JP3488861B2 - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JP3488861B2 JP3488861B2 JP2000277461A JP2000277461A JP3488861B2 JP 3488861 B2 JP3488861 B2 JP 3488861B2 JP 2000277461 A JP2000277461 A JP 2000277461A JP 2000277461 A JP2000277461 A JP 2000277461A JP 3488861 B2 JP3488861 B2 JP 3488861B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は直流電源装置に関
し、特に、交流電圧を整流して所望の直流電圧を出力す
るとともに、交流電圧の力率改善し、高調波電流を低減
する直流電源装置に関する。
し、特に、交流電圧を整流して所望の直流電圧を出力す
るとともに、交流電圧の力率改善し、高調波電流を低減
する直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の交流−直流変換装置は、交流電源
と整流素子とリアクトルとスイッチング素子と逆流阻止
ダイオードと平滑コンデンサとからなる昇圧チョッパ回
路を有し、スイッチング素子のオン時間の比率であるデ
ューティ信号を入力電流が電源電圧に同期した正弦波形
になるように制御することにより力率を改善している。
また、正弦波形の振幅を直流電圧値と直流電圧指令値に
従って変更することにより、直流電圧の制御を行なって
いる。このような直流電源としては、たとえば特開平１
０−３２７５７６号公報に示されている。
と整流素子とリアクトルとスイッチング素子と逆流阻止
ダイオードと平滑コンデンサとからなる昇圧チョッパ回
路を有し、スイッチング素子のオン時間の比率であるデ
ューティ信号を入力電流が電源電圧に同期した正弦波形
になるように制御することにより力率を改善している。
また、正弦波形の振幅を直流電圧値と直流電圧指令値に
従って変更することにより、直流電圧の制御を行なって
いる。このような直流電源としては、たとえば特開平１
０−３２７５７６号公報に示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の直流電源装置で
は、正弦波形の振幅を変更することにより、直流電圧の
制御を行なっているため、トルク制御や大きな負荷変動
などで入力電流の振幅が大きく変化するような場合には
制御が安定しないという問題点があった。
は、正弦波形の振幅を変更することにより、直流電圧の
制御を行なっているため、トルク制御や大きな負荷変動
などで入力電流の振幅が大きく変化するような場合には
制御が安定しないという問題点があった。
【０００４】それゆえに、この発明の主たる目的は、使
用電源の違いや電源電圧の変動などがあっても、またト
ルク制御や大きな負荷変動などで入力電流の振幅が大き
く変化するような場合にも安定して力率を改善し、高調
波電流を低減できるような直流電源装置を提供すること
である。
用電源の違いや電源電圧の変動などがあっても、またト
ルク制御や大きな負荷変動などで入力電流の振幅が大き
く変化するような場合にも安定して力率を改善し、高調
波電流を低減できるような直流電源装置を提供すること
である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明は入力電流を検
出し、検出された入力電流の波形のバランスを検出する
ことにより、波形バランスを調整することで力率を改善
させることができ、また負荷変動などの状態変化に対し
てシステムを安定化させることができる。
出し、検出された入力電流の波形のバランスを検出する
ことにより、波形バランスを調整することで力率を改善
させることができ、また負荷変動などの状態変化に対し
てシステムを安定化させることができる。
【０００６】また、入力電源半波周期の前半と後半の積
算値の比または差によって入力電流波形のバランスを検
出することにより、バランスの度合いに応じて適切な位
相補正量を求めることができ、制御の応答性が良好にな
る。
算値の比または差によって入力電流波形のバランスを検
出することにより、バランスの度合いに応じて適切な位
相補正量を求めることができ、制御の応答性が良好にな
る。
【０００７】また、入力電流波形のバランスを求めると
きに、入力電源半波周期の前半と後半の積算値の大きい
方を分母として比を求めることにより、波形バランスが
前半に偏っている場合と後半に偏っている場合とで同じ
位相補正量で調整することができ、制御が安定する。
きに、入力電源半波周期の前半と後半の積算値の大きい
方を分母として比を求めることにより、波形バランスが
前半に偏っている場合と後半に偏っている場合とで同じ
位相補正量で調整することができ、制御が安定する。
【０００８】さらに、入力電源半波周期の前半の積算値
よりも後半の積算値の方が大きい場合に、波形バランス
が後半に偏っていると判断することで適切な位相補正を
行なうことが可能になる。
よりも後半の積算値の方が大きい場合に、波形バランス
が後半に偏っていると判断することで適切な位相補正を
行なうことが可能になる。
【０００９】さらに、入力電源半波周期の前半の積算値
よりも後半の積算値の方が小さい場合に、波形バランス
が前半に偏っていると判断することで適切な位相補正を
行なうことが可能となる。
よりも後半の積算値の方が小さい場合に、波形バランス
が前半に偏っていると判断することで適切な位相補正を
行なうことが可能となる。
【００１０】さらに、電流波形バランスが入力電源半波
周期において後半に偏っている場合に、正弦波データの
位相を遅らせる位相補正量を出力することにより、電流
波形バランスを修正することができて力率を改善し、シ
ステムを安定化させることができる。
周期において後半に偏っている場合に、正弦波データの
位相を遅らせる位相補正量を出力することにより、電流
波形バランスを修正することができて力率を改善し、シ
ステムを安定化させることができる。
【００１１】さらに、電流波形バランスが入力電源半波
周期において前半に偏っている場合に、正弦波データの
位相を進ませる位相補正量を出力することにより、電流
波形バランスを修正することができて力率を改善し、シ
ステムを安定化できる。
周期において前半に偏っている場合に、正弦波データの
位相を進ませる位相補正量を出力することにより、電流
波形バランスを修正することができて力率を改善し、シ
ステムを安定化できる。
【００１２】さらに、電流波形バランスによって補正さ
れる位相補正量に上限値を設けることにより、位相補正
量が大きくなり過ぎて電源電圧のゼロクロスタイミング
近傍でＰＷＭデューティが小さくなり、力率が低下する
のを防止できる。
れる位相補正量に上限値を設けることにより、位相補正
量が大きくなり過ぎて電源電圧のゼロクロスタイミング
近傍でＰＷＭデューティが小さくなり、力率が低下する
のを防止できる。
【００１３】さらに、電源電圧のゼロクロスタイミング
を基準とした正弦波データを得ることにより、電流波形
を電源電圧に同期した正弦波状に制御することが可能に
なる。
を基準とした正弦波データを得ることにより、電流波形
を電源電圧に同期した正弦波状に制御することが可能に
なる。
【００１４】さらに、電源電圧のゼロクロスタイミング
を基準とし、電流波形バランスによって補正された位相
データを作成することにより、電流波形を電源電圧に同
期したバランスのとれた正弦波状に制御することができ
る正弦波データを得ることができる。
を基準とし、電流波形バランスによって補正された位相
データを作成することにより、電流波形を電源電圧に同
期したバランスのとれた正弦波状に制御することができ
る正弦波データを得ることができる。
【００１５】さらに、電流波形を電源電圧に同期したバ
ランスのとれた正弦波状に制御することにより、入力電
流の波形バランスを保ちながら入力力率をほぼ１に制御
することができる。
ランスのとれた正弦波状に制御することにより、入力電
流の波形バランスを保ちながら入力力率をほぼ１に制御
することができる。
【００１６】さらに、入力電流の波高値を得ることによ
り、その値から目標電流瞬時値を推定することができる
ようになる。
り、その値から目標電流瞬時値を推定することができる
ようになる。
【００１７】さらに、入力力率が１になる目標電流瞬時
値を逐次得ることにより、入力力率がほぼ１になるよう
に入力電流波形を調整するためのＰＷＭデューティ補正
を行なうことができる。
値を逐次得ることにより、入力力率がほぼ１になるよう
に入力電流波形を調整するためのＰＷＭデューティ補正
を行なうことができる。
【００１８】さらに、電流波高値を低めに抑えて目標電
流瞬時値を逐次得ることにより、ピーク電流を低めに抑
えながら入力力率がほぼ１になるように入力電流波形を
調整するためのＰＷＭデューティ補正を行なうことがで
きる。
流瞬時値を逐次得ることにより、ピーク電流を低めに抑
えながら入力力率がほぼ１になるように入力電流波形を
調整するためのＰＷＭデューティ補正を行なうことがで
きる。
【００１９】さらに、ＰＷＭデューティの最大オン時間
を制御することで出力直流電圧を制御することにより、
入力電力が小さい状態でも出力直流電圧を直流電圧指令
値と等しくなるように制御できる。
を制御することで出力直流電圧を制御することにより、
入力電力が小さい状態でも出力直流電圧を直流電圧指令
値と等しくなるように制御できる。
【００２０】さらに、正弦波データの振幅を制御するこ
とで出力直流電圧を制御することにより、入力電流が大
きい状態でも出力直流電圧を直流電圧指令値と等しくな
るように制御できる。
とで出力直流電圧を制御することにより、入力電流が大
きい状態でも出力直流電圧を直流電圧指令値と等しくな
るように制御できる。
【００２１】さらに、ＰＷＭデューティの最大オン時間
を制御しているときは正弦波データの振幅が最大となっ
ているので、入力電力が小さい状態のときに安定して出
力直流電圧を制御できる。
を制御しているときは正弦波データの振幅が最大となっ
ているので、入力電力が小さい状態のときに安定して出
力直流電圧を制御できる。
【００２２】さらに、正弦波データの振幅を制御してい
るときは、ＰＷＭデューティの最大オン時間が最大とな
っているので、入力電力が大きい状態のときに安定して
出力直流電圧を制御することができる。
るときは、ＰＷＭデューティの最大オン時間が最大とな
っているので、入力電力が大きい状態のときに安定して
出力直流電圧を制御することができる。
【００２３】さらに、直流電圧指令値に上限値を設ける
ことにより、出力直流電圧が大きくなり過ぎて昇圧コン
バータ部を構成する構成要素が耐圧オーバで破壊される
のを防止できる。
ことにより、出力直流電圧が大きくなり過ぎて昇圧コン
バータ部を構成する構成要素が耐圧オーバで破壊される
のを防止できる。
【００２４】さらに、ＰＷＭ基準デューティは電源電圧
のゼロクロスタイミング近傍で最大，位相θ＝π／２で
最小となって電源電圧に同期して正弦波状に変化し、ま
た電流波形のバランスに応じて位相を補正することによ
り、使用電源の違いや電源電圧の変動などがあっても力
率を安定して改善できる。
のゼロクロスタイミング近傍で最大，位相θ＝π／２で
最小となって電源電圧に同期して正弦波状に変化し、ま
た電流波形のバランスに応じて位相を補正することによ
り、使用電源の違いや電源電圧の変動などがあっても力
率を安定して改善できる。
【００２５】また、入力電流波形に依存せず、ＰＷＭデ
ューティの最大オン時間と正弦波データの振幅で直流出
力電圧を制御することにより、トルク制御や大きな負荷
変動などで入力電流の振幅が大きく変動するような場合
でも安定して直流出力電圧を制御できる。
ューティの最大オン時間と正弦波データの振幅で直流出
力電圧を制御することにより、トルク制御や大きな負荷
変動などで入力電流の振幅が大きく変動するような場合
でも安定して直流出力電圧を制御できる。
【００２６】さらに、目標電流瞬時値と入力電流瞬時値
との差によってＰＷＭデューティ調整値を求めることに
より、入力電流波形が目標電流波形と一致するように微
調整することが可能になる。
との差によってＰＷＭデューティ調整値を求めることに
より、入力電流波形が目標電流波形と一致するように微
調整することが可能になる。
【００２７】さらに、ＰＷＭ基準デューティとＰＷＭデ
ューティ調整値との加算値をＰＷＭデューティとするこ
とにより、入力電流波形は電源電圧に同期した正弦波状
となり、使用電源の違いや電源電圧の変動などがあって
も力率をほぼ１に制御できる。
ューティ調整値との加算値をＰＷＭデューティとするこ
とにより、入力電流波形は電源電圧に同期した正弦波状
となり、使用電源の違いや電源電圧の変動などがあって
も力率をほぼ１に制御できる。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態の直
流電源装置の全体の構成を示すブロック図である。図１
において、交流電源１と整流素子２とリアクトル３とダ
イオード４とスイッチング素子５と平滑用コンデンサ６
とによって昇圧コンバータ部が構成されている。交流電
源１からの交流電圧は、リアクトル３を介してブリッジ
接続された整流素子２に与えられて整流される。整流素
子２の出力側には電流検出手段９を介してスイッチング
素子５が接続されている。スイッチング素子５はオン，
オフ動作することによってリアクトル３に対するエネル
ギーの蓄積および放出を制御する。ダイオード４は電流
の逆流を防止する。平滑用コンデンサ６は整流された脈
流を直流電圧に平滑し、平滑用コンデンサ６の両端電圧
が負荷７に供給される。
流電源装置の全体の構成を示すブロック図である。図１
において、交流電源１と整流素子２とリアクトル３とダ
イオード４とスイッチング素子５と平滑用コンデンサ６
とによって昇圧コンバータ部が構成されている。交流電
源１からの交流電圧は、リアクトル３を介してブリッジ
接続された整流素子２に与えられて整流される。整流素
子２の出力側には電流検出手段９を介してスイッチング
素子５が接続されている。スイッチング素子５はオン，
オフ動作することによってリアクトル３に対するエネル
ギーの蓄積および放出を制御する。ダイオード４は電流
の逆流を防止する。平滑用コンデンサ６は整流された脈
流を直流電圧に平滑し、平滑用コンデンサ６の両端電圧
が負荷７に供給される。
【００２９】交流電源１の両端にはゼロクロス検出手段
８が接続されており、このゼロクロス検出手段８によっ
て電源電圧のゼロクロスタイミングが検出され、その検
出信号はコンバータ制御装置１０に与えられる。また、
電流検出手段９は入力電流を検出し、その検出信号をコ
ンバータ制御装置１０に与える。
８が接続されており、このゼロクロス検出手段８によっ
て電源電圧のゼロクロスタイミングが検出され、その検
出信号はコンバータ制御装置１０に与えられる。また、
電流検出手段９は入力電流を検出し、その検出信号をコ
ンバータ制御装置１０に与える。
【００３０】コンバータ制御装置１０は位相演算手段１
１と正弦波生成手段１２と波形バランス検出手段１３と
電流振幅検出手段１４と乗算器１５とＤＣ電圧制御手段
１６と電流制御手段１７とＰＷＭ信号発生手段１８とか
ら構成される。そして、コンバータ制御装置１０は、ゼ
ロクロス検出手段８の検出出力のゼロクロス信号と、電
流検出手段９の検出出力の入力電流と、平滑用コンデン
サ６の両端電圧としてのＤＣ出力電圧の３つの入力信号
をもとに入力電流が電源電圧に同期した正弦波波形にな
りかつＤＣ出力電圧がＤＣ電圧指令値と等しくなるよう
にスイッチング素子５を制御するＰＷＭ信号を出力す
る。
１と正弦波生成手段１２と波形バランス検出手段１３と
電流振幅検出手段１４と乗算器１５とＤＣ電圧制御手段
１６と電流制御手段１７とＰＷＭ信号発生手段１８とか
ら構成される。そして、コンバータ制御装置１０は、ゼ
ロクロス検出手段８の検出出力のゼロクロス信号と、電
流検出手段９の検出出力の入力電流と、平滑用コンデン
サ６の両端電圧としてのＤＣ出力電圧の３つの入力信号
をもとに入力電流が電源電圧に同期した正弦波波形にな
りかつＤＣ出力電圧がＤＣ電圧指令値と等しくなるよう
にスイッチング素子５を制御するＰＷＭ信号を出力す
る。
【００３１】より具体的に説明すると、波形バランス検
出手段１３は電流検出手段９によって検出された電流波
形のバランスを検出し、その検出信号を位相演算手段１
１に与える。位相演算手段１１は波形バランス検出手段
１３から出力された位相補正量αに応じてゼロクロスタ
イミングでの正弦波データの基準位相を補正し、その補
正信号を正弦波生成手段１２に与える。正弦波生成手段
１２は位相演算手段１１により求められた位相データに
対応した正弦波データを生成する。電流振幅検出手段１
４は電流検出手段９の検出出力に基づいて入力電流波形
の振幅を検出し、その検出出力を乗算器１５に与える。
出手段１３は電流検出手段９によって検出された電流波
形のバランスを検出し、その検出信号を位相演算手段１
１に与える。位相演算手段１１は波形バランス検出手段
１３から出力された位相補正量αに応じてゼロクロスタ
イミングでの正弦波データの基準位相を補正し、その補
正信号を正弦波生成手段１２に与える。正弦波生成手段
１２は位相演算手段１１により求められた位相データに
対応した正弦波データを生成する。電流振幅検出手段１
４は電流検出手段９の検出出力に基づいて入力電流波形
の振幅を検出し、その検出出力を乗算器１５に与える。
【００３２】乗算器１５は電流振幅検出手段１４で検出
された電流振幅値と正弦波生成手段１２で生成された正
弦波データとを乗算し、目標電流瞬時値を求めて電流制
御手段１７に与える。ＤＣ電圧制御手段１６は平滑用コ
ンデンサ６の両端の出力ＤＣ電圧を電圧指令値に一致さ
せるようにＰＷＭデューティの最大オン時間と正弦波デ
ータの振幅を制御する。電流制御手段１７は電流検出手
段９からの電流瞬時値と乗算器１５からの目標電流瞬時
値と正弦波生成手段１２からの正弦波データとＤＣ電圧
制御手段１６からのＰＷＭデューティの最大オン時間と
に基づいてＰＷＭデューティをＰＷＭ信号発生手段１８
に与える。ＰＷＭ信号発生手段１８は電流制御手段１７
からのＰＷＭデューティに基づいて、スイッチング素子
５に与えるＰＷＭパルス信号を作成して出力する。
された電流振幅値と正弦波生成手段１２で生成された正
弦波データとを乗算し、目標電流瞬時値を求めて電流制
御手段１７に与える。ＤＣ電圧制御手段１６は平滑用コ
ンデンサ６の両端の出力ＤＣ電圧を電圧指令値に一致さ
せるようにＰＷＭデューティの最大オン時間と正弦波デ
ータの振幅を制御する。電流制御手段１７は電流検出手
段９からの電流瞬時値と乗算器１５からの目標電流瞬時
値と正弦波生成手段１２からの正弦波データとＤＣ電圧
制御手段１６からのＰＷＭデューティの最大オン時間と
に基づいてＰＷＭデューティをＰＷＭ信号発生手段１８
に与える。ＰＷＭ信号発生手段１８は電流制御手段１７
からのＰＷＭデューティに基づいて、スイッチング素子
５に与えるＰＷＭパルス信号を作成して出力する。
【００３３】図２は正弦波データの位相状態による電流
波形を示す図である。図１に示すスイッチング素子５を
制御するＰＷＭデューティを電源電圧に同期した正弦波
状に変化させた場合、正弦波の位相が合っていないと電
流波形のバランスが崩れ、力率が低下する。図２（ａ）
は電源電圧に対して正弦波の位相が進んでいる状態であ
り、図２（ｂ）は電源電圧に対して正弦波の位相が遅れ
ている状態であり、図２（ｃ）は位相が合っている場合
である。
波形を示す図である。図１に示すスイッチング素子５を
制御するＰＷＭデューティを電源電圧に同期した正弦波
状に変化させた場合、正弦波の位相が合っていないと電
流波形のバランスが崩れ、力率が低下する。図２（ａ）
は電源電圧に対して正弦波の位相が進んでいる状態であ
り、図２（ｂ）は電源電圧に対して正弦波の位相が遅れ
ている状態であり、図２（ｃ）は位相が合っている場合
である。
【００３４】図３は図１に示した波形バランス検出手段
の動作を説明するためのフローチャートであり、図４は
サンプリングタイミングを示す図である。
の動作を説明するためのフローチャートであり、図４は
サンプリングタイミングを示す図である。
【００３５】電流検出手段９によって検出される電流値
Ｉを０〜πの電源半波周期内でたとえば１０回サンプリ
ングするとする。電源半波周期の前半（０〜π／２の期
間）の積算値Ａは図３に示すステップＳＰ１においてＡ
＝Σ（Ｉ０，Ｉ４）として求められ、電源半波周期の後
半（π／２〜πの期間）の積算値ＢはステップＳＰ２に
おいてＢ＝Σ（Ｉ５，Ｉ９）として求められる。ステッ
プＳＰ３においてＡとＢの大小比較を行ない、Ａ＞Ｂで
あれば、波形バランスが前半に偏っているものと判断
し、ステップＳＰ４においてＡを分母とする比計算を行
ない、第（１）式により位相補正量αを求める。
Ｉを０〜πの電源半波周期内でたとえば１０回サンプリ
ングするとする。電源半波周期の前半（０〜π／２の期
間）の積算値Ａは図３に示すステップＳＰ１においてＡ
＝Σ（Ｉ０，Ｉ４）として求められ、電源半波周期の後
半（π／２〜πの期間）の積算値ＢはステップＳＰ２に
おいてＢ＝Σ（Ｉ５，Ｉ９）として求められる。ステッ
プＳＰ３においてＡとＢの大小比較を行ない、Ａ＞Ｂで
あれば、波形バランスが前半に偏っているものと判断
し、ステップＳＰ４においてＡを分母とする比計算を行
ない、第（１）式により位相補正量αを求める。
【００３６】位相補正量α＝Ｈ×Ｂ／Ａ−Ｈ …（１）
Ａ＜Ｂであれば波形バランスが後半に偏っていると判断
し、ステップＳＰ６においてＢを分母とする比計算を行
ない、第（２）式により位相補正量αを求める。
し、ステップＳＰ６においてＢを分母とする比計算を行
ない、第（２）式により位相補正量αを求める。
【００３７】位相補正量α＝Ｈ×Ａ／Ｂ−Ｈ …（２）
Ｈは積算値の比を適当な位相補正量に変換するための定
数である。
数である。
【００３８】第（１）式および第（２）式で得られる位
相補正量αは必ず負の値になる。Ａ＞Ｂであれば、位相
を進ませる補正をするので、第（１）式による位相補正
量αをステップＳＰ５で絶対値化したものを最終の位相
補正量αとする。Ａ＜Ｂであれば、位相を遅らせる補正
をするので、第（２）式による位相補正量αをそのまま
最終の位相補正量αとする。位相補正量αが大きくなり
過ぎると、電源電圧のゼロクロスタイミング近傍でのＰ
ＷＭデューティが小さくなり、電流波形が正弦波状から
崩れてしまうため、上限値を設けて位相補正量αがその
上限値を超えないようにする。
相補正量αは必ず負の値になる。Ａ＞Ｂであれば、位相
を進ませる補正をするので、第（１）式による位相補正
量αをステップＳＰ５で絶対値化したものを最終の位相
補正量αとする。Ａ＜Ｂであれば、位相を遅らせる補正
をするので、第（２）式による位相補正量αをそのまま
最終の位相補正量αとする。位相補正量αが大きくなり
過ぎると、電源電圧のゼロクロスタイミング近傍でのＰ
ＷＭデューティが小さくなり、電流波形が正弦波状から
崩れてしまうため、上限値を設けて位相補正量αがその
上限値を超えないようにする。
【００３９】位相演算手段１１では、ゼロクロス検出手
段８から得られる電源電圧のゼロクロスタイミングから
次のゼロクロスタイミングの間で０〜πに変化する基準
位相θ′が逐次求められる。さらに、この基準位相θ′
に波形バランス検出手段１３から得られる位相補正量α
を加算し、最終位相データθを出力する。これを第
（３）式に示す。
段８から得られる電源電圧のゼロクロスタイミングから
次のゼロクロスタイミングの間で０〜πに変化する基準
位相θ′が逐次求められる。さらに、この基準位相θ′
に波形バランス検出手段１３から得られる位相補正量α
を加算し、最終位相データθを出力する。これを第
（３）式に示す。
【００４０】
最終位相データθ＝基準位相θ′＋位相補正量α …（３）
正弦波生成手段１２は、位相演算手段１１から得られる
位相データθに対応した正弦波データを生成する。これ
らの動作により、電源電圧に同期した正弦波データが逐
次作成される。
位相データθに対応した正弦波データを生成する。これ
らの動作により、電源電圧に同期した正弦波データが逐
次作成される。
【００４１】図５は図１に示した電流制御手段１７の内
部構成を示すブロック図である。電流制御手段１７は、
正弦波生成手段１２から得られる正弦波データとＤＣ電
圧制御手段１６から得られるＰＷＭデューティの最大オ
ン時間Ｋ１と正弦波データの振幅Ｋ２から第（４）式に
示す計算式によりＰＷＭ基準デューティＤ１を逐次求め
る。
部構成を示すブロック図である。電流制御手段１７は、
正弦波生成手段１２から得られる正弦波データとＤＣ電
圧制御手段１６から得られるＰＷＭデューティの最大オ
ン時間Ｋ１と正弦波データの振幅Ｋ２から第（４）式に
示す計算式によりＰＷＭ基準デューティＤ１を逐次求め
る。
【００４２】
ＰＷＭ基準デューティＤ１＝Ｋ１×（１−Ｋ２×Ｓｉｎθ） …（４）
Ｋ１，Ｋ２は１．０以下の小数であり、初期値はそれぞ
れＫ１＝０，Ｋ２＝１．０である。
れＫ１＝０，Ｋ２＝１．０である。
【００４３】第（４）式から明らかなように、ＰＷＭ基
準デューティＤ１は電源電圧のゼロクロスタイミング近
傍で最大となり、位相θ＝π／２で最小となり、電源電
圧に同期して正弦波状に変化する。また、ＰＷＭデュー
ティの最大オン時間Ｋ１が大きくなるほど、電源半波周
期内でのＰＷＭ基準デューティＤ１の変化幅が大きくな
り、正弦波データの振幅Ｋ２が小さくなるほど、位相θ
＝π／２でのＰＷＭ基準デューティＤ１が大きくなる。
準デューティＤ１は電源電圧のゼロクロスタイミング近
傍で最大となり、位相θ＝π／２で最小となり、電源電
圧に同期して正弦波状に変化する。また、ＰＷＭデュー
ティの最大オン時間Ｋ１が大きくなるほど、電源半波周
期内でのＰＷＭ基準デューティＤ１の変化幅が大きくな
り、正弦波データの振幅Ｋ２が小さくなるほど、位相θ
＝π／２でのＰＷＭ基準デューティＤ１が大きくなる。
【００４４】ＤＣ電圧制御手段１６には、平滑用コンデ
ンサ６から検出される出力ＤＣ電圧ＶｄｃとＤＣ電圧指
令値Ｖｄｃ＊が入力され、出力ＤＣ電圧ＶｄｃがＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように、ＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１と正弦波データの振幅Ｋ２との２
つのパラメータを制御する。
ンサ６から検出される出力ＤＣ電圧ＶｄｃとＤＣ電圧指
令値Ｖｄｃ＊が入力され、出力ＤＣ電圧ＶｄｃがＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように、ＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１と正弦波データの振幅Ｋ２との２
つのパラメータを制御する。
【００４５】図６はＤＣ電圧制御手段１６におけるＤＣ
電圧の制御手順を示すフローチャートである。図６のス
テップＳＰ１１において、出力ＤＣ電圧ＶｄｃがＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊よりも小さいことを判別し、ステップ
ＳＰ１２においてＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１
が最大になっていないことを判別すると、ステップＳＰ
１３においてＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１を増
加させる。ステップＳＰ１２でＰＷＭデューティの最大
オン時間Ｋ１が最大であることを判別し、ステップＳＰ
１４において振幅Ｋ２が最小でないことを判別すると、
ステップＳＰ１５で正弦波データの振幅Ｋ２を縮小させ
る。しかし、ステップＳＰ１４で正弦波データの振幅Ｋ
２が最小であれば何もせず制御から抜ける。
電圧の制御手順を示すフローチャートである。図６のス
テップＳＰ１１において、出力ＤＣ電圧ＶｄｃがＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊よりも小さいことを判別し、ステップ
ＳＰ１２においてＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１
が最大になっていないことを判別すると、ステップＳＰ
１３においてＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１を増
加させる。ステップＳＰ１２でＰＷＭデューティの最大
オン時間Ｋ１が最大であることを判別し、ステップＳＰ
１４において振幅Ｋ２が最小でないことを判別すると、
ステップＳＰ１５で正弦波データの振幅Ｋ２を縮小させ
る。しかし、ステップＳＰ１４で正弦波データの振幅Ｋ
２が最小であれば何もせず制御から抜ける。
【００４６】ステップＳＰ１１において出力ＤＣ電圧Ｖ
ｄｃがＤＣ電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも大きいことを判別
し、ステップＳＰ１６において正弦波データの振幅Ｋ２
が最大になっていないことを判別すると、ステップＳＰ
１７において正弦波データの振幅Ｋ２を増加させる。ス
テップＳＰ１６で正弦波データの振幅Ｋ２が最大である
ことを判別し、ステップＳ１８においてＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１が最小でないことを判別すると、
ステップＳＰ１９において最大オン時間Ｋ１を縮小させ
る。しかし、ステップＳＰ１８においてＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１が最小であることを判別すれば、
何もせず制御から抜ける。
ｄｃがＤＣ電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも大きいことを判別
し、ステップＳＰ１６において正弦波データの振幅Ｋ２
が最大になっていないことを判別すると、ステップＳＰ
１７において正弦波データの振幅Ｋ２を増加させる。ス
テップＳＰ１６で正弦波データの振幅Ｋ２が最大である
ことを判別し、ステップＳ１８においてＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１が最小でないことを判別すると、
ステップＳＰ１９において最大オン時間Ｋ１を縮小させ
る。しかし、ステップＳＰ１８においてＰＷＭデューテ
ィの最大オン時間Ｋ１が最小であることを判別すれば、
何もせず制御から抜ける。
【００４７】以上のＤＣ電圧の制御手順から明らかなよ
うに、ＤＣ電圧制御手段１６がＰＷＭデューティの最大
オン時間Ｋ１を制御しているときは正弦波データの振幅
Ｋ２は最大となっており、正弦波データの振幅Ｋ２を制
御しているときはＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１
は最大となっている。
うに、ＤＣ電圧制御手段１６がＰＷＭデューティの最大
オン時間Ｋ１を制御しているときは正弦波データの振幅
Ｋ２は最大となっており、正弦波データの振幅Ｋ２を制
御しているときはＰＷＭデューティの最大オン時間Ｋ１
は最大となっている。
【００４８】図７はＤＣ電圧制御時のＰＷＭデューティ
の変化の様子を示す波形図であり、図７（ａ）はＰＷＭ
デューティの最大オン時間を制御する場合を示し、図７
（ｂ）は正弦波データの振幅を制御する場合を示す。図
７（ａ），（ｂ）において、ともにＤＣ電圧を上げる場
合は、（１）から（２）の方向に変化し、ＤＣ電圧を下
げる場合は（２）から（１）の方向に変化する。ＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊には許容上限値が設けられており、Ｄ
Ｃ電圧制御手段１６は出力ＤＣ電圧Ｖｄｃが上限値を超
えないように制御する。
の変化の様子を示す波形図であり、図７（ａ）はＰＷＭ
デューティの最大オン時間を制御する場合を示し、図７
（ｂ）は正弦波データの振幅を制御する場合を示す。図
７（ａ），（ｂ）において、ともにＤＣ電圧を上げる場
合は、（１）から（２）の方向に変化し、ＤＣ電圧を下
げる場合は（２）から（１）の方向に変化する。ＤＣ電
圧指令値Ｖｄｃ＊には許容上限値が設けられており、Ｄ
Ｃ電圧制御手段１６は出力ＤＣ電圧Ｖｄｃが上限値を超
えないように制御する。
【００４９】電流振幅検出手段１４は電源半波周期ごと
の電流値の最大値を検出し、電流振幅データＩｐとして
出力する。電流振幅データＩｐは、正弦波生成手段１２
により逐次生成される正弦波データと乗算器１５により
乗算され、目標電流瞬時値Ｉ＊が求められる。したがっ
て、目標電流瞬時値Ｉ＊は、第（５）式により逐次求め
られる。
の電流値の最大値を検出し、電流振幅データＩｐとして
出力する。電流振幅データＩｐは、正弦波生成手段１２
により逐次生成される正弦波データと乗算器１５により
乗算され、目標電流瞬時値Ｉ＊が求められる。したがっ
て、目標電流瞬時値Ｉ＊は、第（５）式により逐次求め
られる。
【００５０】
目標電流瞬時値Ｉ＊＝電流振幅データＩｐ×Ｓｉｎθ …（５）
また、電流振幅データＩｐに１．０以下の小数値を乗算
して目標電流瞬時値Ｉ＊を求めるようにしてもよい。こ
の場合は、電流波形の波高値を低く抑えるような制御に
なる。波高値を抑えるための小数値をＳと表わすことに
すると、目標電流瞬時値Ｉ＊は、第（６）式により逐次
求められる。
して目標電流瞬時値Ｉ＊を求めるようにしてもよい。こ
の場合は、電流波形の波高値を低く抑えるような制御に
なる。波高値を抑えるための小数値をＳと表わすことに
すると、目標電流瞬時値Ｉ＊は、第（６）式により逐次
求められる。
【００５１】
目標電流瞬時値Ｉ＊＝Ｓ×電流振幅データＩｐ×Ｓｉｎθ …（６）
電流制御手段１７は第（５）式もしくは第（６）式によ
り求められる目標電流瞬時値Ｉ＊と電流検出手段９から
得られる入力電流瞬時値Ｉとの差に応じて、後述の第
（７）式からＰＷＭデューティ調整値Ｄ２を求め、第
（４）式により求められるＰＷＭ基準デューティＤ１を
補正する。
り求められる目標電流瞬時値Ｉ＊と電流検出手段９から
得られる入力電流瞬時値Ｉとの差に応じて、後述の第
（７）式からＰＷＭデューティ調整値Ｄ２を求め、第
（４）式により求められるＰＷＭ基準デューティＤ１を
補正する。
【００５２】検出された入力電流瞬時値Ｉが目標電流瞬
時値Ｉ＊よりも小さければデューティを増加させる方向
に補正し、検出された入力電流瞬時値Ｉが目標電流瞬時
値Ｉ＊よりも大きければデューティを減少させる方向に
補正する。目標電流瞬時値Ｉ＊と入力電流瞬時値Ｉとの
差がＰＷＭ基準デューティＤ１に対して比例的に反映さ
れるようにするために、ＰＷＭデューティ調整値Ｄ２は
第（７）式によって逐次求められる。
時値Ｉ＊よりも小さければデューティを増加させる方向
に補正し、検出された入力電流瞬時値Ｉが目標電流瞬時
値Ｉ＊よりも大きければデューティを減少させる方向に
補正する。目標電流瞬時値Ｉ＊と入力電流瞬時値Ｉとの
差がＰＷＭ基準デューティＤ１に対して比例的に反映さ
れるようにするために、ＰＷＭデューティ調整値Ｄ２は
第（７）式によって逐次求められる。
【００５３】
ＰＷＭデューティ調整値Ｄ２＝Ｃ×（Ｉ＊−Ｉ）×Ｄ１ …（７）
ここで、Ｃは定数であり、最終的に求めるＰＷＭデュー
ティに調整値Ｄ２を反映させる割合を決めるためのもの
である。
ティに調整値Ｄ２を反映させる割合を決めるためのもの
である。
【００５４】最終的なＰＷＭデューティＤは、第（８）
式に示すようにＰＷＭ基準デューティＤ１とＰＷＭデュ
ーティ調整値Ｄ２との和によって逐次求められる。
式に示すようにＰＷＭ基準デューティＤ１とＰＷＭデュ
ーティ調整値Ｄ２との和によって逐次求められる。
【００５５】
ＰＷＭデューティＤ＝ＰＷＭ基準デューティＤ１＋
ＰＷＭデューティ調整値Ｄ２ …（８）
以上の手順により、電流制御手段１７により求められた
ＰＷＭデューティＤは、ＰＷＭ信号発生手段１８に出力
され、ＰＷＭパルス信号が作成されてスイッチング素子
５が駆動される。
ＰＷＭデューティＤは、ＰＷＭ信号発生手段１８に出力
され、ＰＷＭパルス信号が作成されてスイッチング素子
５が駆動される。
【００５６】上述の手順によりコンバータ制御装置１０
によって作成されたＰＷＭパルス信号によってスイッチ
ング素子５を駆動することで、入力電流の波形バランス
を保ちながら入力力率をほぼ１に制御することができ、
ＤＣ出力電圧を指令値と一致させるように制御すること
が可能となる。
によって作成されたＰＷＭパルス信号によってスイッチ
ング素子５を駆動することで、入力電流の波形バランス
を保ちながら入力力率をほぼ１に制御することができ、
ＤＣ出力電圧を指令値と一致させるように制御すること
が可能となる。
【００５７】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【００５８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、入力
電流波形のバランスを検出することにより、波形バラン
スを調整して力率を改善することができ、また負荷変動
などの状態変化に対してシステムを安定化させることが
できる。
電流波形のバランスを検出することにより、波形バラン
スを調整して力率を改善することができ、また負荷変動
などの状態変化に対してシステムを安定化させることが
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施形態の直流電源装置の全体
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】 正弦波データの位相状態による電流波形を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】 波形バランス検出手段の動作を説明するため
のフローチャートである。
のフローチャートである。
【図４】 波形バランス検出手段の電流サンプリングタ
イミングを示す図である。
イミングを示す図である。
【図５】 電流制御手段の内部構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】 ＤＣ電圧制御手段の動作を説明するためのフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図７】 ＤＣ電圧制御時のＰＷＭデューティの変化の
様子を示す波形図である。
様子を示す波形図である。
１ 交流電源、２ 整流回路、３ リアクトル、４ ダ
イオード、５ スイッチング素子、６ 平滑用コンデン
サ、７ 負荷、８ ゼロクロス検出手段、９電流検出手
段、１０ コンバータ制御装置、１１ 位相演算手段、
１２ 正弦波生成手段、１３ 波形バランス検出手段、
１４ 電流振幅検出手段、１５ 乗算器、１６ ＤＣ電
圧制御手段、１７ 電流制御手段、１８ ＰＷＭ信号発
生手段。
イオード、５ スイッチング素子、６ 平滑用コンデン
サ、７ 負荷、８ ゼロクロス検出手段、９電流検出手
段、１０ コンバータ制御装置、１１ 位相演算手段、
１２ 正弦波生成手段、１３ 波形バランス検出手段、
１４ 電流振幅検出手段、１５ 乗算器、１６ ＤＣ電
圧制御手段、１７ 電流制御手段、１８ ＰＷＭ信号発
生手段。
Claims (11)
- 【請求項１】 入力電源の交流電圧を直流電圧に変換す
る整流回路と、前記整流回路の入力側または出力側に接
続されたリアクトルと、断続制御によって前記リアクト
ルに対するエネルギーの蓄積および放出を制御するスイ
ッチング素子と、前記スイッチング素子よりも出力側に
設けられる平滑用コンデンサとを有する直流電源装置に
おいて、 入力電流を検出する電流検出手段と、 前記電流検出手段によって検出された入力電流の波形バ
ランスを検出し、その検出結果に基づいて位相補正量を
出力する波形バランス検出手段と、 前記交流電圧の位相と前記位相補正量とに基づいて目標
電流瞬時値を生成する目標電流生成手段と、 出力直流電圧が直流電圧指令値に等しくなり、かつ前記
電流検出手段で検出された入力電流瞬時値が前記目標電
流瞬時値に等しくなるように前記スイッチング素子のＰ
ＷＭデューティを制御する制御手段と を備えたことを特
徴とする、直流電源装置。 - 【請求項２】 前記波形バランス検出手段は、前記入力電流の波形バランスが前記入力電源の半波周期
において後半に偏っている場合は目標電流の位相を遅ら
せる位相補正量を出力し、 前記入力電流の波形バランスが前記入力電源の半波周期
において前半に偏っている場合は前記目標電流の位相を
進ませる位相補正量を出力 することを特徴とする、請求
項１に記載の直流電源装置。 - 【請求項３】 前記波形バランス検出手段は、前記入力
電源の半波周期の前半の期間と後半の期間との各々にお
いて入力電流値の積算値を求め、それらの比または差に
よって前記入力電流の波形バランスを検出することを特
徴とする、請求項１または請求項２に記載の直流電源装
置。 - 【請求項４】 前記波形バランス検出手段は、前記入力
電源の半波周期の前半の期間と後半の期間との入力電流
値の積算値の大きい方を分母として前記比を求め、前記
比に基づいて前記位相補正量を求めることを特徴とす
る、請求項３に記載の直流電源装置。 - 【請求項５】 前記波形バランス検出手段は、前記位相
補正量に上限値を設けることを特徴とする、請求項４に
記載の直流電源装置。 - 【請求項６】 前記目標電流生成手段は、 前記交流電圧のゼロクロスタイミングを検出してゼロク
ロス信号を出力するゼロクロス検出手段と、 前記ゼロクロス信号から得られる基準位相と前記位相補
正量とに基づいて位相データを演算する位相演算手段
と、 前記位相データに基づいて正弦波データを生成する正弦
波生成手段と、 前記入力電流検出手段により検出された入力電流の振幅
を検出する電流振幅検出手段と、 前記電流振幅検出手段から得られた電流振幅データと前
記正弦波生成手段により生成される正弦波データとを乗
算し、その乗算値を前記目標電流瞬時値として出力する
乗算器とを含む ことを特徴とする、請求項１から請求項
５のいずれかに記載の直流電源装置。 - 【請求項７】 前記電流振幅データと、前記正弦波デー
タと、１．０以下の小数値との乗算値を前記目標電流瞬
時値とすることを特徴とする、請求項６に記載の直流電
源装置。 - 【請求項８】 前記制御手段は、前記出力直流電圧が前
記直流電圧指令値に等しくなるように、前記ＰＷＭデュ
ーティの最大オン時間を制御するとともに前記正弦波デ
ータの振幅を制御する直流電圧制御手段を含むことを特
徴とする、請求項６または請求項７に記載の直流電源装
置。 - 【請求項９】 前記直流電圧制御手段は、前記正弦波デ
ータの振幅が最大になっているときは前記ＰＷＭデュー
ティの最大オン時間を制御し、前記ＰＷＭデューティの
最大オン時間が最大になっているときは前記正弦波デー
タの振幅を制御することを特徴とする、請求項８に記載
の直流電源装置。 - 【請求項１０】 前記直流電圧指令値には許容上限値が
設けられていることを特徴とする、請求項８または請求
項９に記載の直流電源装置。 - 【請求項１１】 前記制御手段は、 さらに、前記正弦波生成手段によって生成された正弦波
データと、前記直流電圧制御手段によって制御された正
弦波データの振幅値と、前記直流電圧制御手段によって
制御されたＰＷＭデューティの最大オン時間との乗算値
を求め、前記直流電圧制御手段によって制御されたＰＷ
Ｍデューティの最大オン時間からその乗算値を差し引い
た値をＰＷＭ基準デューティとして出力するＰＷＭ基準
デューティ演算部と、 前記目標電流瞬時値と前記入力電流検出手段によって検
出された入力電流瞬時値との差に応じたＰＷＭデューテ
ィ調整値を求めるＰＷＭデューティ調整値演算部と、 前記ＰＷＭ基準デューティと前記ＰＷＭデューティ調整
値との加算値を前記ＰＷＭデューティとして出力する加
算器と を含むことを特徴とする、請求項８から請求項１
０のいずれかに記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000277461A JP3488861B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000277461A JP3488861B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002095243A JP2002095243A (ja) | 2002-03-29 |
| JP3488861B2 true JP3488861B2 (ja) | 2004-01-19 |
Family
ID=18762789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000277461A Expired - Fee Related JP3488861B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3488861B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US7002323B2 (en) | 2003-05-07 | 2006-02-21 | Nec Corporation | Switching power supply circuit capable of reducing switching loss and control method used therein |
| JP5073439B2 (ja) * | 2007-10-15 | 2012-11-14 | シャープ株式会社 | 直流電源装置 |
| KR101056289B1 (ko) | 2009-02-27 | 2011-08-11 | 삼성모바일디스플레이주식회사 | Ｄｃ― ｄｃ 컨버터 및 그를 이용한 유기전계발광표시장치 |
| KR101022085B1 (ko) | 2009-07-10 | 2011-03-17 | 삼성모바일디스플레이주식회사 | 전원공급부 및 그를 이용한 유기전계발광표시장치 |
| JP5734062B2 (ja) * | 2011-04-06 | 2015-06-10 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 力率改善装置 |
| FR2990078B1 (fr) * | 2012-04-27 | 2014-05-09 | Renault Sa | Procede de commande de charge d'une batterie |
| EP2892142B1 (en) * | 2012-08-30 | 2020-05-20 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Rectifier circuit device |
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| JP2015104178A (ja) * | 2013-11-22 | 2015-06-04 | 日本電産テクノモータ株式会社 | モータ駆動装置 |
| KR102136153B1 (ko) * | 2013-12-24 | 2020-08-26 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기 |
| WO2015105041A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2015-07-16 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 整流回路装置 |
| JP7159227B2 (ja) * | 2018-02-07 | 2022-10-24 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器 |
-
2000
- 2000-09-13 JP JP2000277461A patent/JP3488861B2/ja not_active Expired - Fee Related
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