JP3718830B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に係り、特に、入力電圧をスイッチングし、ＤＣ−ＤＣコンバータあるいはスイッチングレギュレータとして用いるに好適な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電子機器などにおいては、負荷に安定した直流電圧を供給するために、電圧降下を利用したレギュレータが採用されていた。しかし、このレギュレータは電力効率が悪く発熱量が多いため、電圧降下を利用したレギュレータに代わって、スイッチングレギュレータが多く採用されている。
【０００３】
スイッチングレギュレータはスイッチング素子を高周波でスイッチング動作させているため、電力効率が高く発熱量を少なくすることができる。しかし、スイッチングレギュレータでは、スイッチング素子をスイッチング動作させるときに発生するスイッチングノイズが、負荷となる電子機器や周辺の電子機器に影響を及ぼすことがある。特に、電子機器の高密度化に伴い、スイッチングノイズの影響が深刻になっている。
【０００４】
そこで、スイッチングノイズを軽減するために、例えば、文献（ＴｅｔｓｕｏＴａｎａｋａ，ｅｔ ａｌ．“Ｒａｎｄｏｍ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎ ＤＣ−ｔｏ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ＰＥＳＣ’８９（Ｊｕｎ．１９８９））に記載されているように、スイッチング周波数をランダムに変えて、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させてノイズレベルを低減させる方式が提案されている。上記文献の具体的実現方法は、例えば、特開平７−２６４８４９号公報に開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術によれば、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させているので、ノイズのエネルギーが分散化されノイズレベルを低減させることができる。
【０００６】
しかし、従来技術においては、簡便な回路を用いて実現することについては十分に配慮されていない。すなわち、従来技術においては、“Ｎｏｉｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ”あるいは「ランダム信号発生回路」が必要であるが、これらの実現方法については何ら開示されていない。実現方法を推定するに、ランダム信号発生回路はアナログ回路であるため、大きな面積が必要となる。しかも、スイッチングレギュレータ自身のノイズの影響を多いに受ける恐れがある。またスイッチング周波数をランダムに切り替えているため、ノイズの発生状態は、ランダムに発生するスイッチング信号の特性に大きく依存し、その効果は確率的であって確定的ではなく、常に良好な効果が得られるとは限らない。
【０００７】
本発明の課題は、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる電力変換装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号に応答して入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路とを備えてなる電力変換装置を構成したものである。
【０００９】
この場合、信号発生器から発生する複数の信号としては、周期が相異なる矩形波による信号を用いることができる。
【００１０】
また、本発明は、入力電圧をスイッチング信号に応答してスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号と前記フィルタ回路の出力電圧を基に得られたフィードバック信号とを比較することによりスイッチング信号を生成して前記スイッチング素子に出力する比較器とを備えてなる電力変換装置を構成したものである。
【００１１】
前記した手段によれば、スイッチング素子によって入力電圧をスイッチングする過程で、複数の離散的な周波数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号が順次選択され、その選択された周波数の信号にしたがってスイッチング素子がスイッチング動作するため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させてノイズレベルを常に安定した状態で低減させることができる。
【００１２】
前記電力変換装置を構成するに際しては、以下の要素を付加することができる。
【００１３】
（１）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が一定の傾きを有する信号である。
【００１４】
（２）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が鋸波による信号であることを特徴とする。
【００１５】
（３）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が三角波による信号である。
【００１６】
（４）前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号をその波形の頂点で選択してなる。
【００１７】
（５）前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択し、その後周波数の高い信号から順次周波数の低い信号を選択する。
【００１８】
（６）前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号を計数するとともにこの計数値と予め設定された設定値とを比較しこの比較結果を基に前記信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力するカウンタと、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなる。
【００１９】
（７）前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力する乱数発生器と、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなる。
【００２０】
（８）前記カウンタはバイナリカウンタである。
【００２１】
（９）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２２】
（１０）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２３】
（１１）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２４】
（１２）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２５】
（１３）前記複数の抵抗器と前記複数のスイッチはそれぞれ一つずつ直列に接続されているとともに、各直列接続された抵抗器とスイッチは互いに並列接続されてなる。
【００２６】
（１４）前記各抵抗器の抵抗値は、それぞれ他の抵抗器を並列接続したときの並列合成抵抗値とは異なる値である。
【００２７】
（１５）前記各抵抗器の抵抗値Ｒｉは、Ｒｉ＝Ｋｒ・２−ｉ（２の−ｉ乗）の関係にある。
【００２８】
（１６）前記信号発生器は、原周波数を分周する分周器で構成されてなる。
【００２９】
（１７）前記スイッチング素子と前記フィルタ回路との間にトランスが挿入されてなる。
【００３０】
（１８）前記フィルタ回路はリアクトルとコンデンサを備え、前記リアクトルの一端側は入力側に接続され、前記リアクトルの他端側は前記コンデンサを介して接地されているとともに、前記スイッチング素子を介して接地されてなる。
【００３１】
カウンタとしてバイナリカウンタを用いたときには、バイナリカウンタはデジタル回路で構成されているため、小さな面積で実現できる。また時定数回路に付加される複数の抵抗器はバイナリラダーとして用いることができ、バイナリラダーはｍ本の抵抗器で２ｍ通り（２のｍ乗通り）の抵抗値を表現することができ、回路規模を小さくすることができる。したがって、バイナリカウンタやバイナリラダーを用いることで簡便な回路、特に、集積回路化に適した回路構成とすることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１実施形態を示す電力変換装置の回路構成図である。図１において、本実施形態における電力変換装置は、降圧型スイッチングレギュレータとして、スイッチング素子１０、比較器１２、フリーホイルダイオードＤ、リアクトルＬ、コンデンサＣｆ、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、スイッチＳＷを備えて構成されており、複数の離散的な周波数であって、鋸波による周波数ｆ１〜ｆｎを順次切替てスイッチング動作を行うようにしたものである。
【００３３】
スイッチング素子１０は、例えば、トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴなどの半導体素子から構成されており、入力電圧（直流電圧）をスイッチング信号に応答してスイッチングし、入力電圧をスイッチングによって矩形波の電圧に変換してリアクトルＬ側に出力するようになっている。リアクトルＬとコンデンサＣｆはローパスフィルタを構成し、スイッチング素子１０の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを除去して直流成分のみを通過させるように構成されている。すなわち、リアクトルＬとコンデンサＣｆはスイッチング素子１０の出力電圧を平滑化するフィルタ回路としての機能を備えて構成されている。
【００３４】
ローパスフィルタの出力電圧は、分圧器を構成する抵抗Ｒａ、Ｒｂによって分圧され、分圧された電圧はフィードバック信号として比較器１２のマイナス入力端子に入力されている。比較器１２のプラス入力端子にはスイッチＳＷの選択による信号が入力されるようになっている。スイッチＳＷは、信号選択手段として、周波数ｆ１〜ｆｎの鋸波による信号を発生する信号発生器（図示省略）に接続されており、複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択し、選択した信号を比較器１２に出力するようになっている。
【００３５】
比較器１２は、分圧器からのフィードバック信号とスイッチＳＷの選択による信号とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号をスイッチング信号としてスイッチング素子１０に出力し、スイッチング信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させるようになっている。この場合、比較器１２においては、直流電圧によるフィードバック信号と鋸波による信号とが比較され、この比較結果に応じてＰＷＭ制御信号のパルス幅が変化するようになっている。例えば、フィードバック信号のレベルが高くなったときにはパルス幅が狭くなり、逆に、フィードバック信号のレベルが低くなったときにはパルス幅が広くなるようになっている。そして、パルス幅の変化するスイッチング信号にしたがってスイッチング素子１０がスイッチング動作を行うことで、ローパスフィルタの出力電圧が常に一定に制御されるようになっている。
【００３６】
本実施形態によれば、周期または周波数が異なる複数の信号を予め設定された順序で切替てスイッチング動作を行っているため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでノイズレベルを低減させることができるとともに、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる。
【００３７】
なお、周波数の相異なる信号を選択する順序を設定するに際しては、各周波数が選択されたときのスイッチングノイズを測定し、この測定値を基にノイズの低減に合った選択パターンを設定することができる。
【００３８】
また、信号発生器としては、鋸波を発生する信号発生器の代わりに、波形が一定の傾きを有する信号、例えば、三角波を発生する三角波発生器を用いることもできる。
【００３９】
次に、本発明の第２実施形態を図２にしたがって説明する。本実施形態は、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって、鋸波による信号を切り替えてスイッチング動作を行うようにしたものであり、他の構成は図１のものと同様である。この場合、鋸波による周波数、ｆ１、ｆ２の信号を発生する信号発生器と、この信号発生器から発生する二つの信号を選択する信号選択手段を実現するに際しては、図３に示すような回路構成（第３実施形態）を採用することができる。
【００４０】
すなわち、比較器１２のプラス入力端子に、信号発生器および信号選択手段として、鋸波発生器１４、カウンタ（バイナリカウンタ）１６を接続する。
【００４１】
鋸波発生器１４は、波形発生器として、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって鋸波による信号をカウンタ１６および比較器１２に出力するようになっている。この場合、鋸波発生器１４から周波数または周期が相異なる信号を発生させるために、鋸波発生器１４には、抵抗Ｒ０、Ｒ１、スイッチＳＷ１、コンデンサＣが設けられている。抵抗Ｒ０、コンデンサＣは、鋸波発生器１４から発生する信号の周期または周波数を時定数にしたがって決定する時定数回路として構成されており、抵抗Ｒ１は時定数を変更するために、抵抗Ｒ０とスイッチＳＷ１を介して並列に接続されている。
【００４２】
すなわち、鋸波発生器１４から発生する鋸波の周波数ｆ１、ｆ２を決定する時定数Ｃ、ＲのうちＲを抵抗Ｒ０、Ｒ１、スイッチＳＷにより設定し、スイッチＳＷ１の開閉に応じて鋸波の周波数を切り替えるようになっている。例えば、スイッチＳＷ１が開いているときには、時定数Ｃ、Ｒ０に対応する周波数の鋸波が選択され、スイッチＳＷ１が閉じているときには、時定数Ｃ、１／（１／Ｒ０＋１／Ｒ１）に対応する周波数の鋸波が選択されるようになっている。このようなスイッチＳＷ１の選択により、図４に示すように、周波数ｆ１、ｆ２による鋸波の信号が順次発生するようになっている。この場合、スイッチＳＷ１の開閉は、カウンタ１６の出力パルスによって行われるようになっている。カウンタ１６は、鋸波発生器１４から発生する信号を計数するとともに、この計数値と予め設定された設定値とを比較し、この比較結果を基にスイッチＳＷ１を切替るようになっている。
【００４３】
さらに、カウンタ１６は、鋸波発生器１４からの信号の波形の頂点に同期して切替信号としてのパルスを発生するようになっている。すなわち、鋸波の途中でスイッチＳＷ１が切り替えられると、出力電圧が変動するため、鋸波の途中で鋸波の傾きが変化しないように、鋸波の途中ではなく鋸波の頂点、例えば、波形の最高点または最低点でスイッチＳＷ１を開閉するようになっている。したがって、時間とともに一定の傾きで上昇する鋸波を用いた場合、カウンタ１６は鋸波の立ち下がりで動作するため、鋸波の頂点でスイッチＳＷ１を開閉するようにすることで、スイッチングレギュレータの出力電圧の変動を防止することができる。
【００４４】
なお、鋸波の代わりに三角波を用いる場合には、三角波の頂点、すなわち波形の最高点または最低点でスイッチＳＷ１を開閉すれば良いことになる。三角波を発生する三角波発生器は、通常、波形値が予め設定されたしきい値（波形の上限値および下限値）に達した波形を繰り返す（コンデンサへの一定電流での充電／放電を切り替える）ことにより実現している。つまり、コンデンサの電荷を放電しているときに、電圧が波形の下限値に達した時点でコンデンサの放電を充電に切り替える。一方、コンデンサを充電しているときには、電圧が波形の上限値に達した時点でコンデンサの充電を放電に切り替える。したがって、三角波発生器に予め設定されているしきい値との比較結果を基に波形値が予め定められたしきい値（波形の上限値または下限値）に達した時点でカウンタ１６を動作させれば、鋸波の頂点でスイッチＳＷ１が開閉する動作を実現できる。
【００４５】
また、前記実施形態においては、スイッチの開閉によって抵抗値を変えて周波数を変えているが、スイッチＳＷ１の開閉により容量値を変えて周波数を変えることも可能である。ただし、価格の面からみると、コンデンサの価格が抵抗器の価格よりも高いため、複数のコンデンサを切り替えて容量値を変える方式よりも、スイッチの開閉により抵抗値を切り替える方が安価に実現できる。
【００４６】
本実施形態によれば、周期または周波数が二つの信号を予め設定された順序で切り替えてスイッチング動作を行っているため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでノイズレベルを低減させることができるとともに、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる。
【００４７】
ここで、本実施形態におけるスイッチングレギュレータの周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図５に示すようなスイッチング波形が得られた。この場合、図４に示すような二つの周波数ｆ１、ｆ２を周期的に切り替えた場合のスペクトラムを導出することとしている。このスペクトラムを導出するに際しては、図６（ａ）、（ｂ）に示すように、周期Ｔでバースト的に周波数ｆ１、ｆ２の信号が交互に発生するときに、各信号の波形を重ね合わせたもの生成するために、包絡線のスペクトラムを求めることとしている。この場合、包絡線は周期関数であるため、以下の級数で表現される。
【００４８】
【数１】
ここで、
【００４９】
【数２】
よって、数１の式より、
【００５０】
【数３】
ここで、δ（ｔ−ｔ０）のフーリエ変換がｅｘｐ（−ｊ２πｋｆｔ０）であることから、双対性により、ａ（ｔ）のフーリエ変換は、
【００５１】
【数４】
となる。
【００５２】
図６（ａ）の波形のスペクトラムは、簡単のために高周波成分を無視し、基本波成分のみを考えると、ｆ＞０の領域では、
【００５３】
【数５】
同様に、図６（ｂ）の波形のスペクトラムは、
【００５４】
【数６】
となる。
【００５５】
したがって、図４の波形のスペクトラムはＡ１（ｆ）＋Ａ２（ｆ）となり、図５に示すようなスイッチング波形となる。
【００５６】
なお、図５では簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると類推できる。高周波については膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）により求めることとしている。条件（ｆ２＝１．４・ｆ１、Ｔ＝鋸波８周期）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図７に示す。なお、図７における周波数は測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００５７】
図５から、スペクトラムの周波数軸での広がりはＦに比例するが、個々の側波帯の成分の振幅は変化しないことが分かる。つまり、スペクトラム分布のピーク低下の効果はＦに依存しないようにみえる。しかし、図３の実施形態では、鋸波に同期して周波数を切り替えているため、Ｆ＝ｆ１／ｎまたはＦ＝ｆ２／ｎの関係にある。
【００５８】
したがって、ｆ１、ｆ２の第ｉ次高調波成分まで考慮すると、ｎ番目側波帯、つまり、第ｉ次高調波からｎＦだけ離れた側波帯は周波数が第（ｉ−１）次または第（ｉ＋１）次高調波成分と一致してしまい、スペクトラムを拡散する効果が薄れてしまう。この結果、Ｆが低い程、つまりｎが大きい程高い効果が得られることが分かる。この傾向は、ＦＦＴで解析すると明確に現われ、ｎを大きくする程スペクトラム分布のピークが低下すること分かる。しかし、図７に示すように、ｎが４〜８程度でスペクトラム分布のピークの低下の効果は飽和し、それ以上の改善は見られなくなる。これは、図５に示すように、周波数ｆ１、ｆ２の中心の成分の振幅が１番大きく、Ｆすなわちｎによらず一定であることに起因している。
【００５９】
このように、本実施形態によれば、図３に示すような簡単な回路構成によっても、スイッチングレギュレータから発生するスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を低減または削減させることができる。
【００６０】
次に、本発明の第４実施形態を図８にしたがって説明する。本実施形態は、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎであって、鋸波の信号を乱数発生器１８からの信号によって切り替えるようにしたものであり、スイッチＳＷを乱数発生器１８によって切り替え操作するようにした他は、図１と同様である。
【００６１】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、乱数発生器１８によってスイッチＳＷを任意の順序で切り替えることができる。
【００６２】
次に、本発明の第５実施形態を図９にしたがって説明する。
【００６３】
本実施形態は、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって鋸波の信号を選択するために、乱数発生器１８からの信号によってスイッチＳＷを切り替えるようにしたものであり、他の構成は図２のものと同様である。
【００６４】
第５実施形態をデジタル回路で具体化するに際しては、図１０に示すように（第６実施形態）、カウンタ１６の代わりに、鋸波発生器１４に乱数発生器１８が接続されており、鋸波発生器１４から発生する鋸波の信号に同期して動作する乱数発生器１８によってスイッチＳＷ１が切り替えられるようになっている。
【００６５】
乱数発生器１８としては、例えば、シフトレジスタと排他的論理和とを組み合わせてランダムＭ系列による信号を発生する回路などを用いることができる。
【００６６】
ここで、本実施形態におけるスイッチングレギュレータの周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図１１に示すようなスイッチング波形が得られた。
【００６７】
スペクトラムを導出するに際しては、二つの周波数ｆ１、ｆ２をランダムに切り替えた場合のスペクトラムを求めることとしている。この場合、生成される波形はランダムに周波数が切り替えられるため、包絡線は周期性を持たず、独立した矩形パルスの包絡線を持つバースト信号の重ね合わせとして求めている。したがって、包絡線のスペクトラムは単一の矩形パルスと同様に、
【００６８】
【数７】
となり、スイッチング波形のスペクトラムは、ｆ＞０の領域では、
【００６９】
【数８】
となり、スペクトラムは図１１のようなスイッチング波形となる。
【００７０】
なお、図１１では、簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると類推できる。高調波については、膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）より求めることとしている。条件（ｆ２＝１．４・ｆ１、Ｆ＝ｆ１、ｆ２）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図１２に示す。なお、図１２における周波数は、測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００７１】
図１１から分かるように、図５の包絡線に連続して分布したスペクトアムとなる。また、図１２のＦＦＴの結果も、図７の包絡線にほぼ連続して分布したスペクトラムとなり、その分ピークの値がやや低下していることが分かる。
【００７２】
このように、本実施形態によれば、図１０に示すような簡単な回路構成によっても、スイッチングレギュレータ発生するスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させて、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を低減または削減させることができる。
【００７３】
次に、本発明の第７実施形態を図１３にしたがって説明する。本実施形態は、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎであって鋸波の信号を順次選択してスイッチング信号を生成するための回路をデジタル回路で具体化したものであり、図３とは異なり、鋸波発生器１４に、バイナリラダーとして、複数の抵抗器Ｒ１、・・・、Ｒｎ、スイッチＳＷ１、・・・、ＳＷｍが抵抗器Ｒ０に並列接続されている。なお、本実施形態は、複数の抵抗器および複数のスイッチを設けた他は図３のものと同様である。
【００７４】
本実施形態においては、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが全て開いているときには、時定数Ｃ、Ｒ０に対応する周波数の鋸波が生成され、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍのいずれかが閉じているときには、ＣとＲ０および閉じているスイッチＳＷｉに接続された抵抗（抵抗器）Ｒｉの並列合成抵抗で定まる時定数に対応する周波数の鋸波が生成される。抵抗Ｒｉの並列合成抵抗は、
【００７５】
【数９】
となる。
【００７６】
スイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉は、鋸波に同期して動作するカウンタ１６により制御され、鋸波の途中で鋸波の傾きが変化しないようにして、スイッチングレギュレータの出力電圧の変動を防止している。
【００７７】
ここで、個々の抵抗Ｒｉの値は、以下の式で示すように、
【００７８】
【数１０】
となるように定めれば、ｍ本の抵抗で、２ｍ通り（２のｍ乗通り）の並列合成抵抗に対応した周波数の信号を実現することができる。すなわち、個々の抵抗Ｒｉの値は、それぞれ他の抵抗器を並列接続したときの並列合成抵抗値とは異なる値に設定することで、２ｍ通りの並列合成抵抗値に対応した周波数の信号を生成することができる。
【００７９】
特に、個々の抵抗Ｒｉの値は、次の式に示すように、
【００８０】
【数１１】
とすれば、ｍ本の抵抗で等間隔な２ｍ通りのコンダクタンスを実現でき、ほぼ等間隔な２ｍ通りの並列抵抗（並列合成抵抗値）に対応した周波数の信号を実現することができる。
【００８１】
次に、本発明の第８実施形態を図１４にしたがって説明する。本実施形態は、図１３に示すスイッチングレギュレータのうち比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをデジタル回路でＬＳＩ（集積回路）２０に集積化するに際して、接地側に配置されていたスイッチＳＷ１〜ＳＷｍをホット側に配置したものであり、他の構成は図１３のものと同様である。
【００８２】
本実施形態によれば、比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをＬＳＩ２０に集積化するに際して、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをホット側に配置するようにしたため、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが接地側に配置されているものを集積化するときよりも、配線に要する面積を少なくすることができる。
【００８３】
さらに、比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ〜ＳＷｍをＬＳＩ化することにより部品点数を削減することができ、価格、故障率、寸法を低減することができる。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍはトランジスタ（バイポーラまたはＦＥＴ）で実現できる。
【００８４】
また、鋸波発生器１４の鋸波の周波数を決定する場合、抵抗Ｒ０の値に大きく依存しているため、Ｒ０に比べて抵抗Ｒ１〜Ｒｍの精度は要求されない。このため、図１５の実施形態（第９実施形態）に示すように、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍとともに抵抗Ｒ１〜ＲｍをＬＳＩ２０に内蔵することができる。通常、ＬＳＩに内蔵された抵抗はトリミングなしで数１０％の精度しか得られないが、時定数を変更するだけに用いる抵抗としては十分な精度である。
【００８５】
本実施形態によれば、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎによる信号を生成する場合でも、抵抗およびスイッチの数を多くすることで対応することができ、部品点数、価格、故障率、寸法を低減しながらスイッチングレギュレータのスイッチングノイズ拡散効果を大幅に高めることができる。
【００８６】
図１３〜図１５に示す実施形態においては、抵抗Ｒ０の他に、バイナリラダーとして３本の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を追加することで、２３通り、すなわち８つの周波数ｆ１〜ｆ８の信号を生成することができる。
【００８７】
さらに、図１５の実施形態では、抵抗Ｒ１〜ＲｍをＬＳＩ２０に内蔵しているため、複数の離散的な周波数を生成するにも多くの抵抗を内蔵することができ、実用的回路規模でスイッチングレギュレータのスイッチングノイズ拡散効果を高めることができる。例えば、１０２４通りの周波数を実現するために必要な抵抗の本数、ｍ＝１０も実用的な回路規模で実現することができる。
【００８８】
図１３〜図１５に示す実施形態において、８つの周波数ｆ１〜ｆ８をスイッチング周波数として順次切替るに際しては、図１６に示すように、各周波数を昇順に切り替える方式、つまり、鋸波による信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択する方式を採用したり、あるいは、図１７に示すように、８つの周波数ｆ１〜ｆ８の信号を昇順、降順に交互に切り替える方式、すなわち鋸波の信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択し、その後、周波数の高い信号から順次周波数の低い信号を選択することを繰り返す方式を採用することができる。
【００８９】
ここで、図１３ないし図１５に示す実施形態におけるスイッチングレギュレータについて昇順に周波数を切り替える方式と、昇順と降順に従って交互に周波数を切り替える方式を適用し、周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図１８に示すようなスイッチング波形が得られた。
【００９０】
この場合、スペクトラムを導出するに際しては、多数の周波数を周期的に切り替えて全てのスペクトラムを求めるのは煩雑となるため、対象とする波形を中心周波数ｆ０の搬送波を周波数Ｆの正弦波で周波数変調されたものと近似している。
【００９１】
このとき波形の振幅を１とすると、スペクトラムは、
【００９２】
【数１２】
と表され、次の式で示す通り無限級数に展開される。
【００９３】
【数１３】
したがって、スペクトラムは、図１８のようになる。
【００９４】
なお、図１８では、簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると推定できる。高調波については、膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）により求めることとしている。条件（ｆ８＝１．４・ｆ１、図１６の周波数変換）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図１９に示す。同様に、条件（ｆ８＝１．４・ｆ１、図１７の周波数変化）のときのスイッチング波形（デューティ比３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図２０に示す。なお、図１９および図２０における周波数は測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００９５】
図１８よりベッセル関数の特性からβが大きくなると裾野が広がり、ピークが低くなってスイッチングノイズのスペクトラム拡散効果が高まることが分かる。
【００９６】
ここで、図１６に示すように、昇順に周波数を切り替える方式と、図１７に示すように、昇順と降順とを交互に繰り返す方式とを比較すると、図１６に示す方式では、Ｆ＝ｆ０／ｎであるのに対して、図１７に示す方式ではＦ＝ｆ０／２ｎとなる。β＝Δｆ／Ｆであることから、図１７に示す方式ではβを大きくし、スイッチングノイズ拡散効果が図１６の方式よりも高いことが分かる。このことは、数値解析（ＦＦＴ；高速フーリエ変換）の結果でも示され、図２０に示すように、昇順と降順とを交互に繰り返した方式のスペクトラムは、図１９に示すように、昇順にしたがった方式によるスペクトラムよりも拡散されたものとなり、ピーク値も低減されている。
【００９７】
なお、図２０においては、スイッチングノイズのスペクトラム拡散（ディザ）なしの場合のスペクトラム（周波数が一定のときのスペクトラム）を対比のために破線で示しているが、この破線の特性と、周波数を順次切り替える方式のもの（実線）とを比較すると、本発明によれば、第２高調波で約７ｄＢ、第３高調波以降で約１０ｄＢのノイズ低減効果があることが分かる。
【００９８】
なお、実際に使用した回路による実験でも同様な効果が得られており、参考までに、発明者らが実験した回路では、Ｒ０＝１０ｋΩに対して、Ｋｒ＝４００ｋΩとし、安価に入手可能なＥ２４系列の抵抗値を用いて、Ｒ１＝２００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｒ３＝５１ｋΩとしている。
【００９９】
このように、本実施形態によれば、実用的規模の回路構成でスイッチングレギュレータのスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を常に安定した状態で低減させることができる。
【０１００】
次に、本発明の第１０実施形態を図２１にしたがって説明する。本実施形態は、図８に示す実施形態を、デジタル回路を用いて具体化したものであって、図１３に示すカウンタ１６の代わりに乱数発生器１８を設けたものであり、他の構成は図１３のものと同様である。すなわち、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉を、鋸波に同期して動作する乱数発生器１８によって制御するようになっている。
【０１０１】
本実施形態によれば、ｍ本の抵抗を乱数発生器１８からの切り替え信号（パルス）よってランダムに切り替えているため、２ｍ個の離散的な周波数をランダムに切り替えることで、さらに広い範囲にスイッチングノイズの成分を分散させることができ、スイッチングノイズのピークをさらに低減させることができる。
【０１０２】
次に、各実施形態によるスイッチングノイズのスペクトラム拡散効果を比較すると、図２、図９に示すように、２つの周波数を切り替える方式の場合には、スペクトラムの分布は、図５、図１０に示すように、ｓｉｎｃ（ｘ）となる。
【０１０３】
一方、図１、図８、図１３に示すように、複数の周波数ｆ１〜ｆｎを順次切り替える方式の場合には、スペクトラムの分布は図１８に示すようにベッセル関数となる。
【０１０４】
前者の包絡線は単峰であり、中心周波数の成分の振幅が最も大きくなる。それに対して後者の包絡線はβが小さいときには単峰性であるが、βが大きくなると双峰となるだけでなく、ピークが低く、裾野が広がり、スイッチングノイズのスペクトラムの拡散効果が高まることが分かる。
【０１０５】
すなわち、β＝Δｆ／Ｆであるため、Δｆを大きくするか、Ｆを小さくすることによりβを大きくすることができる。しかし、Δｆを大きくするとスイッチングレギュレータの動作周波数範囲を広くしなければならないため、設計が困難になる。また周波数を鋸波に同期して切り替えているため、
【０１０６】
【数１４】
の関係にある。したがって、ｆ０の第ｉ次高調波成分まで考慮すると、ｎ番目の側波帯、つまり、第ｉ次高調波からｎＦだけ離れた側波帯は第（ｉ−１）次または第（ｉ＋１）次高調波成分と周波数が一致し、スペクトラムを拡散する効果が薄れてしまう。このため、Ｆが低い程、つまり、ｎが大きい程高い効果が得られることが分かる。
【０１０７】
以上のことを考慮すると、実用的な回路規模、すなわちｍ本の抵抗を追加することで、ｎ＝２ｍ通りの周波数を実現できる本方式の優位性が明らかとなる。
【０１０８】
さらに、図１５に示す実施形態においては、抵抗の数を増加させるためのコストを大幅に減らすことができ、さらに高い効果を得ることができる。
【０１０９】
また、図８に示すように、乱数発生器１８によって周波数をランダムに切り替える場合、スペクトラムが連続的に分布し、その分ピークの振幅を低減させることができる。
【０１１０】
ただし、図１７に示すように、離散的な周波数の数ｎを大きくし、昇順、降順にしたがって交互に周波数を切り替えてＦを小さくする方式の方がはるかに大きな効果が得られる。また昇順、降順にしたがって周波数を交互に切り替える方式の場合、周波数をランダムに切り替えなくても周波数をランダムに切り替える以上に大きな効果を得ることができる。
【０１１１】
すなわち、周波数をランダムに切り替えた場合、スペクトラムの拡散効果は確定したものではなく、乱数の系列に大きく依存するためである。またｍ本の抵抗をＬＳＩ２０に内蔵することで、量産効果をより高めることができる。
【０１１２】
以上第１実施形態ないし第１０実施形態においては、降圧型スイッチングレギュレータについて述べたが、鋸波や三角波などの一定の傾きを有する参照波形（参照信号）と出力電圧とを比較してスイッチングパルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）による昇圧型スイッチングレギュレータ、ＤＣ／ＤＣコンバータなどのスイッチングによる電力変換装置に本発明を適用する場合、電力変換装置の参照波形の周期を前記実施形態と同様にして切り替える機能を持たせることで実現することができる。
【０１１３】
また、フィードバック型のスイッチングレギュレータに限らず、インバータなどの電圧フィードバックを持たないスイッチングによる電力変換装置にも参照波形の周期を前記各実施形態と同様にして切り替える機能を持たせることで、本発明を適用することができる。この場合、本発明を適用することにより、これら電力変換装置のスイッチングノイズのピークを低減できることは勿論のことである。
【０１１４】
例えば、図２２に示すように、一定のデューティサイクルの矩形波の信号であって、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎの信号をスイッチＳＷによって切り替えて選択し、選択された信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させる構成を採用することができる。
【０１１５】
本実施形態によれば、高い電圧安定度は要求されない直流電圧変換用電力変換装置のスイッチングノイズのピークを簡単な回路構成によって低減することができる。
【０１１６】
具体的には、図２３に示すように、信号発生器および信号選択手段として、矩形波発生器２２とカウンタ１６を設け、矩形波発生器２２から周波数ｆ１〜ｆｎの矩形波による信号をスイッチング素子１０に出力するとともに、この信号に同期してカウンタ１６を動作させることで、周波数ｆ１〜ｆｎで矩形波の信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させることができる。
【０１１７】
矩形波発生器２２を実現するに際しては、例えば、原周波数（基準周波数）を分周する分周器による方法と、時定数ＣＲに従って発振周波数が変化する発振回路による方法とが考えられる。分周器による方法を用いる場合には、カウンタ１６の出力によって矩形波発生器２２を構成する分周器の分周比を制御すれば良いことになる。
【０１１８】
一方、時定数ＣＲに従って発振周波数が変化する発振回路による方法を採用する場合には、図２４に示すように、矩形波発生器２２に時定数回路としての抵抗Ｒ０、Ｃを設けるとともに、時定数を変更するための抵抗Ｒ１〜Ｒｍ、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍを設ける構成を採用することができる。そしてカウンタ１６の出力パルスによりスイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉を制御することで周波数ｆ１〜ｆｎであって矩形波による信号を順次切り替えて出力することができる。
【０１１９】
また、昇圧型スイッチングレギュレータを構成するに際しては、図２５に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣｆとの間にフリーホイールダイオードＤを挿入し、リアクトルＬとフリーホイールダイオードＤとの接続点にスイッチング素子１０の一端を接続し、スイッチング素子１０の他端を接地し、比較器１２の出力によってスイッチング素子１０のスイッチング動作を制御する構成を採用することができる。
【０１２０】
フィードバック系がない昇圧型電圧変換回路に本発明を適用する場合には、図２６に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣｆとの間にフリーホイールダイオードＤを挿入し、リアクトルＬとフリーホイールダイオードＤとの接続点にスイッチング素子１０を接続し、スイッチング素子１０の他端を接地し、矩形波発生器２２からの矩形波をスイッチング素子１０に印加する構成を採用することができる。
【０１２１】
また、絶縁型のスイッチングレギュレータに本発明を適用するに際しては、図２７に示すように、スイッチング素子１０とリアクトルＬとの間にトランス２６を挿入するとともに、トランス２６の二次側をダイオードＤｒを介してリアクトルＬに接続し、抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとの接続点に絶縁アンプとしてのアイソレータ２８を挿入し、アイソレータ２８を比較器１２のマイナス入力端子に接続する構成を採用することができる。
【０１２２】
同様にして、絶縁型のスイッチングレギュレータに本発明を適用する場合であって、フィードバック系をなくす場合には、図２８に示すように、絶縁型電圧変換回路にも本発明を適用することができる。
【０１２３】
またさらに、図２８に示す絶縁型電圧変換回路から整流回路をなくすことで、図２９に示すように、直流を交流に変換するインバータにも本発明を適用することができる。
【０１２４】
次に、本発明に係るスイッチングレギュレータの応用例を図３０ないし図３２にしたがって説明する。図３０は、前記いずれかの実施形態によって構成されたスイッチングレギュレータ１０１を用いた電子装置１００の実施形態である。電子装置１０は、スイッチングレギュレータ１０１と、スイッチングレギュレータ１０１の負荷となる電子回路１０２とから構成されている。スイッチングレギュレータ１０１は１２Ｖ（１４Ｖ）または４２Ｖの直流電圧を５Ｖ、３．３Ｖ、３．５Ｖ、１．８Ｖの直流電圧に変換して出力するようになっている。電子回路１０２は、例えば、自動車のエンジン、自動変速機、ブレーキなどを制御するための制御手段として、スイッチングレギュレータ１０１から５Ｖ、３．３Ｖ、２．５Ｖまたは１．８Ｖの電圧を入力して動作するようになっている。
【０１２５】
電子装置１０２、スイッチングレギュレータを搭載するに際して、従来、スイッチングノイズの発生などの問題から、シリーズドロッパ型のレギュレータが多く採用されていた。この場合、入力電圧を１２Ｖ、出力電圧５Ｖ、出力電流１Ａとすると、（１２−５）・１＝７Ｗという電力損失に伴う熱が発生する。このような熱が発生すると、電子機器の小型化が進む中で、内部発熱は小型化の上で大きな障害となる。また自動車の電源電圧は４２Ｖとなる傾向にあり、電源電圧が４２Ｖとなると、（４２−５）・１＝３７Ｗもの電力損失に伴う熱が発生する。これらの趨勢を踏まえると、自動車の制御用の電子装置１００には、ノイズレベルの低いスイッチングレギュレータ１０１が必須となる。
【０１２６】
簡単な回路構成でスイッチングノイズが低減されたスイッチングレギュレータ１０１を用いれば、図３１に示すように、スイッチングレギュレータ１０１の出力を電子回路１０２とは異なる要素、例えば、センサの電源として外部に引き出す場合でも、スイッチングレギュレータ１０１から発生するスイッチングノイズレベルが極めて低いので、電源供給線を介して外部にスイッチングノイズが漏れるのを抑制することができる。
【０１２７】
また、電子装置１００に近接してラジオなどの受信装置２０３が配置されている場合でも、スイッチングレギュレータ１０１のスイッチング周波数が中波ＡＭ放送帯よりも低い周波数の場合には、スイッチングレギュレータ１０１から受信装置２０３に混入するスイッチングノイズの高調波成分を抑制することができ、スイッチングノイズによる妨害を抑制することができる。
【０１２８】
前記各実施形態のうち比較器１２、カウンタ１６、鋸波発生器１４などをデジタル回路で構成したものは、小さな面積で実現でき、特に、集積回路化に適した回路構成とすることができる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させてノイズレベルを常に安定した状態で低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１実施形態を示す回路構成図である。
【図２】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第２実施形態を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第３実施形態を示す回路構成図である。
【図４】鋸波の波形図である。
【図５】２つの周波数を用いたときのスペクトラムを示す波形図である。
【図６】図５に示すスペクトラムの導出方法を説明するための波形図である。
【図７】ＦＦＴによるスペクトラムの波形図である。
【図８】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第４実施形態を示す回路構成図である。
【図９】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第５実施形態を示す回路構成図である。
【図１０】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第６実施形態を示す回路構成図である。
【図１１】代数学的方法によってスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１２】ＦＦＴを用いてスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第７実施形態を示す回路構成図である。
【図１４】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第８実施形態を示す回路構成図である。
【図１５】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第９実施形態を示す回路構成図である。
【図１６】昇順にしたがって周波数を変化させる方法を説明するための図である。
【図１７】昇順と降順を交互に切り替える方式を説明するための図である。
【図１８】代数学的方法によってスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１９】昇順方式によって周波数を変化させたときのスペクトラムをＦＦＴを用いて導出したときの波形図である。
【図２０】昇順と降順を交互に切り替える方式を用いたときのスペクトラムをＦＦＴを用いて導出したときの波形図である。
【図２１】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１０実施形態を示す回路構成図である。
【図２２】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１１実施形態を示す回路構成図である。
【図２３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１２実施形態を示す回路構成図である。
【図２４】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１３実施形態を示す回路構成図で有る。
【図２５】本発明に係る昇圧型スイッチングレギュレータの実施形態を示す回路構成図である。
【図２６】本発明に係る昇圧型スイッチングレギュレータの他の実施形態を示す回路構成図である。
【図２７】本発明に係る絶縁型スイッチングレギュレータの実施形態を示す回路構成図である。
【図２８】本発明に係る絶縁型電圧変換回路の実施形態を示す回路構成図である。
【図２９】本発明に係るＤＣ−ＡＣインバータの実施形態を示す回路構成図である。
【図３０】本発明に係るスイッチングレギュレータの応用例を示すブロック構成図である。
【図３１】本発明に係るスイッチングレギュレータの他の応用例を示すブロック構成図である
【図３２】本発明に係るスイッチングレギュレータの他の応用例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ スイッチング素子
１２ 比較器
１４ 鋸波発生器
１６ カウンタ
１８ 乱数発生器
２０ ＬＳＩ
２２ 矩形波発生器
２６ トランス
２８ アイソレータ
Ｄ フリーホイールダイオード
Ｌ リアクトル
Ｃｆ コンデンサ
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に係り、特に、入力電圧をスイッチングし、ＤＣ−ＤＣコンバータあるいはスイッチングレギュレータとして用いるに好適な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電子機器などにおいては、負荷に安定した直流電圧を供給するために、電圧降下を利用したレギュレータが採用されていた。しかし、このレギュレータは電力効率が悪く発熱量が多いため、電圧降下を利用したレギュレータに代わって、スイッチングレギュレータが多く採用されている。
【０００３】
スイッチングレギュレータはスイッチング素子を高周波でスイッチング動作させているため、電力効率が高く発熱量を少なくすることができる。しかし、スイッチングレギュレータでは、スイッチング素子をスイッチング動作させるときに発生するスイッチングノイズが、負荷となる電子機器や周辺の電子機器に影響を及ぼすことがある。特に、電子機器の高密度化に伴い、スイッチングノイズの影響が深刻になっている。
【０００４】
そこで、スイッチングノイズを軽減するために、例えば、文献（ＴｅｔｓｕｏＴａｎａｋａ，ｅｔ ａｌ．“Ｒａｎｄｏｍ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎ ＤＣ−ｔｏ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ＰＥＳＣ’８９（Ｊｕｎ．１９８９））に記載されているように、スイッチング周波数をランダムに変えて、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させてノイズレベルを低減させる方式が提案されている。上記文献の具体的実現方法は、例えば、特開平７−２６４８４９号公報に開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術によれば、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させているので、ノイズのエネルギーが分散化されノイズレベルを低減させることができる。
【０００６】
しかし、従来技術においては、簡便な回路を用いて実現することについては十分に配慮されていない。すなわち、従来技術においては、“Ｎｏｉｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ”あるいは「ランダム信号発生回路」が必要であるが、これらの実現方法については何ら開示されていない。実現方法を推定するに、ランダム信号発生回路はアナログ回路であるため、大きな面積が必要となる。しかも、スイッチングレギュレータ自身のノイズの影響を多いに受ける恐れがある。またスイッチング周波数をランダムに切り替えているため、ノイズの発生状態は、ランダムに発生するスイッチング信号の特性に大きく依存し、その効果は確率的であって確定的ではなく、常に良好な効果が得られるとは限らない。
【０００７】
本発明の課題は、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる電力変換装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号に応答して入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路とを備えてなる電力変換装置を構成したものである。
【０００９】
この場合、信号発生器から発生する複数の信号としては、周期が相異なる矩形波による信号を用いることができる。
【００１０】
また、本発明は、入力電圧をスイッチング信号に応答してスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号と前記フィルタ回路の出力電圧を基に得られたフィードバック信号とを比較することによりスイッチング信号を生成して前記スイッチング素子に出力する比較器とを備えてなる電力変換装置を構成したものである。
【００１１】
前記した手段によれば、スイッチング素子によって入力電圧をスイッチングする過程で、複数の離散的な周波数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号が順次選択され、その選択された周波数の信号にしたがってスイッチング素子がスイッチング動作するため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させてノイズレベルを常に安定した状態で低減させることができる。
【００１２】
前記電力変換装置を構成するに際しては、以下の要素を付加することができる。
【００１３】
（１）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が一定の傾きを有する信号である。
【００１４】
（２）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が鋸波による信号であることを特徴とする。
【００１５】
（３）前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が三角波による信号である。
【００１６】
（４）前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号をその波形の頂点で選択してなる。
【００１７】
（５）前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択し、その後周波数の高い信号から順次周波数の低い信号を選択する。
【００１８】
（６）前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号を計数するとともにこの計数値と予め設定された設定値とを比較しこの比較結果を基に前記信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力するカウンタと、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなる。
【００１９】
（７）前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力する乱数発生器と、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなる。
【００２０】
（８）前記カウンタはバイナリカウンタである。
【００２１】
（９）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２２】
（１０）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２３】
（１１）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２４】
（１２）前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなる。
【００２５】
（１３）前記複数の抵抗器と前記複数のスイッチはそれぞれ一つずつ直列に接続されているとともに、各直列接続された抵抗器とスイッチは互いに並列接続されてなる。
【００２６】
（１４）前記各抵抗器の抵抗値は、それぞれ他の抵抗器を並列接続したときの並列合成抵抗値とは異なる値である。
【００２７】
（１５）前記各抵抗器の抵抗値Ｒｉは、Ｒｉ＝Ｋｒ・２−ｉ（２の−ｉ乗）の関係にある。
【００２８】
（１６）前記信号発生器は、原周波数を分周する分周器で構成されてなる。
【００２９】
（１７）前記スイッチング素子と前記フィルタ回路との間にトランスが挿入されてなる。
【００３０】
（１８）前記フィルタ回路はリアクトルとコンデンサを備え、前記リアクトルの一端側は入力側に接続され、前記リアクトルの他端側は前記コンデンサを介して接地されているとともに、前記スイッチング素子を介して接地されてなる。
【００３１】
カウンタとしてバイナリカウンタを用いたときには、バイナリカウンタはデジタル回路で構成されているため、小さな面積で実現できる。また時定数回路に付加される複数の抵抗器はバイナリラダーとして用いることができ、バイナリラダーはｍ本の抵抗器で２ｍ通り（２のｍ乗通り）の抵抗値を表現することができ、回路規模を小さくすることができる。したがって、バイナリカウンタやバイナリラダーを用いることで簡便な回路、特に、集積回路化に適した回路構成とすることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１実施形態を示す電力変換装置の回路構成図である。図１において、本実施形態における電力変換装置は、降圧型スイッチングレギュレータとして、スイッチング素子１０、比較器１２、フリーホイルダイオードＤ、リアクトルＬ、コンデンサＣｆ、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、スイッチＳＷを備えて構成されており、複数の離散的な周波数であって、鋸波による周波数ｆ１〜ｆｎを順次切替てスイッチング動作を行うようにしたものである。
【００３３】
スイッチング素子１０は、例えば、トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴなどの半導体素子から構成されており、入力電圧（直流電圧）をスイッチング信号に応答してスイッチングし、入力電圧をスイッチングによって矩形波の電圧に変換してリアクトルＬ側に出力するようになっている。リアクトルＬとコンデンサＣｆはローパスフィルタを構成し、スイッチング素子１０の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを除去して直流成分のみを通過させるように構成されている。すなわち、リアクトルＬとコンデンサＣｆはスイッチング素子１０の出力電圧を平滑化するフィルタ回路としての機能を備えて構成されている。
【００３４】
ローパスフィルタの出力電圧は、分圧器を構成する抵抗Ｒａ、Ｒｂによって分圧され、分圧された電圧はフィードバック信号として比較器１２のマイナス入力端子に入力されている。比較器１２のプラス入力端子にはスイッチＳＷの選択による信号が入力されるようになっている。スイッチＳＷは、信号選択手段として、周波数ｆ１〜ｆｎの鋸波による信号を発生する信号発生器（図示省略）に接続されており、複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択し、選択した信号を比較器１２に出力するようになっている。
【００３５】
比較器１２は、分圧器からのフィードバック信号とスイッチＳＷの選択による信号とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号をスイッチング信号としてスイッチング素子１０に出力し、スイッチング信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させるようになっている。この場合、比較器１２においては、直流電圧によるフィードバック信号と鋸波による信号とが比較され、この比較結果に応じてＰＷＭ制御信号のパルス幅が変化するようになっている。例えば、フィードバック信号のレベルが高くなったときにはパルス幅が狭くなり、逆に、フィードバック信号のレベルが低くなったときにはパルス幅が広くなるようになっている。そして、パルス幅の変化するスイッチング信号にしたがってスイッチング素子１０がスイッチング動作を行うことで、ローパスフィルタの出力電圧が常に一定に制御されるようになっている。
【００３６】
本実施形態によれば、周期または周波数が異なる複数の信号を予め設定された順序で切替てスイッチング動作を行っているため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでノイズレベルを低減させることができるとともに、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる。
【００３７】
なお、周波数の相異なる信号を選択する順序を設定するに際しては、各周波数が選択されたときのスイッチングノイズを測定し、この測定値を基にノイズの低減に合った選択パターンを設定することができる。
【００３８】
また、信号発生器としては、鋸波を発生する信号発生器の代わりに、波形が一定の傾きを有する信号、例えば、三角波を発生する三角波発生器を用いることもできる。
【００３９】
次に、本発明の第２実施形態を図２にしたがって説明する。本実施形態は、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって、鋸波による信号を切り替えてスイッチング動作を行うようにしたものであり、他の構成は図１のものと同様である。この場合、鋸波による周波数、ｆ１、ｆ２の信号を発生する信号発生器と、この信号発生器から発生する二つの信号を選択する信号選択手段を実現するに際しては、図３に示すような回路構成（第３実施形態）を採用することができる。
【００４０】
すなわち、比較器１２のプラス入力端子に、信号発生器および信号選択手段として、鋸波発生器１４、カウンタ（バイナリカウンタ）１６を接続する。
【００４１】
鋸波発生器１４は、波形発生器として、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって鋸波による信号をカウンタ１６および比較器１２に出力するようになっている。この場合、鋸波発生器１４から周波数または周期が相異なる信号を発生させるために、鋸波発生器１４には、抵抗Ｒ０、Ｒ１、スイッチＳＷ１、コンデンサＣが設けられている。抵抗Ｒ０、コンデンサＣは、鋸波発生器１４から発生する信号の周期または周波数を時定数にしたがって決定する時定数回路として構成されており、抵抗Ｒ１は時定数を変更するために、抵抗Ｒ０とスイッチＳＷ１を介して並列に接続されている。
【００４２】
すなわち、鋸波発生器１４から発生する鋸波の周波数ｆ１、ｆ２を決定する時定数Ｃ、ＲのうちＲを抵抗Ｒ０、Ｒ１、スイッチＳＷにより設定し、スイッチＳＷ１の開閉に応じて鋸波の周波数を切り替えるようになっている。例えば、スイッチＳＷ１が開いているときには、時定数Ｃ、Ｒ０に対応する周波数の鋸波が選択され、スイッチＳＷ１が閉じているときには、時定数Ｃ、１／（１／Ｒ０＋１／Ｒ１）に対応する周波数の鋸波が選択されるようになっている。このようなスイッチＳＷ１の選択により、図４に示すように、周波数ｆ１、ｆ２による鋸波の信号が順次発生するようになっている。この場合、スイッチＳＷ１の開閉は、カウンタ１６の出力パルスによって行われるようになっている。カウンタ１６は、鋸波発生器１４から発生する信号を計数するとともに、この計数値と予め設定された設定値とを比較し、この比較結果を基にスイッチＳＷ１を切替るようになっている。
【００４３】
さらに、カウンタ１６は、鋸波発生器１４からの信号の波形の頂点に同期して切替信号としてのパルスを発生するようになっている。すなわち、鋸波の途中でスイッチＳＷ１が切り替えられると、出力電圧が変動するため、鋸波の途中で鋸波の傾きが変化しないように、鋸波の途中ではなく鋸波の頂点、例えば、波形の最高点または最低点でスイッチＳＷ１を開閉するようになっている。したがって、時間とともに一定の傾きで上昇する鋸波を用いた場合、カウンタ１６は鋸波の立ち下がりで動作するため、鋸波の頂点でスイッチＳＷ１を開閉するようにすることで、スイッチングレギュレータの出力電圧の変動を防止することができる。
【００４４】
なお、鋸波の代わりに三角波を用いる場合には、三角波の頂点、すなわち波形の最高点または最低点でスイッチＳＷ１を開閉すれば良いことになる。三角波を発生する三角波発生器は、通常、波形値が予め設定されたしきい値（波形の上限値および下限値）に達した波形を繰り返す（コンデンサへの一定電流での充電／放電を切り替える）ことにより実現している。つまり、コンデンサの電荷を放電しているときに、電圧が波形の下限値に達した時点でコンデンサの放電を充電に切り替える。一方、コンデンサを充電しているときには、電圧が波形の上限値に達した時点でコンデンサの充電を放電に切り替える。したがって、三角波発生器に予め設定されているしきい値との比較結果を基に波形値が予め定められたしきい値（波形の上限値または下限値）に達した時点でカウンタ１６を動作させれば、鋸波の頂点でスイッチＳＷ１が開閉する動作を実現できる。
【００４５】
また、前記実施形態においては、スイッチの開閉によって抵抗値を変えて周波数を変えているが、スイッチＳＷ１の開閉により容量値を変えて周波数を変えることも可能である。ただし、価格の面からみると、コンデンサの価格が抵抗器の価格よりも高いため、複数のコンデンサを切り替えて容量値を変える方式よりも、スイッチの開閉により抵抗値を切り替える方が安価に実現できる。
【００４６】
本実施形態によれば、周期または周波数が二つの信号を予め設定された順序で切り替えてスイッチング動作を行っているため、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでノイズレベルを低減させることができるとともに、常に安定した状態でノイズレベルを低減させることができる。
【００４７】
ここで、本実施形態におけるスイッチングレギュレータの周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図５に示すようなスイッチング波形が得られた。この場合、図４に示すような二つの周波数ｆ１、ｆ２を周期的に切り替えた場合のスペクトラムを導出することとしている。このスペクトラムを導出するに際しては、図６（ａ）、（ｂ）に示すように、周期Ｔでバースト的に周波数ｆ１、ｆ２の信号が交互に発生するときに、各信号の波形を重ね合わせたもの生成するために、包絡線のスペクトラムを求めることとしている。この場合、包絡線は周期関数であるため、以下の級数で表現される。
【００４８】
【数１】
【００４９】
【数２】
【００５０】
【数３】
【００５１】
【数４】
【００５２】
図６（ａ）の波形のスペクトラムは、簡単のために高周波成分を無視し、基本波成分のみを考えると、ｆ＞０の領域では、
【００５３】
【数５】
【００５４】
【数６】
【００５５】
したがって、図４の波形のスペクトラムはＡ１（ｆ）＋Ａ２（ｆ）となり、図５に示すようなスイッチング波形となる。
【００５６】
なお、図５では簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると類推できる。高周波については膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）により求めることとしている。条件（ｆ２＝１．４・ｆ１、Ｔ＝鋸波８周期）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図７に示す。なお、図７における周波数は測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００５７】
図５から、スペクトラムの周波数軸での広がりはＦに比例するが、個々の側波帯の成分の振幅は変化しないことが分かる。つまり、スペクトラム分布のピーク低下の効果はＦに依存しないようにみえる。しかし、図３の実施形態では、鋸波に同期して周波数を切り替えているため、Ｆ＝ｆ１／ｎまたはＦ＝ｆ２／ｎの関係にある。
【００５８】
したがって、ｆ１、ｆ２の第ｉ次高調波成分まで考慮すると、ｎ番目側波帯、つまり、第ｉ次高調波からｎＦだけ離れた側波帯は周波数が第（ｉ−１）次または第（ｉ＋１）次高調波成分と一致してしまい、スペクトラムを拡散する効果が薄れてしまう。この結果、Ｆが低い程、つまりｎが大きい程高い効果が得られることが分かる。この傾向は、ＦＦＴで解析すると明確に現われ、ｎを大きくする程スペクトラム分布のピークが低下すること分かる。しかし、図７に示すように、ｎが４〜８程度でスペクトラム分布のピークの低下の効果は飽和し、それ以上の改善は見られなくなる。これは、図５に示すように、周波数ｆ１、ｆ２の中心の成分の振幅が１番大きく、Ｆすなわちｎによらず一定であることに起因している。
【００５９】
このように、本実施形態によれば、図３に示すような簡単な回路構成によっても、スイッチングレギュレータから発生するスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を低減または削減させることができる。
【００６０】
次に、本発明の第４実施形態を図８にしたがって説明する。本実施形態は、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎであって、鋸波の信号を乱数発生器１８からの信号によって切り替えるようにしたものであり、スイッチＳＷを乱数発生器１８によって切り替え操作するようにした他は、図１と同様である。
【００６１】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、乱数発生器１８によってスイッチＳＷを任意の順序で切り替えることができる。
【００６２】
次に、本発明の第５実施形態を図９にしたがって説明する。
【００６３】
本実施形態は、二つの離散的な周波数ｆ１、ｆ２であって鋸波の信号を選択するために、乱数発生器１８からの信号によってスイッチＳＷを切り替えるようにしたものであり、他の構成は図２のものと同様である。
【００６４】
第５実施形態をデジタル回路で具体化するに際しては、図１０に示すように（第６実施形態）、カウンタ１６の代わりに、鋸波発生器１４に乱数発生器１８が接続されており、鋸波発生器１４から発生する鋸波の信号に同期して動作する乱数発生器１８によってスイッチＳＷ１が切り替えられるようになっている。
【００６５】
乱数発生器１８としては、例えば、シフトレジスタと排他的論理和とを組み合わせてランダムＭ系列による信号を発生する回路などを用いることができる。
【００６６】
ここで、本実施形態におけるスイッチングレギュレータの周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図１１に示すようなスイッチング波形が得られた。
【００６７】
スペクトラムを導出するに際しては、二つの周波数ｆ１、ｆ２をランダムに切り替えた場合のスペクトラムを求めることとしている。この場合、生成される波形はランダムに周波数が切り替えられるため、包絡線は周期性を持たず、独立した矩形パルスの包絡線を持つバースト信号の重ね合わせとして求めている。したがって、包絡線のスペクトラムは単一の矩形パルスと同様に、
【００６８】
【数７】
【００６９】
【数８】
【００７０】
なお、図１１では、簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると類推できる。高調波については、膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）より求めることとしている。条件（ｆ２＝１．４・ｆ１、Ｆ＝ｆ１、ｆ２）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図１２に示す。なお、図１２における周波数は、測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００７１】
図１１から分かるように、図５の包絡線に連続して分布したスペクトアムとなる。また、図１２のＦＦＴの結果も、図７の包絡線にほぼ連続して分布したスペクトラムとなり、その分ピークの値がやや低下していることが分かる。
【００７２】
このように、本実施形態によれば、図１０に示すような簡単な回路構成によっても、スイッチングレギュレータ発生するスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させて、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を低減または削減させることができる。
【００７３】
次に、本発明の第７実施形態を図１３にしたがって説明する。本実施形態は、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎであって鋸波の信号を順次選択してスイッチング信号を生成するための回路をデジタル回路で具体化したものであり、図３とは異なり、鋸波発生器１４に、バイナリラダーとして、複数の抵抗器Ｒ１、・・・、Ｒｎ、スイッチＳＷ１、・・・、ＳＷｍが抵抗器Ｒ０に並列接続されている。なお、本実施形態は、複数の抵抗器および複数のスイッチを設けた他は図３のものと同様である。
【００７４】
本実施形態においては、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが全て開いているときには、時定数Ｃ、Ｒ０に対応する周波数の鋸波が生成され、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍのいずれかが閉じているときには、ＣとＲ０および閉じているスイッチＳＷｉに接続された抵抗（抵抗器）Ｒｉの並列合成抵抗で定まる時定数に対応する周波数の鋸波が生成される。抵抗Ｒｉの並列合成抵抗は、
【００７５】
【数９】
【００７６】
スイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉は、鋸波に同期して動作するカウンタ１６により制御され、鋸波の途中で鋸波の傾きが変化しないようにして、スイッチングレギュレータの出力電圧の変動を防止している。
【００７７】
ここで、個々の抵抗Ｒｉの値は、以下の式で示すように、
【００７８】
【数１０】
【００７９】
特に、個々の抵抗Ｒｉの値は、次の式に示すように、
【００８０】
【数１１】
【００８１】
次に、本発明の第８実施形態を図１４にしたがって説明する。本実施形態は、図１３に示すスイッチングレギュレータのうち比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをデジタル回路でＬＳＩ（集積回路）２０に集積化するに際して、接地側に配置されていたスイッチＳＷ１〜ＳＷｍをホット側に配置したものであり、他の構成は図１３のものと同様である。
【００８２】
本実施形態によれば、比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをＬＳＩ２０に集積化するに際して、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍをホット側に配置するようにしたため、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが接地側に配置されているものを集積化するときよりも、配線に要する面積を少なくすることができる。
【００８３】
さらに、比較器１２、鋸波発生器１４、カウンタ１６、スイッチＳＷ〜ＳＷｍをＬＳＩ化することにより部品点数を削減することができ、価格、故障率、寸法を低減することができる。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍはトランジスタ（バイポーラまたはＦＥＴ）で実現できる。
【００８４】
また、鋸波発生器１４の鋸波の周波数を決定する場合、抵抗Ｒ０の値に大きく依存しているため、Ｒ０に比べて抵抗Ｒ１〜Ｒｍの精度は要求されない。このため、図１５の実施形態（第９実施形態）に示すように、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍとともに抵抗Ｒ１〜ＲｍをＬＳＩ２０に内蔵することができる。通常、ＬＳＩに内蔵された抵抗はトリミングなしで数１０％の精度しか得られないが、時定数を変更するだけに用いる抵抗としては十分な精度である。
【００８５】
本実施形態によれば、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎによる信号を生成する場合でも、抵抗およびスイッチの数を多くすることで対応することができ、部品点数、価格、故障率、寸法を低減しながらスイッチングレギュレータのスイッチングノイズ拡散効果を大幅に高めることができる。
【００８６】
図１３〜図１５に示す実施形態においては、抵抗Ｒ０の他に、バイナリラダーとして３本の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を追加することで、２３通り、すなわち８つの周波数ｆ１〜ｆ８の信号を生成することができる。
【００８７】
さらに、図１５の実施形態では、抵抗Ｒ１〜ＲｍをＬＳＩ２０に内蔵しているため、複数の離散的な周波数を生成するにも多くの抵抗を内蔵することができ、実用的回路規模でスイッチングレギュレータのスイッチングノイズ拡散効果を高めることができる。例えば、１０２４通りの周波数を実現するために必要な抵抗の本数、ｍ＝１０も実用的な回路規模で実現することができる。
【００８８】
図１３〜図１５に示す実施形態において、８つの周波数ｆ１〜ｆ８をスイッチング周波数として順次切替るに際しては、図１６に示すように、各周波数を昇順に切り替える方式、つまり、鋸波による信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択する方式を採用したり、あるいは、図１７に示すように、８つの周波数ｆ１〜ｆ８の信号を昇順、降順に交互に切り替える方式、すなわち鋸波の信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択し、その後、周波数の高い信号から順次周波数の低い信号を選択することを繰り返す方式を採用することができる。
【００８９】
ここで、図１３ないし図１５に示す実施形態におけるスイッチングレギュレータについて昇順に周波数を切り替える方式と、昇順と降順に従って交互に周波数を切り替える方式を適用し、周波数スペクトラムを代数学的に求めたところ、図１８に示すようなスイッチング波形が得られた。
【００９０】
この場合、スペクトラムを導出するに際しては、多数の周波数を周期的に切り替えて全てのスペクトラムを求めるのは煩雑となるため、対象とする波形を中心周波数ｆ０の搬送波を周波数Ｆの正弦波で周波数変調されたものと近似している。
【００９１】
このとき波形の振幅を１とすると、スペクトラムは、
【００９２】
【数１２】
【００９３】
【数１３】
【００９４】
なお、図１８では、簡単のために、基本波のみのスペクトラムを求めているが、高調波についても同様な傾向があると推定できる。高調波については、膨大な数の周波数成分の組み合わせを考慮しなければならないため、代数学的に求めるのは困難であり、数値解析（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）により求めることとしている。条件（ｆ８＝１．４・ｆ１、図１６の周波数変換）のときのスイッチング波形（デューティ３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図１９に示す。同様に、条件（ｆ８＝１．４・ｆ１、図１７の周波数変化）のときのスイッチング波形（デューティ比３０％、矩形波）のＦＦＴの結果を図２０に示す。なお、図１９および図２０における周波数は測定された周波数をスイッチング周波数で正規化した値を示している。
【００９５】
図１８よりベッセル関数の特性からβが大きくなると裾野が広がり、ピークが低くなってスイッチングノイズのスペクトラム拡散効果が高まることが分かる。
【００９６】
ここで、図１６に示すように、昇順に周波数を切り替える方式と、図１７に示すように、昇順と降順とを交互に繰り返す方式とを比較すると、図１６に示す方式では、Ｆ＝ｆ０／ｎであるのに対して、図１７に示す方式ではＦ＝ｆ０／２ｎとなる。β＝Δｆ／Ｆであることから、図１７に示す方式ではβを大きくし、スイッチングノイズ拡散効果が図１６の方式よりも高いことが分かる。このことは、数値解析（ＦＦＴ；高速フーリエ変換）の結果でも示され、図２０に示すように、昇順と降順とを交互に繰り返した方式のスペクトラムは、図１９に示すように、昇順にしたがった方式によるスペクトラムよりも拡散されたものとなり、ピーク値も低減されている。
【００９７】
なお、図２０においては、スイッチングノイズのスペクトラム拡散（ディザ）なしの場合のスペクトラム（周波数が一定のときのスペクトラム）を対比のために破線で示しているが、この破線の特性と、周波数を順次切り替える方式のもの（実線）とを比較すると、本発明によれば、第２高調波で約７ｄＢ、第３高調波以降で約１０ｄＢのノイズ低減効果があることが分かる。
【００９８】
なお、実際に使用した回路による実験でも同様な効果が得られており、参考までに、発明者らが実験した回路では、Ｒ０＝１０ｋΩに対して、Ｋｒ＝４００ｋΩとし、安価に入手可能なＥ２４系列の抵抗値を用いて、Ｒ１＝２００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｒ３＝５１ｋΩとしている。
【００９９】
このように、本実施形態によれば、実用的規模の回路構成でスイッチングレギュレータのスイッチングノイズのスペクトラムを拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させることでスイッチングノイズの振幅を常に安定した状態で低減させることができる。
【０１００】
次に、本発明の第１０実施形態を図２１にしたがって説明する。本実施形態は、図８に示す実施形態を、デジタル回路を用いて具体化したものであって、図１３に示すカウンタ１６の代わりに乱数発生器１８を設けたものであり、他の構成は図１３のものと同様である。すなわち、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉を、鋸波に同期して動作する乱数発生器１８によって制御するようになっている。
【０１０１】
本実施形態によれば、ｍ本の抵抗を乱数発生器１８からの切り替え信号（パルス）よってランダムに切り替えているため、２ｍ個の離散的な周波数をランダムに切り替えることで、さらに広い範囲にスイッチングノイズの成分を分散させることができ、スイッチングノイズのピークをさらに低減させることができる。
【０１０２】
次に、各実施形態によるスイッチングノイズのスペクトラム拡散効果を比較すると、図２、図９に示すように、２つの周波数を切り替える方式の場合には、スペクトラムの分布は、図５、図１０に示すように、ｓｉｎｃ（ｘ）となる。
【０１０３】
一方、図１、図８、図１３に示すように、複数の周波数ｆ１〜ｆｎを順次切り替える方式の場合には、スペクトラムの分布は図１８に示すようにベッセル関数となる。
【０１０４】
前者の包絡線は単峰であり、中心周波数の成分の振幅が最も大きくなる。それに対して後者の包絡線はβが小さいときには単峰性であるが、βが大きくなると双峰となるだけでなく、ピークが低く、裾野が広がり、スイッチングノイズのスペクトラムの拡散効果が高まることが分かる。
【０１０５】
すなわち、β＝Δｆ／Ｆであるため、Δｆを大きくするか、Ｆを小さくすることによりβを大きくすることができる。しかし、Δｆを大きくするとスイッチングレギュレータの動作周波数範囲を広くしなければならないため、設計が困難になる。また周波数を鋸波に同期して切り替えているため、
【０１０６】
【数１４】
【０１０７】
以上のことを考慮すると、実用的な回路規模、すなわちｍ本の抵抗を追加することで、ｎ＝２ｍ通りの周波数を実現できる本方式の優位性が明らかとなる。
【０１０８】
さらに、図１５に示す実施形態においては、抵抗の数を増加させるためのコストを大幅に減らすことができ、さらに高い効果を得ることができる。
【０１０９】
また、図８に示すように、乱数発生器１８によって周波数をランダムに切り替える場合、スペクトラムが連続的に分布し、その分ピークの振幅を低減させることができる。
【０１１０】
ただし、図１７に示すように、離散的な周波数の数ｎを大きくし、昇順、降順にしたがって交互に周波数を切り替えてＦを小さくする方式の方がはるかに大きな効果が得られる。また昇順、降順にしたがって周波数を交互に切り替える方式の場合、周波数をランダムに切り替えなくても周波数をランダムに切り替える以上に大きな効果を得ることができる。
【０１１１】
すなわち、周波数をランダムに切り替えた場合、スペクトラムの拡散効果は確定したものではなく、乱数の系列に大きく依存するためである。またｍ本の抵抗をＬＳＩ２０に内蔵することで、量産効果をより高めることができる。
【０１１２】
以上第１実施形態ないし第１０実施形態においては、降圧型スイッチングレギュレータについて述べたが、鋸波や三角波などの一定の傾きを有する参照波形（参照信号）と出力電圧とを比較してスイッチングパルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）による昇圧型スイッチングレギュレータ、ＤＣ／ＤＣコンバータなどのスイッチングによる電力変換装置に本発明を適用する場合、電力変換装置の参照波形の周期を前記実施形態と同様にして切り替える機能を持たせることで実現することができる。
【０１１３】
また、フィードバック型のスイッチングレギュレータに限らず、インバータなどの電圧フィードバックを持たないスイッチングによる電力変換装置にも参照波形の周期を前記各実施形態と同様にして切り替える機能を持たせることで、本発明を適用することができる。この場合、本発明を適用することにより、これら電力変換装置のスイッチングノイズのピークを低減できることは勿論のことである。
【０１１４】
例えば、図２２に示すように、一定のデューティサイクルの矩形波の信号であって、複数の離散的な周波数ｆ１〜ｆｎの信号をスイッチＳＷによって切り替えて選択し、選択された信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させる構成を採用することができる。
【０１１５】
本実施形態によれば、高い電圧安定度は要求されない直流電圧変換用電力変換装置のスイッチングノイズのピークを簡単な回路構成によって低減することができる。
【０１１６】
具体的には、図２３に示すように、信号発生器および信号選択手段として、矩形波発生器２２とカウンタ１６を設け、矩形波発生器２２から周波数ｆ１〜ｆｎの矩形波による信号をスイッチング素子１０に出力するとともに、この信号に同期してカウンタ１６を動作させることで、周波数ｆ１〜ｆｎで矩形波の信号によってスイッチング素子１０をスイッチング動作させることができる。
【０１１７】
矩形波発生器２２を実現するに際しては、例えば、原周波数（基準周波数）を分周する分周器による方法と、時定数ＣＲに従って発振周波数が変化する発振回路による方法とが考えられる。分周器による方法を用いる場合には、カウンタ１６の出力によって矩形波発生器２２を構成する分周器の分周比を制御すれば良いことになる。
【０１１８】
一方、時定数ＣＲに従って発振周波数が変化する発振回路による方法を採用する場合には、図２４に示すように、矩形波発生器２２に時定数回路としての抵抗Ｒ０、Ｃを設けるとともに、時定数を変更するための抵抗Ｒ１〜Ｒｍ、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍを設ける構成を採用することができる。そしてカウンタ１６の出力パルスによりスイッチＳＷ１〜ＳＷｍの開閉を制御することで周波数ｆ１〜ｆｎであって矩形波による信号を順次切り替えて出力することができる。
【０１１９】
また、昇圧型スイッチングレギュレータを構成するに際しては、図２５に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣｆとの間にフリーホイールダイオードＤを挿入し、リアクトルＬとフリーホイールダイオードＤとの接続点にスイッチング素子１０の一端を接続し、スイッチング素子１０の他端を接地し、比較器１２の出力によってスイッチング素子１０のスイッチング動作を制御する構成を採用することができる。
【０１２０】
フィードバック系がない昇圧型電圧変換回路に本発明を適用する場合には、図２６に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣｆとの間にフリーホイールダイオードＤを挿入し、リアクトルＬとフリーホイールダイオードＤとの接続点にスイッチング素子１０を接続し、スイッチング素子１０の他端を接地し、矩形波発生器２２からの矩形波をスイッチング素子１０に印加する構成を採用することができる。
【０１２１】
また、絶縁型のスイッチングレギュレータに本発明を適用するに際しては、図２７に示すように、スイッチング素子１０とリアクトルＬとの間にトランス２６を挿入するとともに、トランス２６の二次側をダイオードＤｒを介してリアクトルＬに接続し、抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとの接続点に絶縁アンプとしてのアイソレータ２８を挿入し、アイソレータ２８を比較器１２のマイナス入力端子に接続する構成を採用することができる。
【０１２２】
同様にして、絶縁型のスイッチングレギュレータに本発明を適用する場合であって、フィードバック系をなくす場合には、図２８に示すように、絶縁型電圧変換回路にも本発明を適用することができる。
【０１２３】
またさらに、図２８に示す絶縁型電圧変換回路から整流回路をなくすことで、図２９に示すように、直流を交流に変換するインバータにも本発明を適用することができる。
【０１２４】
次に、本発明に係るスイッチングレギュレータの応用例を図３０ないし図３２にしたがって説明する。図３０は、前記いずれかの実施形態によって構成されたスイッチングレギュレータ１０１を用いた電子装置１００の実施形態である。電子装置１０は、スイッチングレギュレータ１０１と、スイッチングレギュレータ１０１の負荷となる電子回路１０２とから構成されている。スイッチングレギュレータ１０１は１２Ｖ（１４Ｖ）または４２Ｖの直流電圧を５Ｖ、３．３Ｖ、３．５Ｖ、１．８Ｖの直流電圧に変換して出力するようになっている。電子回路１０２は、例えば、自動車のエンジン、自動変速機、ブレーキなどを制御するための制御手段として、スイッチングレギュレータ１０１から５Ｖ、３．３Ｖ、２．５Ｖまたは１．８Ｖの電圧を入力して動作するようになっている。
【０１２５】
電子装置１０２、スイッチングレギュレータを搭載するに際して、従来、スイッチングノイズの発生などの問題から、シリーズドロッパ型のレギュレータが多く採用されていた。この場合、入力電圧を１２Ｖ、出力電圧５Ｖ、出力電流１Ａとすると、（１２−５）・１＝７Ｗという電力損失に伴う熱が発生する。このような熱が発生すると、電子機器の小型化が進む中で、内部発熱は小型化の上で大きな障害となる。また自動車の電源電圧は４２Ｖとなる傾向にあり、電源電圧が４２Ｖとなると、（４２−５）・１＝３７Ｗもの電力損失に伴う熱が発生する。これらの趨勢を踏まえると、自動車の制御用の電子装置１００には、ノイズレベルの低いスイッチングレギュレータ１０１が必須となる。
【０１２６】
簡単な回路構成でスイッチングノイズが低減されたスイッチングレギュレータ１０１を用いれば、図３１に示すように、スイッチングレギュレータ１０１の出力を電子回路１０２とは異なる要素、例えば、センサの電源として外部に引き出す場合でも、スイッチングレギュレータ１０１から発生するスイッチングノイズレベルが極めて低いので、電源供給線を介して外部にスイッチングノイズが漏れるのを抑制することができる。
【０１２７】
また、電子装置１００に近接してラジオなどの受信装置２０３が配置されている場合でも、スイッチングレギュレータ１０１のスイッチング周波数が中波ＡＭ放送帯よりも低い周波数の場合には、スイッチングレギュレータ１０１から受信装置２０３に混入するスイッチングノイズの高調波成分を抑制することができ、スイッチングノイズによる妨害を抑制することができる。
【０１２８】
前記各実施形態のうち比較器１２、カウンタ１６、鋸波発生器１４などをデジタル回路で構成したものは、小さな面積で実現でき、特に、集積回路化に適した回路構成とすることができる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチングノイズのピークを周波数領域で拡散させ、ノイズのエネルギーを分散させてノイズレベルを常に安定した状態で低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１実施形態を示す回路構成図である。
【図２】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第２実施形態を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第３実施形態を示す回路構成図である。
【図４】鋸波の波形図である。
【図５】２つの周波数を用いたときのスペクトラムを示す波形図である。
【図６】図５に示すスペクトラムの導出方法を説明するための波形図である。
【図７】ＦＦＴによるスペクトラムの波形図である。
【図８】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第４実施形態を示す回路構成図である。
【図９】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第５実施形態を示す回路構成図である。
【図１０】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第６実施形態を示す回路構成図である。
【図１１】代数学的方法によってスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１２】ＦＦＴを用いてスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第７実施形態を示す回路構成図である。
【図１４】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第８実施形態を示す回路構成図である。
【図１５】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第９実施形態を示す回路構成図である。
【図１６】昇順にしたがって周波数を変化させる方法を説明するための図である。
【図１７】昇順と降順を交互に切り替える方式を説明するための図である。
【図１８】代数学的方法によってスペクトラムを導出したときの波形図である。
【図１９】昇順方式によって周波数を変化させたときのスペクトラムをＦＦＴを用いて導出したときの波形図である。
【図２０】昇順と降順を交互に切り替える方式を用いたときのスペクトラムをＦＦＴを用いて導出したときの波形図である。
【図２１】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１０実施形態を示す回路構成図である。
【図２２】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１１実施形態を示す回路構成図である。
【図２３】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１２実施形態を示す回路構成図である。
【図２４】本発明に係る降圧型スイッチングレギュレータの第１３実施形態を示す回路構成図で有る。
【図２５】本発明に係る昇圧型スイッチングレギュレータの実施形態を示す回路構成図である。
【図２６】本発明に係る昇圧型スイッチングレギュレータの他の実施形態を示す回路構成図である。
【図２７】本発明に係る絶縁型スイッチングレギュレータの実施形態を示す回路構成図である。
【図２８】本発明に係る絶縁型電圧変換回路の実施形態を示す回路構成図である。
【図２９】本発明に係るＤＣ−ＡＣインバータの実施形態を示す回路構成図である。
【図３０】本発明に係るスイッチングレギュレータの応用例を示すブロック構成図である。
【図３１】本発明に係るスイッチングレギュレータの他の応用例を示すブロック構成図である
【図３２】本発明に係るスイッチングレギュレータの他の応用例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ スイッチング素子
１２ 比較器
１４ 鋸波発生器
１６ カウンタ
１８ 乱数発生器
２０ ＬＳＩ
２２ 矩形波発生器
２６ トランス
２８ アイソレータ
Ｄ フリーホイールダイオード
Ｌ リアクトル
Ｃｆ コンデンサ
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
Claims (26)
- 周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号に応答して入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路とを備えてなる電力変換装置。
- 請求項１に記載の電力変換装置において、前記信号発生器から発生する複数の信号は、矩形波による信号であることを特徴とする電力変換装置。
- 入力電圧をスイッチング信号に応答してスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、周波数が離散的に相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号と前記フィルタ回路の出力電圧を基に得られたフィードバック信号とを比較することによりスイッチング信号を生成して前記スイッチング素子に出力する比較器とを備えてなる電力変換装置。
- 請求項３に記載の電力変換装置において、前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が一定の傾きを有する信号であることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項３に記載の電力変換装置において、前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が鋸波による信号であることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項３に記載の電力変換装置において、前記信号発生器から発生する複数の信号は、波形が三角波による信号であることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項４、５または６のうちいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号をその波形の頂点で選択してなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜７のうちいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記信号選択手段は、前記信号発生器から発生する信号のうち周波数の低い信号から順次周波数の高い信号を選択し、その後周波数の高い信号から順次周波数の低い信号を選択することを繰り返してなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項３に記載の電力変換装置において、前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号を計数するとともにこの計数値と予め設定された設定値とを比較しこの比較結果を基に前記信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力するカウンタと、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項３に記載の電力変換装置において、前記信号発生器と前記信号選択手段は、三角波または鋸波による信号を発生する波形発生器と、該波形発生器から発生する信号の周期を時定数に従って決定する時定数回路と、前記時定数を変更するための複数の抵抗器と、前記波形発生器から発生する信号の波形の頂点に同期して切り替え信号を出力する乱数発生器と、前記切り替え信号に応答して前記複数の抵抗器の中の指定の抵抗器を前記時定数回路に付加する複数のスイッチとから構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項９に記載の電力変換装置において、前記カウンタはバイナリカウンタであることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項９または１１に記載の電力変換装置において、前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなることを特徴とする電力変換装置
- 請求項９または１１に記載の電力変換装置において、前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記カウンタは、単一の半導体チップ上に構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１０に記載の電力変換装置において、前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１０に記載の電力変換装置において、前記波形発生器と、前記比較器と、前記複数の抵抗器と、前記複数のスイッチと、前記乱数発生器は、単一の半導体チップ上に構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項９、１０、１１、１２、１３、１４または１５のうちいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記複数の抵抗器と前記複数のスイッチはそれぞれ一つずつ直列に接続されているとともに、各直列接続された抵抗器とスイッチは互いに並列接続されてなること特徴とする電力変換装置。
- 請求項１６に記載の電力変換装置において、前記各抵抗器の抵抗値は、それぞれ他の抵抗器を並列接続したときの並列合成抵抗値とは異なる値であることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１７に記載の電力変換装置において、前記各抵抗器の抵抗値Ｒｉは、Ｒｉ＝Ｋｒ・２−ｉの関係にあることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項２に記載の電力変換装置において、前記信号発生器は、原周波数を分周する分周器で構成されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜１９のうちいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記スイッチング素子と前記フィルタ回路との間にトランスが挿入されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜１９のうちいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記フィルタ回路はリアクトルとコンデンサを備え、前記リアクトルの一端側は入力側に接続され、前記リアクトルの他端側は前記コンデンサを介して接地されているとともに、前記スイッチング素子を介して接地されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜２１のうちいずれか１項に記載の電力変換装置と、該電力変換装置から電力の供給を受けて動作する電子回路とを備えてなることを特徴する電子装置。
- 請求項２２に記載の電子装置において、前記電力変換装置の出力は前記電子回路とは異なる要素の電源として外部に引き出されてなることを特徴とする電子装置。
- 請求項２２に記載の電子装置において、前記電力変換装置の出力は受信装置に近接して配置されてなることを特徴とする電子装置。
- 請求項２２に記載の電子装置において、前記電子回路は、自動車のエンジン、自動変速機、ブレーキのうち少なくとも一つを制御する制御手段を構成してなることを特徴とする電子装置。
- 請求項２５に記載の電子装置を備えてなることを特徴とする自動車。
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