JP2002084742A

JP2002084742A - 降圧ｄｃｄｃコンバータの過電流保護動作制御方法、降圧ｄｃｄｃコンバータの過電流保護動作判定集積回路、降圧ｄｃｄｃコンバータの過電流保護動作判定回路モジュールおよび降圧ｄｃｄｃコンバータの制御集積回路並びにコンピュータ用の基板

Info

Publication number: JP2002084742A
Application number: JP2000267828A
Authority: JP
Inventors: Hideki Yahara; 英樹矢原
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-09-04
Filing date: 2000-09-04
Publication date: 2002-03-22

Abstract

(57)【要約】【課題】低電圧大電流を出力する降圧ＤＣＤＣコンバ
ータにおいて、変換効率の低下を防ぎ、過電流保護機能
が作動する閾値の精度を向上させる。【解決手段】入力部Ｖｉｎ側にセンス抵抗Ｒｓを挿入
し、入力電流検出部１と入力電圧検出部２で検出した電
流値と電圧値を用いて正常動作域か否かを判断する。正
常動作域外と判断した場合、過電流保護動作判定部３か
らスイッチング制御部４に停止信号を出力する。入力部
側にセンス抵抗を挿入するため、センス抵抗によるロス
が低減される。精度が高いセンス抵抗を用いて電流と電
圧を検出するため、検出精度が確保される。電流と電圧
の両面で正常動作域か否かを判定するため、入力電圧の
変動に対応できる。センス抵抗を入力側に配置するた
め、大電流が流れる出力側で部品を１点少なくして、設
計自由度や放熱性を向上できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧が常時変
動する携帯型ＰＣ（パーソナルコンピュータ）等、電池
で動作する機器に好適に用いられる降圧ＤＣＤＣコンバ
ータの過電流保護動作制御方法、降圧ＤＣＤＣコンバー
タの過電流保護動作判定集積回路、降圧ＤＣＤＣコンバ
ータの過電流保護動作判定回路モジュールおよび降圧Ｄ
ＣＤＣコンバータの制御集積回路並びにコンピュータ用
の基板に関する。

【０００２】

【従来の技術】電池等の電圧が変動する直流（ＤＣ）電
源から入力された電圧を変換して降圧する降圧ＤＣＤＣ
コンバータにおいて、過電流保護機能（２次側電流が定
められた電流値を超えるとその出力を停止する機能）が
必要不可欠である。この機能を実現するためには、何ら
かの方法で負荷が過電流状態であることを検出する必要
がある。既知の従来技術としては、以下のような３種類
のものが一般的に知られている。

【０００３】（従来技術１）出力部側に出力電流値検知
用の抵抗器（センス抵抗Ｒｓ）を挿入する方法この方法では、図７に示すように、入力部Ｖｉｎ、出力
部Ｖｏｕｔ、入力コンデンサＣｉｎ、出力コンデンサ
（平滑用コンデンサ）Ｃｏｕｔ、チョークコイルＬ、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、およびＤＣＤＣコンバータ制
御ＩＣを備えたＤＣＤＣコンバータの出力部Ｖｏｕｔ側
にセンス抵抗Ｒｓを挿入し、検出された出力電流値が正
常動作域であるか否かをＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣに
設けられた過電流保護動作判定部で判断する。そして、
出力電流値が正常動作域外であると判断された場合に
は、ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣに設けられた降圧ＤＣ
ＤＣコンバータをスイッチング制御するスイッチング制
御部に対して、保護機能部から出力停止を指定する停止
信号を出力する。この方法は、広く一般的に用いられて
いる方法であり、その検知精度は主としてセンス抵抗に
依存するため、過電流の検知精度が高い。

【０００４】しかし、この方法には以下のような問題が
ある。低電圧で大電流が出力される降圧ＤＣＤＣコンバ
ータにおいては、出力電圧に対するセンス抵抗による損
失割合が大きくなるため効率が低下する。また、この方
法では、基板上に部品を配置する際に、センス抵抗Ｒｓ
をチョークコイルＬと平滑コンデンサ（出力コンデン
サ）Ｃｏｕｔとの間に挿入する。ノイズの少ない良質な
出力を実現するためには、入力コンデンサＣｉｎ、セン
ス抵抗Ｒｓ、チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ
２および出力コンデンサＣｏｕｔが最短で接続されるよ
うに配置する必要がある。しかし、入力コンデンサＣｉ
ｎ、チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２および
出力コンデンサＣｏｕｔはいずれも、それ自身が発熱す
る性質を有するため、元々高温になり易い。それに加え
てセンス抵抗Ｒｓでの損失が大きければ、各構成部品の
温度はさらに上昇して性能低下をもたらすことになる。

【０００５】（従来技術２）ＭＯＳＦＥＴＱ２のＯＮ
抵抗値をセンス抵抗の代わりに用いる方法この方法では、図８に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ２
がＯＮ状態のときにＯＮ抵抗により生じるＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２のドレイン−ソース間の電位差を測定し、電位差
が一定値を超えたときに過電流状態であると判断して、
降圧ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させる。この方法
によれば、センス抵抗が不要となるので、その分だけロ
スが少なくなる。

【０００６】しかし、この方法には以下のような問題が
ある。一般的に、量産されているＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵
抗は、最大値は管理されているが最小値は管理されてお
らず、製造ばらつきが存在する。また、ＭＯＳＦＥＴの
ＯＮ抵抗値は正の温度係数を有しており、温度によって
ＯＮ抵抗は上昇し、かつ、その変動幅は大きい。よっ
て、高温時に合わせて過電流保護動作の電流値を設定す
ると、低温時には設定された電流値で動作しなくなる。
逆に、低温時に合わせて過電流保護動作の電流値を設定
すると、高温時には誤動作してしまう。

【０００７】（従来技術３）チョークコイルＬの直流抵
抗成分による電圧降下を用いて検知する方法この方法では、図９に示すように、チョークコイルＬが
持っている抵抗成分による電圧降下を抽出するための受
動回路網（ＤＣ抵抗成分分離回路網）を付加して電流を
検知する。この方法によれば、上記（１）の方法で用い
ていた制御ＩＣ（図７の保護機能部およびスイッチング
制御部）をそのまま用いてセンス抵抗を省くことができ
る場合がある。

【０００８】しかし、この方法には以下のような問題が
ある。チョークコイルＬの特性は、ＤＣ重畳電流や温度
によってインダクタンスの値が非常に大きく変化するた
め、固定常数の付加回路（ＤＣ抵抗成分分離回路網）に
よってインダクタンス成分を相殺することは困難であ
り、精度に問題が生じる。また、本来はチョークコイル
ＬによってＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の急激なＯＮ／Ｏ
ＦＦによるスイッチングノイズが２次側（出力側）に伝
わらないようになっているが、付加回路はチョークコイ
ルＬの両端にノイズを伝えるバイパスとなるように接続
されるため、出力側にノイズが増え易い。

【０００９】ところで、特開平５−１９９７４０号公報
には、電流を検知するセンス抵抗を電源側（電源電圧入
力側）に設置したＤＣＤＣコンバータの過電流保護回路
が開示されている。しかし、この従来技術は直流昇圧回
路のためのものであり、直流降圧回路のための本発明と
は課題および解決手段が異なる。

【００１０】後述するように、本発明は、ＣＰＵ用の電
源回路のように、低電圧で大電流を出力する降圧ＤＣＤ
Ｃコンバータに固有の問題点である、出力側にセンス抵
抗を入れた場合にセンス抵抗による効率低下が発生する
こと、およびセンス抵抗を省略した回路では過電流保護
機能が作動する電流値が不定となる領域が拡大すること
という２つの課題を解決するためのものである。これに
対して、特開平５−１９９７４０号公報には、その課題
として「従来技術（タイマーラッチ方式や入力電流制限
方式）で問題となっていた、負荷破壊または電源回路の
焼損を解消する」と記載されている。

【００１１】このように解決しようとする課題が異なる
ことから、本発明と特開平５−１９９７４０号公報の技
術の課題解決手段は当然異なっている。後述するよう
に、本発明は携帯型ＰＣ用の電源回路（ＤＣＤＣコンバ
ータ）等のように入力電圧が常時変動するものを想定し
ており、保護動作の精度を上げるために入力電圧および
入力電流の両方を検出して判定している。これに対し
て、特開平５−１９９７４０号公報の技術では、入力電
圧を監視する機能は無く、入力電流値のみで判定してい
る。従って、この従来技術では、入力電圧の変動により
正常動作の入力電流が変動しても対応することができな
い。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】近年のコンピュータに
使用されるＣＰＵは、製造プロセスの微細化によって低
駆動電圧化が進み、高クロック化の進行と共に消費電流
が著しく増大している。例えば現時点で主力のパーソナ
ルコンピュータ用ＣＰＵでは、ＤＣ１．３Ｖ〜２．０
Ｖ、１０Ａ〜２０Ａの電源回路が必要となっている。

【００１３】これに伴って、上述した従来技術１の方法
では、電流検知のために設けたセンス抵抗での損失が増
大し、変換効率の低下を招いている。例えば、同じ消費
電力で入力電圧の異なるＣＰＵを想定した２種類の電源
回路Ａ（５Ｖ、３Ａ）および電源回路Ｂ（１．５Ｖ、１
０Ａ）を比較した場合、制御ＩＣの過電流検知電圧を１
００ｍＶとすると、電源回路Ａの場合には、センス抵抗
での損失が３Ａ×１００ｍＶ＝３００ｍＷとなり、電源
回路Ｂの場合には、センス抵抗での損失が１０Ａ×１０
０ｍＶ＝１０００ｍＷとなる。従って、より低電圧大電
流を出力する電源回路であるＢの方が効率が悪くなる。
なお、過電流検知電圧を低下させるとノイズによりＩＣ
の誤動作を招き易くなるために、容易には下げることが
できない。

【００１４】また、実際に上記図７に示した回路を基板
上に構成する場合、一般的には電源回路からの出力品質
（リップル（ＦＥＴのＯＮ、ＯＦＦに同期したノイズ）
やスパイクノイズ（半導体等素子がＯＮ、ＯＦＦする瞬
間に発生する髭状のノイズ））や効率の面から、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１、Ｑ２、チョークコイルＬ、出力コンデン
サＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎを各々最短距離
で配線する。この場合、センス抵抗Ｒｓをチョークコイ
ルＬと出力コンデンサＣｏｕｔとの間に挿入するために
は、他の構成部品の近傍に配置しなければならず、これ
が基板レイアウトの際に大きな制約となることが多い。

【００１５】さらに、電源回路構成部品（重負荷時に発
熱の大きい順に並べると、チョークコイルＬ＞ＭＯＳＦ
ＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ１、センス抵抗Ｒｓ、＞
入力コンデンサＣｉｎ≫出力コンデンサＣｏｕｔ）は動
作中に発熱し、温度の上昇と共に電源回路としての効率
が低下する。上記従来技術１の回路構成では、発熱が一
箇所（チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２お
よびセンス抵抗Ｒｓ）に集中するため、放熱能力に限界
のある小型機器等に用いると、ターゲット回路の負荷が
大きい重負荷時に、激しい温度上昇による構成部品の信
頼性低下と、温度上昇を原因とした効率低下が発生す
る。

【００１６】このような効率低下を防ぐために、上述し
た従来技術２および従来技術３の方法が考案されてすで
に実用化されており、これによって効率面および発熱問
題については改善されている。

【００１７】しかし、これらの従来技術２および従来技
術３の方法では、過電流保護の作動電流値の精度につい
て、以下のような根本的な問題がある。上記従来技術２
の方法ではＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗は、製造ばらつきお
よび動作温度によって２倍以上も変化するおそれがあ
る。また、上記従来技術３の方法でも、チョークコイル
Ｌを構成するコアの材質、巻き方、使用環境（温度、直
流重畳電流）等によってインダクタンスの値が非線形に
変動し、これも２倍以上に変化するおそれがある。

【００１８】従って、上記従来技術２および従来技術３
の方法では、過電流保護機能が作動するか否かが不安定
になる電流値の領域（不定領域）が大きく、正常動作時
の電流値が不定領域に絶対に入らないようにするために
は、過電流保護機能が動作する電流値に不定領域分をマ
ージンとして折り込む必要がある。しかし、このことは
逆に、異常時に過電流保護機能が動作しない領域を広げ
ることになり、特に、ＣＰＵ用の電源回路のように低電
圧で大電流が出力される電源回路では、過電流保護回路
として動作しにくくなって、実使用上では短絡保護回路
としてしか動作しないおそれがある。

【００１９】例えば、１．５Ｖ、１０Ａの電源回路を考
えた場合、上記従来技術２および従来技術３の方法で
は、正常領域の２倍程度の不定領域を見込む必要がある
ため、荷電流保護機能が動作する電流値を２０Ａに設定
して１０Ａでは動作しないようにする。一方、異常時に
過電流保護機能が確実に動作するためには、２０Ａ以上
の電流値が必要になる。ここで、１．５Ｖ、２０Ａ時の
負荷のインピーダンスは僅か７５ｍΩであり、異常状態
のインピーダンスがこれ以下の値でないと電源回路の出
力は停止されない。従って、レアショート（低いながら
もある程度の抵抗値を持った短絡状態）等が発生した場
合には、過電流保護機能が働かずにターゲット回路の焼
損に至り易くなる。

【００２０】ＬＳＩの製造プロセスのさらなる微細化に
よってさらなる電源電圧の低下が起こり、マルチタスク
ＯＳ等の発展と共に複数デバイスの並列動作化も進んで
いる。このため、ＣＰＵを含むデジタル機器用の電源回
路は、現在も益々の低電圧化および大電流化が進行して
いる。よって、過電流保護回路の動作閾値の精度と変換
効率の維持の双方を両立させることが電源回路に要求さ
れている。

【００２１】本発明は、上記従来技術の課題を解決する
ためになされたものであり、ＣＰＵ用の電源回路等のよ
うに低電圧で大電流を出力する降圧ＤＣＤＣコンバータ
においてセンス抵抗による変換効率の低下を防ぐと共
に、過電流保護機能が作動する閾値の精度を向上させる
ことができる降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護動作
制御方法、降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護動作判
定集積回路、降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護動作
判定回路モジュールおよび降圧ＤＣＤＣコンバータの制
御集積回路並びにコンピュータ用の基板を提供すること
を目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明の降圧ＤＣＤＣコ
ンバータの過電流保護動作制御方法は、入力電源電圧の
変動を許容し、入力された電源電圧を変換して降圧した
電圧を出力する降圧ＤＣＤＣコンバータに対して過電流
保護動作を制御するための方法であって、降圧ＤＣＤＣ
コンバータの電源電圧入力部側にセンス抵抗を挿入して
入力部側の電圧値および電流値を検出し、検出した両値
および両値から計算した電力値が正常動作域であるか否
かを判断し、いずれかの値が正常動作域外であると判断
された場合に、スイッチングを制御する制御回路を出力
停止状態にするように制御しており、そのことにより上
記目的が達成される。

【００２３】本発明の降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流
保護動作判定集積回路は、入力電源電圧の変動を許容
し、入力された電源電圧を変換して降圧した電圧を出力
する降圧ＤＣＤＣコンバータに対して過電流保護動作を
行わせるか否かを判定するための集積回路であって、降
圧ＤＣＤＣコンバータの電源電圧入力部から入力される
電圧値および電流値を検出する手段と、検出された両値
および両値から計算した電力値が正常動作域であるか否
かを判断する手段と、いずれかの値が正常動作域外であ
ると判断された場合に、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイ
ッチングを制御する制御用回路に対して、出力停止状態
にすることを指示する停止信号を出力する手段とを備え
ており、そのことにより上記目的が達成される。

【００２４】本発明の降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流
保護動作判定回路モジュールは、入力電源電圧の変動を
許容し、入力された電源電圧を変換して降圧した電圧を
出力する降圧ＤＣＤＣコンバータに対して過電流保護動
作を行わせるか否かを判定するための回路モジュールで
あって、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力
部から入力される電圧値および電流値を検出する手段
と、検出された両値および両値から計算した電力値が正
常動作域であるか否かを判断する手段と、いずれかの値
が正常動作域外であると判断された場合に、降圧ＤＣＤ
Ｃコンバータのスイッチングを制御する制御用回路に対
して、出力停止状態にすることを指示する停止信号を出
力する手段とがプリント基板上に配置されており、その
ことにより上記目的が達成される。

【００２５】本発明の降圧ＤＣＤＣコンバータの制御集
積回路は、入力電源電圧の変動を許容し、入力された電
源電圧を変換して降圧した電圧を出力する降圧ＤＣＤＣ
コンバータを制御するための集積回路であって、降圧Ｄ
ＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部から入力され
る電圧値および電流値を検出する手段と、検出された両
値および両値から計算した電力値が正常動作域であるか
否かを判断する手段と、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイ
ッチングを制御する手段と、いずれかの値が正常動作域
外であると判断された場合に、降圧ＤＣＤＣコンバータ
のスイッチングを制御する手段に対して、出力停止状態
にすることを指示する停止信号を出力する手段とを同一
チップ内に備えており、そのことにより上記目的が達成
される。

【００２６】本発明のコンピュータ用の基板は、降圧Ｄ
ＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部から入力され
る電流を検知するためのセンス抵抗と、本発明の請求項
２に記載の降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護動作判
定集積回路または本発明の請求項３に記載の降圧ＤＣＤ
Ｃコンバータの過電流保護動作判定回路モジュールと、
ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣとを用いて過電流保護動作
を制御した降圧ＤＣＤＣコンバータによって、ターゲッ
ト回路に電源電圧を供給しており、そのことにより上記
目的が達成される。

【００２７】本発明のコンピュータ用の基板は、降圧Ｄ
ＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部から入力され
る電流を検知するためのセンス抵抗と、本発明の請求項
４に記載の降圧ＤＣＤＣコンバータの制御集積回路とを
用いて過電流保護動作を制御した降圧ＤＣＤＣコンバー
タによって、ターゲット回路に対して電源電圧を供給し
ており、そのことにより上記目的が達成される。

【００２８】以下、本発明の作用について説明する。

【００２９】本発明にあっては、降圧ＤＣＤＣコンバー
タの電源電圧入力部側にセンス抵抗を挿入しているの
で、上述した従来技術１で問題となっていたようなセン
ス抵抗によるロスを低減して変換効率を向上することが
可能となる。また、精度の高いセンス抵抗を用いて電流
および電圧を検出することができるので、上述した従来
技術２および従来技術３のように温度によって抵抗値や
インダクタンスの値が大きく変動したり、製造ばらつき
の大きい部品を電流検知に用いる必要がなく、検出精度
を確保することが可能となる。また、電流だけではなく
電圧も監視して、電流および電圧の両面から正常動作域
であるか否かを判定しているので、入力電圧の変動にも
対応可能である。さらに、センス抵抗を出力側ではな
く、入力側に配置しているので、出力側に配置した場合
に比べて、大電流が流れる部分で部品を１点少なくする
ことができる。大電流が流れる出力側の部分では、各部
品間を最短距離とし、かつ、流れる電流値に応じた最小
配線幅を確保する必要があるため、部品が少数であって
も配線設計が困難である。その部分で部品を１点でも減
らせるので、設計の自由度が格段に大きくなる。また、
入力側の部分では流れる電流が小さいため、センス抵抗
を配置しても設計上の制約を小さくすることが可能であ
る。

【００３０】後述する実施形態において図５に示すよう
に、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部か
ら入力される電圧値および電流値を検出する手段と、検
出された両値および両値から計算した電力値が正常動作
域であるか否かを判断する手段と、いずれかの値が正常
動作域外であると判断された場合に、降圧ＤＣＤＣコン
バータのスイッチングを制御する制御用回路に対して、
降圧ＤＣＤＣコンバータの出力停止を指定する信号を出
力する手段とを集積回路（ＩＣ／ＬＳＩ）化し、また
は、これらの各手段をディスクリート部品としてプリン
ト基板上に配置してモジュール化することにより、後述
する実施形態において図５に示すように、既存のＤＣＤ
Ｃコンバータ制御ＩＣの外部に付加して、降圧ＤＣＤＣ
コンバータの過電流保護動作を制御することが可能とな
る。

【００３１】または、後述する実施形態において図４に
示すように、上記各手段と、降圧ＤＣＤＣコンバータの
スイッチングを制御する制御回路（スイッチング制御
部）とを同一チップ内に設けて、ＤＣＤＣコンバータ制
御ＩＣとすることにより、降圧ＤＣＤＣコンバータの過
電流保護動作を制御することが可能となる。

【００３２】さらに、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して
電源電圧入力部から入力される電流を検知するためのセ
ンス抵抗と、上記各手段を備えた集積回路や回路モジュ
ールとＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣとを用いて過電流保
護動作を制御した降圧ＤＣＤＣコンバータによって、Ｃ
ＰＵ等のターゲット回路に電源電圧供給を行うことによ
り、ターゲット回路に効率良く電源電圧を供給すると共
に、過電流保護動作を確実に行って安全性を確保するこ
とが可能である。

【００３３】または、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して
電源電圧入力部から入力される電流を検知するためのセ
ンス抵抗と、上記各手段および降圧ＤＣＤＣコンバータ
のスイッチングを制御する制御回路を同一チップ内に設
けたＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣとを用いて過電流保護
動作を制御した降圧ＤＣＤＣコンバータによって、ＣＰ
Ｕ等のターゲット回路に電源電圧供給を行うことによ
り、ターゲット回路に効率良く電源電圧を供給すると共
に、過電流保護動作を確実に行って安全性を確保するこ
とが可能である。

【００３４】

【発明の実施の形態】通常、同期整流型の降圧ＤＣＤＣ
コンバータを基板上に実現する場合には、コンバータ用
制御ＩＣ（スイッチング制御と各種保護機能の両方が作
り込まれている）と、そのＩＣが指定する部品（ＦＥ
Ｔ、入出力コンデンサ等）を基板に実装する。本発明
は、このＩＣの保護機能の１つである過電流保護機能の
改善を図ったものである。

【００３５】一般に、温度や入力電圧がＤＣＤＣコンバ
ータの変換効率に与える影響については、その変化量を
多く見積もっても、周囲温度の影響が５％程度、入力電
圧の影響が１０％程度であり、これらの負荷条件が一定
であれば、上述した従来技術２や従来技術３による誤差
に比べると充分に少ないものである。これを利用して、
本発明では、出力ではなく入力の状態で過電流保護動作
を行うか否かを判定する。

【００３６】本発明の実施の形態としては、（１）制御
ＩＣ自身に改善機能を内蔵したもの、および（２）既存
の制御ＩＣに本発明の機能を実現するための外付け回路
を設けたものの２通りが考えられる。

【００３７】以下に、本発明の実施の形態について、図
面を参照しながら説明する。

【００３８】図１は本発明の一実施形態である過電流保
護動作制御方法を説明するための図である。これは、同
期整流型降圧ＤＣＤＣコンバータの基本回路であって、
入力部Ｖｉｎ、出力部Ｖｏｕｔ、入力コンデンサＣｉ
ｎ、出力コンデンサＣｏｕｔ、フリーホイールダイオー
ドＤ、チョークコイルＬ、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２お
よびＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣ１４から構成されてい
る。

【００３９】本実施形態は、この基本回路の入力部Ｖｉ
ｎにセンス抵抗Ｒｓを追加し、ＤＣＤＣコンバータ制御
ＩＣ１４の中に本発明を実現するための過電流保護動作
判定部３を内蔵させたものである。以下に、各部分につ
いて説明する。

【００４０】センス抵抗Ｒｓは、電流の値を電圧に変換
するために挿入する抵抗であり、過電流状態をＤＣＤＣ
コンバータ制御ＩＣ１４によって検出するために挿入す
る。

【００４１】ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣ１４は、スイ
ッチング制御部４および保護機能部を併せ持つＩＣであ
る。そのスイッチング制御部は、ＭＯＳＦＥＴＱ１、
Ｑ２のＯＮ、ＯＦＦを制御するための回路であり、出力
電圧を一定に保つために出力電圧を常時監視している。
出力電圧が定格値よりも低くなると、ＭＯＳＦＥＴＱ１
のＯＮ時間の比率を多くしてエネルギーの供給を増やし
て電圧を上げ、電圧が定格値よりも高くなると、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１のＯＮ時間の比率を少なくしてエネルギー
の供給を減らして電圧を下げる。保護機能部は、過電流
保護、過電圧保護および過熱保護等、ＤＣＤＣコンバー
タ（ユニット）自身と負荷回路（ＣＰＵ等）の双方を異
常状態から保護するために、動作状態を常時監視し、異
常状態を発見するとスイッチング制御部に停止指令を出
す。スイッチング制御部は、保護機能部からの指示で出
力を停止する場合には、ＭＯＳＦＥＴＱ１をＯＦＦさ
せてエネルギーの供給を停止する。

【００４２】入力部Ｖｉｎにおいて、例えばノートブッ
ク型ＰＣでは電源（ＡＣアダプタや電池）等の状態によ
り電圧が異なり、電池の場合には電池の状態（残量や温
度等）によりさらに電圧が常時変動する。例えば、ＡＣ
アダプタの場合には１９Ｖであり、電池の場合には１
６．８Ｖ〜１２Ｖである。

【００４３】入力コンデンサＣｉｎは、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１＝ＯＦＦの期間に入力部Ｖｉｎからエネルギーを蓄
積し、ＭＯＳＦＥＴＱ１＝ＯＮの期間に蓄えたエネル
ギーを放出する。ＭＯＳＦＥＴＱ１＝ＯＮ時の放電電
流値はチョークコイルＬを流れる電流値に匹敵する。よ
って、入力コンデンサＣｉｎには、放電時のみ大電流が
流れる。

【００４４】ＭＯＳＦＥＴＱ１はハイサイドトランジ
スタであり、入力コンデンサＣｉｎとチョークコイルＬ
との間のＯＮ−ＯＦＦを制御する。ＭＯＳＦＥＴＱ１
がＯＮになると、ＯＦＦの期間に蓄積された入力コンデ
ンサＣｉｎのエネルギーがチョークコイルＬ、出力コン
デンサＣｏｕｔおよび出力部Ｖｏｕｔに供給される。そ
して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＮ−ＯＦＦを高速に繰り
返す（数１００ｋＨｚ）ことにより、降圧ＤＣＤＣコン
バータが動作し、ＯＮ時間とＯＦＦ時間の比率で出力さ
れるエネルギーの量が調節されて出力電圧および出力電
流が制御される。このＭＯＳＦＥＴＱ１は、大電流が
流れ、発熱が激しくなる部品である。

【００４５】チョークコイルＬは、ＭＯＳＦＥＴＱ１
＝ＯＮの期間に磁気の形でエネルギーを蓄え、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ１＝ＯＦＦの期間に電流の形で出力コンデンサ
Ｃｏｕｔおよび出力部Ｖｏｕｔに放出する。よって、チ
ョークコイルＬを流れる電流の最大値は、出力電流以上
になる。なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１＝ＯＦＦのときにチ
ョークコイルＬのエネルギーを放出するための閉回路を
構成するためには、帰還ダイオードが必要となる。この
チョークコイルＬ１は、大電流が流れ、発熱が激しくな
る部品である。

【００４６】フリーホイールダイオードＤとしては、通
常、順方向電圧降下が低いことを特徴とするショットキ
ーダイオードを使用する。ＭＯＳＦＥＴＱ１＝ＯＮの
期間にチョークコイルＬに蓄積されたエネルギーが、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ１のＯＦＦ期間に出力コンデンサＣｏｕ
ｔに移動する。このとき、このフリーホイールダイオー
ドＤを通ってチョークコイルＬに電流が流れる。よっ
て、最短距離で配線しないと、ノイズが発生して出力に
激しいスパイクノイズが発生する他、ノイズによるＭＯ
ＳＦＥＴＱ２の誤動作を引き起こすこともある。

【００４７】ＭＯＳＦＥＴＱ２はローサイドトランジ
スタであり、フリーホイールダイオードＤの両端のＯＮ
−ＯＦＦを制御する。フリーホイールダイオードＤに順
方向電流が流れる期間と同期してＭＯＳＦＥＴＱ２が
ＯＮにすることにより、フリーホイールダイオードでの
電圧降下を０にして、効率を大きく改善する。ＭＯＳＦ
ＥＴＱ１、Ｑ２が同時にＯＮ状態になると、入力部Ｖ
ｉｎとＧＮＤが短絡してしまうため、そうならないよう
にどちらか一方がＯＮになった後に必ず両方がＯＦＦの
状態を経てから、他方がＯＮになるようにする。なお、
ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が同時にＯＦＦになる期間があ
るため、フリーホイールダイオードＤを省略することは
できない。このＭＯＳＦＥＴＱ２は、大電流が流れ、
発熱が激しくなる部品である。

【００４８】出力コンデンサＣｏｕｔは、出力電圧を平
滑化するためのものであり、チョークコイルＬを流れる
電流が出力電流よりも大きいときにはエネルギーを蓄
え、少なくなったときにエネルギーを放出する。ＣＰＵ
用電源では、その激しい負荷変動に対応するために、大
容量（数千μＦ程度）が必要とされ、数百μＦクラスの
コンデンサを並列接続して容量を得る。よって、この出
力コンデンサＣｏｕｔには大電流が流れる、最短距離で
配線しないとリップルやノイズが大きくなる。

【００４９】出力部Ｖｏｕｔにおいて、本発明が最も好
適に用いられる用途であるＣＰＵ用電源を例に挙げる
と、現状では１．４Ｖ−２０Ａ程度が主流であるが、今
後は更なる低電圧大電流化が進むと考えられる。

【００５０】次に、上記同期整流型降圧ＤＣＤＣコンバ
ータにおける降圧原理について説明する。ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１をＯＮすると、入力部Ｖｉｎおよび入力コンデン
サＣｉｎからチョークコイルＬ、出力コンデンサＣｏｕ
ｔおよび出力部Ｖｏｕｔにエネルギーが供給され、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ１をＯＦＦすると、エネルギーの供給が止
まる。通常、ＭＯＳＦＥＴＱ１は、ＯＮ−ＯＦＦの繰
り返しを高速（数１００ｋＨｚ）に行っており、単位時
間当たりのＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率でエネルギーの
供給量を制御することができる。

【００５１】ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣのスイッチン
グ制御部は、出力電圧を常時監視しており、出力電圧が
定格値よりも低くなるとＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＮ時間
の比率を多くしてエネルギーの供給を増やして電圧を上
げ、電圧が定格値よりも高くなるとＭＯＳＦＥＴＱ１
のＯＮ時間の比率を少なくしてエネルギーの供給を減ら
して電圧を下げる。このような制御により、降圧ＤＣＤ
Ｃコンバータを定電圧電源として機能させることができ
る。

【００５２】ＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＦＦ期間中にも出
力電圧および出力電流を維持する役割はチョークコイル
Ｌと出力コンデンサＣｏｕｔが担っている。ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１のＯＮ期間中にチョークコイルＬと出力コンデン
サＣｏｕｔにエネルギーを蓄積し、ＭＯＳＦＥＴＱ１
のＯＦＦ期間中に蓄積したエネルギーを放出する。チョ
ークコイルＬが出力部Ｖｏｕｔにエネルギーを放出する
ためには、チョークコイルＬが挿入されている回路が閉
回路である必要があるため、フリーホイールダイオード
Ｄを設けている。

【００５３】ＭＯＳＦＥＴＱ２はフリーホイールダイ
オードＤでの順方向電圧降下による損失を低減するため
に設けられ、フリーホイールダイオードに順方向電流が
流れる期間だけＯＮするようにスイッチング制御部が制
御する。

【００５４】このように構成された降圧ＤＣＤＣコンバ
ータの入力部Ｖｉｎ側にセンス抵抗Ｒｓを挿入する。そ
して、入力された電流および電圧を検出する入力電流検
出部１および入力電圧検出部２を設けた過電流保護動作
判定部３により、これらの検出部１、２から得られる電
圧値および電流値を用いて過電流保護動作を行わせるか
否かを判定する。この過電流保護動作判定部３は、予め
規定しておいた正常動作域から外れたと判断した場合
に、降圧ＤＣＤＣコンバータのＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ
１をスイッチング制御する電源制御部（スイッチング制
御部４）に対して出力停止を指示する停止信号を出力す
る。これによって、降圧ＤＣＤＣコンバータからの出力
が停止される。

【００５５】正常動作域は、図２に示すように、電圧値
および電流値によって２次元で定義され、最小入力電
圧、最大入力電圧、最大入力電流および最大入力電力に
よって規定される。なお、最大入力電力は、入力電力に
よる変換効率の変化が小さい場合には１つの最大電力値
で判定する。また、入力電圧範囲が非常に大きく、入力
電圧による変換効率への影響も考慮したい場合には入力
電圧に応じた効率変換分を加算する。

【００５６】これにより、過電流状態の検出誤差を、変
換効率の変動幅（約１０％）とセンス抵抗Ｒｓの精度
（１％以下）に抑えることができる。また、高電圧で低
電流である入力側にセンス抵抗Ｒｓを挿入することによ
り、センス抵抗Ｒｓでのロスを大幅に削減することがで
きる。

【００５７】例えば、入力電圧範囲が１０Ｖ〜２０Ｖ、
出力電圧が１．５Ｖ、出力電流が１０Ａ、センス抵抗Ｒ
ｓ以外（ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、チョークコイル
Ｌ、フリーホイールダイオードＤ、入力コンデンサＣｏ
ｕｔ、出力コンデンサＣｉｎ）での損失の合計を２Ｗ
（入力電圧による損失の変動はこの試算では無いものと
する）、過電流保護動作判定部３にあるセンス抵抗Ｒｓ
端子間電圧測定部（入力電圧検出部２に設けられてい
る）の入力下限値（これ以下の電圧を検出できない）を
１００ｍＶとした場合について考える。

【００５８】上述した従来技術１のように負荷（ターゲ
ット回路）側にセンス抵抗を設けた場合、出力電流１０
Ａで１００ｍＶを検知するためには、１０ｍΩの抵抗を
挿入する。この場合の損失は、１０Ａ×１０Ａ×１０ｍΩ＝１Ｗとなる。

【００５９】これに対して、本発明のように入力側にセ
ンス抵抗を設けた場合、ＤＣＤＣコンバータによる損失
を含む入力電力値で判定するため、入力電圧によって保
護機能が動作する電流値が変動する。この場合、過電流
保護機能を動作させるための入力電力（保護動作入力電
力）は、［保護動作入力電力］＝［保護動作出力電力］＋［セン
ス抵抗Ｒｓ以外での全損失電力］＝１．５Ｖ×１０Ａ＋
２Ｗ＝１７Ｗとなる。センス抵抗Ｒｓの値は、過電流保護機能を動作
させる最小入力電流値のときにも検知下限電圧（入力下
限値）に達している必要があるので、［保護動作最小入力電流］＝［保護動作入力電力］／
［最大入力電圧］＝１７Ｗ／２０Ｖ＝０．８５Ａ［設定すべきセンス抵抗Ｒｓの抵抗値］＝［検知電圧下
限］／［最小入力電流］＝１００ｍＶ／０．８５Ａ＝１
１７ｍΩ となる。保護機能が動作する入力電流値は入力電圧に依
存し、［保護動作入力電流］＝［保護動作入力電力］／［入力
電圧］で決まるので、センス抵抗Ｒｓでの損失は、［センス抵抗Ｒｓでの損失］＝［保護動作入力電流］×
［保護動作入力電流］×［センス抵抗Ｒｓの抵抗値］となる。以上の計算式に試算条件を代入すると、入力電
圧が最大（２０Ｖ）のときにセンス抵抗Ｒｓでの損失が
最小になり、［保護動作入力電流］＝０．８５Ａ［センス抵抗Ｒｓでの損失］＝０．０８５Ｗとなり、入力電圧が最小（１０Ｖ）のときにセンス抵抗
Ｒｓでの損失が最大になり、［保護動作入力電流］＝１．７Ａ［センス抵抗Ｒｓでの損失］＝０．３３８Ｗとなる。よって、従来方式においてセンス抵抗Ｒｓでの
損失が１Ｗであるのに比べると、本発明によればセンス
抵抗での損失を大幅に削減できることが分かる。

【００６０】なお、本実施形態では、部品温度による補
正は行わなくてもよい。その理由は、上述したように周
囲温度の変化で効率が５％以上も変化することは無いか
らである。本発明が対象としている降圧ＤＣＤＣコンバ
ータにおいて、一般的な変換効率は９０％前後であり、
効率の変動量＝電流値の変動量であるので、本発明の精
度面には５％程度しか影響が生じない。さらに、部品温
度を検知する部品（センサーと温度を読み取るための部
品）が必要となる上、どの部品温度を測定するのかによ
っても測定結果が変わって精度が期待できず、効果とコ
ストとが折り合わないためである。これに対して、電池
で駆動されるＰＣ等では、入力電圧が２０Ｖ前後〜８Ｖ
前後まで変動するため、効率の変化が１０％程度起こる
ことがある。本発明では、入力電圧を検出する機能を有
しているため、この補正を補正係数の設定と演算処理を
追加するだけで実現することができる。よって、コスト
が殆どかからずに、かつ、効果を確実に見込むことがで
きる。

【００６１】さらに、本発明において、基板上に降圧Ｄ
ＣＤＣコンバータを構成する際には、入力コンデンサＣ
ｉｎ、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、チョークコイルＬ、
出力コンデンサＣｏｕｔおよび制御ＩＣ（スイッチング
制御部４）には大電流が流れるか、または大電流を高速
制御するために最短距離で配線配置する必要がある。し
かし、センス抵抗Ｒｓには、その必要がない。その理由
は、入力側は出力側に比べて電流値が小さいからであ
る。例えば、上記試算例の条件では、入力側に挿入する
場合には２Ａ程度で済むが、出力側に挿入する場合には
１０Ａが流れる。よって、センス回路Ｒｓを降圧ＤＣＤ
Ｃコンバータを構成する他の部品から離して配置するこ
とができ、配置の自由度および放熱の容易さの点からも
好ましい。なお、本発明が好適に用いられる用途（例え
ばＣＰＵ用電源）では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＦＦ時
間がＯＮ時間よりも圧倒的に長いため、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１のＯＦＦ中に充電される入力コンデンサＣｉｎと入
力部Ｖｉｎとの接続には多少距離が存在しても問題な
い。しかし、ＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＮすると、チョー
クコイルＬに流れる電流のうちの大半を入力コンデンサ
Ｃｉｎが供給するため、入力コンデンサＣｉｎの放電電
流が非常に大きくなる。よって、入力コンデンサＣｉｎ
は、ＭＯＳＦＥＴＱ１の近傍に最短距離で配線しない
と、配線の抵抗が原因となった効率の低下や、配線のイ
ンダクタンスによるＭＯＳＦＥＴＱ１の動作不良を招
く場合がある。

【００６２】以下に、上記過電流保護動作判定部３につ
いて、図３を用いてさらに詳しく説明する。ここでは、
入力電流検出部１、入力電圧検出部２、電力計算部５、
電力上限補正部６、最大電流判定部７、最大電力判定部
８、最小電圧判定部９、最大電圧判定部１０、停止信号
出力回路１１、各種限界値設定部および電力補正係数設
定部１２、各種限界値と補正係数の保持回路１６が設け
られている。

【００６３】入力電流検出部１には、センス抵抗Ｒｓの
両端の電位差が入力され、その電位差を入力電流値を示
す内部処理用の信号に変換して出力する。

【００６４】入力電圧検出部２には、入力コンデンサＣ
ｉｎの両端の電位差が入力され、その電位差を入力電圧
値を示す内部処理用の信号に変換して出力する。

【００６５】電力計算部５には、入力電流値を示す信号
と入力電圧値を示す信号とが入力され、両者を乗算して
得られる入力電力値を示す信号を出力する。

【００６６】各種限界値と補正係数の保持回路１６は、
ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣの保護動作電圧値や電流
値、補正係数等の設定情報をアナログ信号（電圧値）ま
たはＲＯＭ等のデジタル値の形で保持し、ＤＣＤＣコン
バータ制御ＩＣに各々の保持方法に適した方法で出力す
る。この保持回路１６からは、最大入力電流値を示す信
号、最小入力電圧値を示す信号、最大入力電圧値を示す
信号および電力補正係数を示す信号が出力される。

【００６７】各種限界値設定部および電力補正係数設定
部１２には、最大入力電流値を示す信号、最小入力電圧
値を示す信号、最大入力電圧値を示す信号および電力補
正係数を示す信号が入力される。そして、入力を電力上
限補正部、最大電流判定部、最小電流判定部および最大
電圧判定部での処理に好都合な信号に変換し、内部処理
用の最大入力電流値を示す信号、最小入力電圧値を示す
信号、最大入力電圧値を示す信号および電力補正係数を
示す信号を出力する。

【００６８】電力上限補正部６には、入力電圧を示す信
号、最大入力電力値を示す信号、電力補正係数を示す内
部処理用の信号が入力される。そして、入力電圧と補正
係数から計算した補正値により最大入力電力値を補正し
て、補正済み最大入力電力値を示す信号を出力する。

【００６９】最大電流判定部７には、入力電流値を示す
信号および内部処理用の最大入力電流値を示す信号が入
力される。そして、２値を比較して限界値以内であるか
どうかを判定し、最大電流判定結果を示す信号を出力す
る。

【００７０】最小電圧判定部９には、入力電圧値を示す
信号および内部処理用の最小入力電圧値を示す信号が入
力される。そして、２値を比較して限界値以内であるか
どうかを判定し、最小電圧判定結果を示す信号を出力す
る。

【００７１】最大電圧判定部１０には、入力電圧値を示
す信号および内部処理用の最大入力電圧値を示す信号が
入力される。そして、２値を比較して限界値以内である
かどうかを判定し、最大電圧判定結果を示す信号を出力
する。

【００７２】最大電力判定部８には、入力電力値を示す
信号および補正済み最大入力電力値を示す信号が入力さ
れる。そして、２値を比較して限界値以内であるかどう
かを判定し、最大電力判定結果を示す信号を出力する。

【００７３】停止信号出力回路１１には、最大電流判定
結果を示す信号、最小電圧判定結果を示す信号、最大電
圧判定結果を示す信号および最大電力判定結果を示す信
号が入力される。そして、いずれか１つの入力でも異常
を示す判定結果がある場合には、停止信号を生成してス
イッチング制御部４に出力する。一度停止信号を発生す
ると、電源がＯＦＦされるまで（Ｖｉｎへの電源供給が
止まるまで）保持する。

【００７４】スイッチング制御部４は、この停止信号出
力回路１１からの停止信号または他の保護機能部１３
（例えば過電圧保護機能や過熱保護機能）からの停止信
号を受けて出力を停止し、これによって降圧ＤＣＤＣコ
ンバータからターゲット回路への電圧出力が停止され
る。

【００７５】例えばアナログ回路の場合には、各検出部
をアナログ増幅器、電力計算部をアナログ乗算器、各判
定部をコンパレータ、停止信号出力回路をロジック回路
で構成することができる。また、デジタルロジック回路
で構成する場合には、各検出部や設定値入力部をＡ／Ｄ
変換器、電力計算部をデジタル乗算器、各判定部や停止
信号出力回路をロジック回路で構成することができる。
さらに、マイクロコンピュータで構成する場合には、各
検出部をＡ／Ｄ変換器、電力計算部、各判定部や停止信
号出力回路をマイクロコンピュータで構成することがで
きる。

【００７６】このような過電流保護動作判定部３は、例
えば図４に示すように、電源制御回路（スイッチング制
御部）と同一パッケージ内に設けてＤＣＤＣコンバータ
制御ＩＣ１４を構成してもよい。また、図５に示すよう
に、過電流保護動作判定部を単独でモジュール化もしく
はＩＣ化して過電流保護動作判定ＩＣもしくは過電流保
護動作判定回路モジュール３ａを作製するか、または基
板上に個別部品を作製し、これと既存のＤＣＤＣコンバ
ータ制御ＩＣ１５とを組み合わせてもよい。

【００７７】図６は、本発明の一実施形態であるコンピ
ュータ用の基板の構成例を説明するためのブロック図で
ある。このコンピュータ用の基板には、上述したような
本発明を用いた降圧ＤＣＤＣコンバータと、ターゲット
回路であるＣＰＵ（例えばＰｅｎｔｉｕｍＩＩＩ（商品
名））とが搭載されている。ＡＣアダプタ（ＡＣ−ａｄ
ａｐｔｅｒ）が繋がっているときにはアダプタからＤＣ
２０Ｖの電源が、ＡＣアダプタが無いときには電池パッ
ク（Ｌｉ−ＩＯＮｂａｔｔｅｒｙｐａｃｋ）からＤ
Ｃ１２．６Ｖ〜１０Ｖの電源が自動的に選択される。そ
して、ＣＰＵ用電源回路によって降圧されたＤＣ１．６
Ｖ／１５Ａの電源電圧がＣＰＵに対して供給されるよう
になっている。

【００７８】このコンピュータ用の基板では、本発明を
用いた降圧ＤＣＤＣコンバータによりＣＰＵに電源電圧
を供給しているので、変換効率を向上して低消費電力化
を図ることができる。また、過電流状態の検出精度を高
くすると共に入力電圧の変動にも対応することができる
ので、安全性を向上させることができる。さらに、部品
配置の自由度が大きく、放熱が容易であるので発熱によ
る効率低下を防ぐこともできる。

【００７９】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
降圧ＤＣＤＣコンバータの電源電圧入力部側にセンス抵
抗を挿入することができるので、センス抵抗によるロス
を低減して降圧ＤＣＤＣコンバータの変換効率を向上す
ることができる。また、温度係数や製造ばらつきの大き
い部品を電流検知に使用せず、精度の高いセンス抵抗を
使用することにより、検出精度を確保することができ
る。よって、過電流状態で保護動作が動作しなかった
り、誤動作するのを防いで安全性を向上することができ
る。また、電流だけではなく電圧も監視して、電流およ
び電圧の両面から正常動作域であるか否かを判定するの
で、入力電圧の変動にも対応することができる。さら
に、センス抵抗を出力側ではなく、入力側に配置するこ
とにより、出力側の大電流が流れる部分で部品を１点少
なくすることができる。よって、部品配置の自由度を大
きくすることができ、放熱も容易に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態である過電流保護動作制御
方法を説明するためのブロック図である。

【図２】本発明の一実施形態である過電流保護動作判定
部により判定される降圧ＤＣＤＣコンバータの正常動作
域について説明するための図である。

【図３】本発明の一実施形態である過電流保護動作判定
部の構成を説明するためのブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態である過電流保護動作判定
部を含むＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣの構成を説明する
ためのブロック図である。

【図５】本発明の一実施形態である過電流保護動作判定
部を単独でモジュール化もしくはＩＣ化し、または基板
上に個別部品で作製し、既存のＤＣＤＣコンバータ制御
ＩＣと組み合わせた構成例を説明するためのブロック図
である。

【図６】本発明の一実施形態であるコンピュータ用の基
板の構成例を説明するためのブロック図である。

【図７】従来技術１の過電流保護動作制御方法を説明す
るためのブロック図である。

【図８】従来技術２の過電流保護動作制御方法を説明す
るためのブロック図である。

【図９】従来技術３の過電流保護動作制御方法を説明す
るためのブロック図である。

【符号の説明】

１入力電流検出部２入力電圧検出部３過電流保護動作判定部３ａ過電流保護動作判定ＩＣまたは過電流保護動作判
定モジュール４スイッチング制御部５電力計算部６電力上限値補正部７最大電流判定部８最大電力判定部９最小電圧判定部１０最大電圧判定部１１停止信号出力回路１２各種限界値設定部および電力補正係数設定部１３他の保護機能部１４ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣ１５既存のＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣ１６各種限界値と補正係数の保持回路

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電源電圧の変動を許容し、入力され
た電源電圧を変換して降圧した電圧を出力する降圧ＤＣ
ＤＣコンバータに対して過電流保護動作を制御するため
の方法であって、降圧ＤＣＤＣコンバータの電源電圧入力部側にセンス抵
抗を挿入して入力部側の電圧値および電流値を検出し、検出した両値および両値から計算した電力値が正常動作
域であるか否かを判断し、いずれかの値が正常動作域外であると判断された場合
に、スイッチングを制御する制御用回路を出力停止状態
にするように制御する降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流
保護動作制御方法。
【請求項２】入力電源電圧の変動を許容し、入力され
た電源電圧を変換して降圧した電圧を出力する降圧ＤＣ
ＤＣコンバータに対して過電流保護動作を行わせるか否
かを判定するための集積回路であって、降圧ＤＣＤＣコンバータの電源電圧入力部から入力され
る電圧値および電流値を検出する手段と、検出された両値および両値から計算した電力値が正常動
作域であるか否かを判断する手段と、いずれかの値が正常動作域外であると判断された場合
に、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイッチングを制御する
制御用回路に対して、出力停止状態にすることを指示す
る停止信号を出力する手段とを備えた降圧ＤＣＤＣコン
バータの過電流保護動作判定集積回路。
【請求項３】入力電源電圧の変動を許容し、入力され
た電源電圧を変換して降圧した電圧を出力する降圧ＤＣ
ＤＣコンバータに対して過電流保護動作を行わせるか否
かを判定するための回路モジュールであって、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部から入
力される電圧値および電流値を検出する手段と、検出された両値および両値から計算した電力値が正常動
作域であるか否かを判断する手段と、いずれかの値が正常動作域外であると判断された場合
に、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイッチングを制御する
制御用回路に対して、出力停止状態にすることを指示す
る停止信号を出力する手段とがプリント基板上に配置さ
れた降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護動作判定回路
モジュール。
【請求項４】入力電源電圧の変動を許容し、入力され
た電源電圧を変換して降圧した電圧を出力する降圧ＤＣ
ＤＣコンバータを制御するための集積回路であって、降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電圧入力部から入
力される電圧値および電流値を検出する手段と、検出された両値および両値から計算した電力値が正常動
作域であるか否かを判断する手段と、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイッチングを制御する手段
と、いずれかの値が正常動作域外であると判断された場合
に、降圧ＤＣＤＣコンバータのスイッチングを制御する
手段に対して、出力停止状態にすることを指示する停止
信号を出力する手段とを同一チップ内に備えた降圧ＤＣ
ＤＣコンバータの制御集積回路。
【請求項５】降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電
圧入力部から入力される電流を検知するためのセンス抵
抗と、請求項２に記載の降圧ＤＣＤＣコンバータの過電流保護
動作判定集積回路または請求項３に記載の降圧ＤＣＤＣ
コンバータの過電流保護動作判定回路モジュールと、ＤＣＤＣコンバータ制御ＩＣとを用いて過電流保護動作
を制御した降圧ＤＣＤＣコンバータによって、ターゲッ
ト回路に電源電圧を供給するコンピュータ用の基板。
【請求項６】降圧ＤＣＤＣコンバータに対して電源電
圧入力部から入力される電流を検知するためのセンス抵
抗と、請求項４に記載の降圧ＤＣＤＣコンバータの制御集積回
路とを用いて過電流保護動作を制御した降圧ＤＣＤＣコ
ンバータによって、ターゲット回路に対して電源電圧を
供給するコンピュータ用の基板。