其中該模 八1怙計器以至少為一切換頻率的一循 ^ 僱裱頻率來確定該 %負载循環。 其中該模 器一切換 根據申凊專利範圍第44項之負载循環估計哭， 式2估計器包括：在一至少100倍於該輸出調節 週期的時間週期範圍内計算一連續平均。 一種用於控制-輸出調節器之—調節輸出的數位控制 器三該輸出調節器響應一脈寬信號來控制—輸入源與該 凋節輸出之間的該能量移轉，該數位控制器包括： 用於確定一標稱負載循環的負載循環估計器；及 凋正確疋备，其確足將一調整值與該標稱負載循環 相…口以產生一經調整的負載循環，該脈寬信號為該經 碉整的負载循環之一函數。 根據申請專利範圍第47項之數位控制器，其中該調整確 疋器包括一用於確定該調整值的可選擇迴路增益。 根據申請專利範圍第48項之數位控制器，其中可以一大 万、居秦11出’節裔之一切換頻率的頻率來選擇該可選擇迴 路增益。 根據申請專利範圍第47項之數位控制器，其進一步包括 一響應該經調整的負載循環而產生一初始脈寬的.計數 86720 -12 - 1287912

51.根據申請專利範園第5〇項之數位控制器，其進一步包括 用於依據该標稱負載循環及該初始脈寬來產生一延遲 控制的控制組塊；及 k遲、、泉路’其響應該初始脈寬及該延遲控制而產生 該具有一已微調脈寬之脈寬信號。 52’根據申請專利範圍第47項之數位控制器，其進一步包括 用於依據一碉節器特性限制該經調整負載循環的負載 循環限制器。 ' 53_„申請專利範圍第47項之數位控制器，其中該調整確 =咨包括用於穩定該輸出調節器之—迴路響應的遊路補 償，、可以—μ約等於該輸出調節器之切換頻率至該數 =控制器之-抽樣頻率之範圍内的頻率來控制該迴路補 ，其中該調整值 參考值與該調節 5 4.根據申請專利範圍第4 7項之數位控制器 係一誤差估計趨勢之函數，該誤差以一 輸出之差為依據。 55. 根據申請專利範圍第47项之數位控制器，纟中該調整 係-可以-大於該輸出調節器之—切換頻率的速率選 的斜率常數之函數。 56. 報據申請專利範圍第47項之數位控制器，丨中該調整> 係—誤差歷史之函數，該誤差以一參考值與該調節輸】 之差為依據； ^ 數學函數為依據 該誤差歷史以該誤差之先前值的— 86720 -13、 1287912 包括一連續平均（miming average)、一平均（mean)、—宰 值（peak value)及一加權平均（weighted average)。 57. 58. 59. 一種負載循環估計器，其用於確定一用於控制一輪出調 節器之一調節輸出的負載循環，該輸出調節器響應該負 載循環來控制一輸入源與該調節輸出之間的能量移轉： 該負載循環估計器包括： 一累積器，其在一大於該輸出調節器之一切換週期的 時間週期期間確定一累積誤差； 、 一用於產生參考位準的參考值產生器；及 一比較器，其以一約100倍於該切換週期的最大速率來 將該累積誤差與該等參考位準相比較，以產生一單個零 並根據該比較產生該負載循環。 v 根據申請專利範圍第57項之負載循環估計器，其中該等 參考位準包括至少-第-參考位準及―第二參考位準^ 該比較器將該累積誤差與每一該等參考位準相比較並 據此按梯級來控制該負載循環。 -種用於控制一輸出調節器之數位控制器，該數位控制 器具有用於提供該輸出調節器各種功能的多個子功能 塊，該數位控制器包括： 此 -用於監測該輸出調節之一感測點的節能斷蜻模式 ⑽DM)控制器，該感測點係㈣指示該輪出調節哭之一 輸出功率狀態，細DM㈣器侧於㈣輸出調節器之 所選擇功率狀態期間控制流向該等子功能塊的功率流， 以降低该數位控制器之功率消耗。 86720 -14- 1287912 60.根據申請專利範圍第59項之數位控制器，其中該等子功 能塊包括一 PWM控制器、一延遲線路、及電壓感測比較 器。 6 1.根據申請專利範圍第59項之數位控制器，其進一步包括： 一參考值產生器，用於產生一參考位準； 一比較器，其將一調節器信號與該參考位準相比較並 產生一比較器輸出；及 一模式控制器，其響應該比較器輸出而切換於該輸出 調節器各切換模式之間，該等切換模式包括一連續電流 模式（CCM)及一節能斷續模式（ESDM)。 62.根據申請專利範圍第61項之數位控制器，其中在ESDM期 間，該模式控制器進一步包括，將該輸出調節器之一接 通時間設定為一恒定值並改變該輸出調節器之一切換頻 率以調節該輸出電壓。 86720 -15 -