KR20060049384A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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KR20060049384A
KR20060049384A KR1020050101358A KR20050101358A KR20060049384A KR 20060049384 A KR20060049384 A KR 20060049384A KR 1020050101358 A KR1020050101358 A KR 1020050101358A KR 20050101358 A KR20050101358 A KR 20050101358A KR 20060049384 A KR20060049384 A KR 20060049384A
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KR
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switching element
voltage
control circuit
winding
power supply
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KR1020050101358A
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유키히로 니시가와
케사노부 쿠와바라
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후지 덴키 디바이스 테크놀로지 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은 광범위한 직류 입력 전압에 대하여 저손실 또한 고효율이며, 잡음의 저감 및 소형 경량화를 가능하게 한 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
직류 전원(1)의 양단에 접속된 스위칭 소자(2, 3)의 직렬 회로와 절연 변압기(4A)와 제어 회로(14, 16)를 구비하고, 각 제어 회로에 의해 주스위칭 소자(2), 부스위칭 소자(3)를 교대로 온, 오프하여 권선(4a)에 발생하는 전압을 정류 평활하여 부하(7)에 공급한다. 절연 변압기(4A)는 일차측의 권선(4d)을 구비하고, 주제어 회로(14)는 권선(4d)의 전압을 신호 전압으로 하여 부하(7)에 공급되는 직류 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자(2)를 온, 오프시키고, 부제어 회로(16)는 부스위칭 소자(3)의 양단 전압이 기준 전압보다 저하되었을 때에 부스위칭 소자(3)를 온시킨다. 주제어 회로(14)의 전원 전압을, 권선(4d)의 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 부제어 회로(16)의 전원 전압을 주스위칭 소자(2)의 온 동작을 이용하여 얻는다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태를 도시한 회로도.
도 2는 도 1에 있어서의 부제어 회로의 구성도.
도 3은 제1 실시 형태에 있어서의 다이오드(5a)의 전류 파형을 모식적으로 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 제2 실시 형태를 도시한 회로도.
도 5는 제2 실시 형태의 동작을 도시한 파형도.
도 6은 제2 실시 형태에 있어서의 구동 임계치에 대한 부스위칭 소자의 스위칭 주파수 및 드레인 소스간 피크 전압의 관계를 도시한 도면.
도 7은 제2 실시 형태에 있어서의 구동 임계치에 대한 각 스위칭 소자의 드레인 전류의 피크값의 관계를 도시한 도면.
도 8은 제2 실시 형태에 있어서의 구동 임계치에 대한 각 스위칭 소자의 드레인 전류의 실효값의 관계를 도시한 도면.
도 9는 본 발명의 제3 실시 형태의 주요부를 도시한 회로도.
도 10은 본 발명의 제4 실시 형태의 주요부를 도시한 회로도.
도 11은 본 발명의 제5 실시 형태를 도시한 회로도.
도 12는 본 발명의 제6 실시 형태의 동작을 도시한 파형도.
도 13은 제1 종래 기술을 도시한 회로도.
도 14는 도 13에 있어서의 다이오드(5a)의 전류 파형을 모식적으로 도시한 도면.
도 15는 제2 종래 기술을 도시한 회로도.
도 16은 도 15의 동작을 도시한 파형도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 직류 전원
2 : 주스위칭 소자
3 : 부스위칭 소자
4A, 4B : 절연 변압기
4a∼4e : 권선
5a, 5b, 15, 17 : 다이오드
6, 11, 13 : 평활 콘덴서
7 : 부하
8 : 전압 검출 회로
9 : 기동 회로
12 : 강압 회로
14 : 주제어 회로
16, 16A, 16B, 16C : 부제어 회로
160 : 정전류원
161, 162 : 분압 저항
163, 166 : 비교기
164, 167 : 기준 전원
165 : 콘덴서
168 : 게이트 드라이버
169 : 저항
170 : 제너다이오드
171, 179 : 다이오드
172, 173, 174, 178, 180, 181 : 저항
175, 177, 182, 183, 184 : 트랜지스터
18, 20 : 콘덴서
19 : 인덕터
본 발명은, 직류 전원으로부터 절연된 직류 출력을 얻는 스위칭 전원 장치 등의 전력 변환 장치에 관한 것이다.
도 13은 이 종류의 전력 변환 장치의 제1 종래 기술이며, 후술하는 특허 문헌 1에 기재된 스위칭 전원 장치와 거의 동일한 회로 구성을 도시하고 있다. 이 회로는 플라이백 컨버터라고 불리는 회로를 응용한 것으로, 주스위칭 소자(2)와 부스 위칭 소자(3)가 온, 오프를 교대에 반복하고, 주스위칭 소자(2)가 온일 때에 변압기(4)에 축적된 여자(勵磁) 에너지를 주스위칭 소자(2)가 오프일 때에 방출하여 부하에 직류 전력을 공급하는 것이다.
도 13에 있어서, 1은 교류 전원 전압을 정류 평활 등을 함으로써 얻어지는 직류 전원, 2는 MOSFET 등의 주스위칭 소자, 3은 그 부스위칭 소자, 4는 권선(4a∼4e)을 갖는 절연 변압기, 5a, 5b는 다이오드, 6, 10은 콘덴서이다.
또한, 30은 주제어 회로이며, 장치의 출력 전압[콘덴서(6)의 전압]이 입력되어 그 값을 일정값으로 유지하도록 주스위칭 소자(2)를 온, 오프 제어한다. 40은 주스위칭 소자(2)와는 반대의 논리로 부스위칭 소자(3)를 온, 오프 제어하는 부제어 회로이다.
부제어 회로(40)는 변압기(4)의 권선(4e), 콘덴서(41, 45), 저항(42, 44), 인덕터의 일종인 비드(43) 및 트랜지스터(46)에 의해 구성되어 있으며, 권선(4e)의 양단에 콘덴서(41, 45)의 각 일단이 접속되어 있다.
이 종래 기술 동작을 약술하면, 기동시에는 주제어 회로(30) 내의 기동용 저항(도시하지 않음)을 통해 주스위칭 소자(2)의 게이트에 전압이 인가되고, 주스위칭 소자(2)가 턴온된다. 이것에 따라, 변압기의 권선(4a, 4d)에 상호 동극성 전압이 발생하고, 주스위칭 소자(2)가 온 상태가 되는 동시에, 권선(4a)에 여자 에너지가 축적된다. 동시에, 권선(4c)에 발생한 전압이 다이오드(5b) 및 평활 콘덴서(6)에 의해 정류 평활되어 부하에 공급된다.
또한, 주제어 회로(30)에 의해 주스위칭 소자(2)가 오프되면, 권선(4a)에 축 적되어 있던 여자 에너지가 권선(4b)을 통해 전기 에너지로서 방출되고, 다이오드(5a) 및 평활 콘덴서(6)에 의해 정류 평활되어 부하에 공급된다.
권선(4a)에 축적된 여자 에너지가 권선(4b)을 통해 모두 방출되면, 권선(4d)에 기동시에 발생한 전압과 동일한 극성의 전압이 발생하고, 주제어 회로(30)를 통해 주스위칭 소자(2)가 턴온된다. 이와 같이, 주스위칭 소자(2)의 온, 오프 동작에 따라 전기 에너지가 부하에 공급된다.
다음에, 부스위칭 소자(3)의 동작을 설명한다.
주스위칭 소자(2)의 턴오프에 따라, 부제어 회로(40) 내의 권선(4e)에 주스위칭 소자(2)가 온일 때와는 반대 극성의 전압이 발생하고, 이 전압이 콘덴서(41), 저항(42), 비드(43)를 통해 부스위칭 소자(3)의 게이트에 인가되며, 부스위칭 소자(3)가 턴온된다. 이것에 의해 변압기(4)의 리케이지 인덕턴스에 축적되어 있던 에너지를 콘덴서(10)가 흡수되기 때문에, 주인스위칭 소자(2)에 서지(surge) 전압이 인가되는 것을 방지하고 있다.
또한, 변압기(4)의 리케이지 인덕턴스와 콘덴서(10)가 직렬 공진함으로써, 콘덴서(10)에 흡수된 에너지는 변압기(4) 및 다이오드(5a), 평활 콘덴서(6)를 통해 부하측으로 방출된다.
상기 권선(4e)에 발생한 전압은 시정수 회로를 구성하는 저항(44) 및 콘덴서(45)의 직렬 회로에 인가되고, 콘덴서(45)가 충전된다. 그리고, 콘덴서(45)의 전압이 트랜지스터(46)의 임계치 전압에 도달하면, 트랜지스터(46)가 턴온된다.
트랜지스터(46)의 온에 의해 부스위칭 소자(3)의 게이트-소스간의 전위차가 없어지며, 권선(4e)으로부터 부스위칭 소자(3)의 게이트에 인가되어 있던 전압이 소실되고, 부스위칭 소자(3)는 급속히 턴오프된다. 여기서, 권선(4e)에 전압이 발생하고 나서 콘덴서(45)의 전압이 트랜지스터(46)의 임계치 전압에 도달하기까지의 시간이 저항(44) 및 콘덴서(45)로 이루어지는 시상수 회로의 시상수이다.
또한, 도 14는 도 13의 종래 기술에 있어서의 다이오드(5a)를 흐르는 전류의 파형을 모식적으로 도시한 것이다.
다음에, 도 15는 제2 종래 기술이며, 후술하는 특허 문헌 2에 기재된 스위칭 전원 장치와 동일한 회로 구성을 도시하고 있다.
도 15에 있어서, 4'는 권선(4a, 4b, 4e)을 갖는 변압기, 60은 부제어 회로이다. 이 부제어 회로(60)는 상기 권선(4e), 저항(61, 63), 콘덴서(62), 다이오드(64), 트랜지스터(65) 및 제너다이오드(66)에 의해 구성되고, 제너다이오드(66)의 캐소드가 부스위칭 소자(3)의 게이트에 접속되어 있다. 또한, 50은 교류 전원으로부터 직류 전원을 얻기 위한 다이오드 브릿지, 11은 평활 콘덴서이다.
또한, 주스위칭 소자(2)의 제어 회로(주제어 회로)는 도시를 생략하고 있다.
이 종래 기술의 동작을 도 16을 참조하면서 설명한다. 또한, 도 16에 있어서, ID2는 주스위칭 소자(2)의 드레인 전류, VDS2는 그 드레인 소스간 전압이다.
Va는 변압기(4')의 권선(4e) 전압이며, 그 극성은 감기 시작하면서부터 다 감은 방향으로 전압이 발생하는 방향을 양으로 취하고 있다. VGS3은 부스위칭 소자(3)의 게이트 소스간 전압, ID3은 그 드레인 전류이다. ID0은 다이오드(5a)의 전류이 다. 또한, 점선으로 도시한 Im은 변압기(4')에 흐르는 여자 전류이다.
우선, 도 16의 시각 t＝t1∼t2의 기간은 주스위칭 소자(2)가 온되어 있는 기간이며, 변압기(4')의 권선(4a)에 여자 에너지가 축적된다. 동시에, 권선(4e)에는 수식 1에 의해 표시되는 음의 전압(Va)이 발생한다.
[수식 1]
Va＝-(평활 콘덴서(11)의 양단 전압)×(권선(4e)의 권수)/(권선(4a)의 권수)
이 사이에, 부스위칭 소자(3)의 게이트 소스간 전압 VGS3은 제너다이오드(66)의 순서 방향 전압에 의해 역 바이어스되어 있으며, 부스위칭 소자(3)는 오프되어 있다.
다음에, 시각 t＝t2∼t3 : 의 기간은 주스위칭 소자(2)가 턴오프됨으로써, 변압기(4')의 권선(4a)에 흐르고 있던 전류가 부스위칭 소자(3)의 보디다이오드 → 콘덴서(10) → 권선(4a)의 경로로 전류된다. 이 사이, 권선(4e)의 전압(Va)은 음에서 양으로 반전된다. 이 때의 전압(Va) 값은 대략 수식 2에 의해 표시된다.
[수식 2]
Va＝＋(평활 콘덴서(6)의 양단 전압)×(권선(4e)의 권수)/(권선(4b)의 권수)
그 결과, 부스위칭 소자(3)의 게이트 소스간 용량은 저항(63)을 통해 충전되고, 그 전압 VGS3이 부스위칭 소자(3)의 구동 임계치 전압을 넘으면 부스위칭 소자 (3)는 온된다. 또한, 부스위칭 소자(3)의 드레인 전류 ID3이 음인 기간에 변압기(4')의 리케이지 인덕턴스에 축적되어 있던 에너지를 콘덴서(10)로 흡수하기 때문에, 주스위칭 소자(2)의 드레인 소스간 전압 VDS2에는 서지 전압이 발생하지 않는다.
또한, 변압기(4')의 리케이지 인덕턴스와 콘덴서(10)가 직렬 공진함으로써, 부스위칭 소자(3)의 드레인 전류 ID3이 양의 기간에 있어서 콘덴서(10)에 흡수된 에너지는 변압기(4') 및 다이오드(5a), 평활 콘덴서(6)를 통해 부하측으로 방출된다. 이 에너지가 완전히 방출된 시점에서 트랜지스터(65)가 온되어 부스위칭 소자(3)를 오프시키도록 저항(61) 및 콘덴서(62)로 이루어지는 시상수 회로의 시상수를 설정해 둔다.
시각 t＝t3∼t4의 기간은, 트랜지스터(65)는 온 상태로 있으며, 부스위칭 소자(3)는 오프되어 있다. 이 사이에, 전술한 t1∼t2의 기간에 변압기(4')에 축적된 에너지는 다이오드(5a), 평활 콘덴서(6)를 통해 부하측으로 방출된다.
시각 t＝t4에 의해 주스위칭 소자(2)가 온되며, 이후, 같은 동작이 반복된다.
[특허문헌 1] 일본 특허 제3387456호 공보(단락 [0024]∼[0037], 도 1, 도 2등)
[특허 문헌 2] 일본 특허 공개 평 제11-285248호 공보(단락 [0034]∼[0047], 도 1, 도 3 등)
전술한 제1, 제2 종래 기술에서는 직류 전원 전압(도 13에 있어서의 직류 전원(1)의 전압, 또는 도 15의 다이오드 브릿지(50)에 의한 정류 전압[평활 콘덴서(11)의 양단 전압)]이 크게 변하면, 회로 내의 손실이 증가하여 장치의 변환 효율이 저하된다는 문제가 있다.
예컨대, 도 15에 도시한 제2 종래 기술에 있어서, 교류 입력 전압의 값이 나라마다 다르며, 다이오드 브릿지(50)를 통한 평활 콘덴서(22)의 양단 전압이 크게 변하면, 수식 1에 도시한 바와 같이 변압기(4')의 권선(4e)에 발생하는 부전압 값도 크게 변한다. 여기서, 부스위칭 소자(3)의 게이트 소스간 용량을 충전하는 저항(63)의 값은 부스위칭 소자(3)의 드레인 전류가 음으로 흐르고 있는 기간에 그 게이트 소스간 전압이 구동 임계치 전압을 상회하도록 설정해야하며, 그 값은 대략 수십∼수백Ω으로 하는 것이 일반적이다.
따라서, 평활 콘덴서(11)의 양단 전압이 높은 경우에는, 시각 t＝t1∼t2에서 저항(63) 및 제너다이오드(66)에 흐르는 전류가 증대하고, 이들의 부품에 의해 발생되는 손실이 증대하여 장치의 변환 효율을 저하시킨다. 또한, 시각 t＝t3∼t4의 기간에서는 변압기(4')의 권선(4e)에 발생하는 정전압을 저항(63)을 통해 트랜지스터(65)에 의해 단락하기 때문에, 이들의 저항(63) 및 트랜지스터(65)의 손실이 발생하여 장치의 변환 효율이 한층 더 저하된다는 문제가 있었다.
또한, 주스위칭 소자(2)가 온될 때에, 그 드레인 소스간 전압이 제로가 되지 않는 경우에는, 도 16에 있어서의 드레인 전류 파형 ID2로 도시한 바와 같이 서지 전류가 발생하고, 잡음 및 스위칭 손실이 증가한다는 문제가 있었다.
이들의 문제는, 도 13에 도시한 제1 종래 기술에 관해서도 거의 마찬가지로 적용된다.
또한, 직류 전원 전압에 따라 권선(4e)에 발생하는 전압이 변화하는 것은 각 스위칭 소자(2, 3)의 스위칭 주파수 및 온, 오프 듀티비를 변화시키는 것이 되며, 이들이 손실의 증가를 조장하여 장치의 효율 악화를 한층 더 저하시키는 원인으로 되고 있었다.
덧붙여, 제1 종래 기술에서는 변압기(4)의 권선 수가 많기 때문에, 변압기(4)가 대형화되어 장치 전체의 소형 경량화를 손상시킨다는 문제도 있었다.
여기서 본 발명의 해결 과제는, 광범위한 직류 입력 전압에 대하여 저손실이면서 고효율이며, 잡음의 저역 및 소형 경량화를 가능하게 한 전력 변환 장치를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위해 청구항 1에 기재한 발명은 직류 전원과,
이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 순차 접속된 주스위칭 소자와 부스위칭 소자의 직렬 회로와,
직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 콘덴서와 인덕터의 직렬 회로를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선을 구비하고,
상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정해지도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
상기 부제어 회로는 부스위칭 소자의 양단 전압이 기준 전압보다 저하되었을 때에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
상기 주제어 회로의 전원 전압을 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을 주스위칭 소자의 온 동작을 이용하여 얻는 것이다.
청구항 2에 기재한 발명은 청구항 1에 있어서,
부제어 회로에 의해 제어되는 부스위칭 소자의 온 기간을 상기 콘덴서와 인덕터에 의한 공진 주기의 대략 1/2로 설정한 것이다.
청구항 3에 기재한 발명은 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
부제어 회로에 의해 부스위칭 소자를 온하는 타이밍을, 부제어 회로에 공급 되는 주제어 회로의 전원 전압에 기초하여 결정하는 것이다.
청구항 4에 기재한 발명은 직류 전원과,
이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 적어도 주스위칭 소자와 부스위칭 소자가 순차 접속된 직렬 회로와,
직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 적어도 인덕터를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선 및 제4 권선을 구비하고,
상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
상기 부제어 회로는 제4 권선의 전원을 신호 전압으로서, 그 전압값이 소정값을 넘고 있는 기간에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
상기 주제어 회로의 전원 전압을, 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을 주스위칭 소자의 온 동작을 이용하여 얻는 것이다.
청구항 5에 기재한 발명은 직류 전원과,
이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 적어도 주스위칭 소자와 부스위칭 소자가 순차 접속된 직렬 회로와,
직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 적어도 인덕터를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선을 구비하고,
상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
상기 부제어 회로는 부스위칭 소자의 양단 전압이 기준 전압보다 저하되었을 때에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
상기 주제어 회로의 전원 전압을, 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을, 주스위칭 소자의 온 동작을 이용하여 얻는 것이다.
청구항 6에 기재한 발명은 제1항 내지 5항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 변압기의 여자 인덕턴스를 크게 설정하고, 부하가 클 때에는 상기 변압기의 여자 전류가 제로 크로스되지 않도록 한 것이다.
이하, 도면에 따라 본 발명의 실시 형태를 설명한다.
도 1은 청구항 1∼3에 해당하는 본 발명의 제1 실시 형태를 도시하는 회로도 이며, 도 13, 도 15와 동일한 기능을 갖는 것에는 동일 부호를 붙여 그 설명을 생략하고, 이하에서는 다른 부분을 중심으로 설명한다.
도 1에 있어서, 1은 교류 전원 전압을 정류 평활하는 등의 방법에 의해 얻어지는 직류 전원, 4A는 일차측의 제1 권선(4a), 제3 권선(4d), 이차측의 제2 권선(4b), 제5 권선(4c)[후술하는 도 4의 제2 실시 형태에 있어서의 제4 권선(4e)의 관계로부터, 이 권선(4c)을 제5 권선으로 함]을 갖는 절연 변압기(이하, 간단히 변압기라고 함)이다. 또한, 7은 부하를 나타낸다.
상기 변압기(4A)의 권선(4d) 양단에는 정류용 다이오드(17) 및 평활 콘덴서(11)를 통해 강압 회로(12)가 접속되고, 그 출력 전압은 평활 콘덴서(13)를 통해 주제어 회로(14)에 전원 전압으로서 가해지고 있다.
또한, 강압 회로(12) 및 콘덴서(13)는 장치의 전동작 조건에 의해 콘덴서(11)의 전압이 주제어 회로(14)의 입력 전압 범위를 넘지 않으면 생략 가능하다.
주제어 회로(14)에는 전압 검출 회로(8)를 통한 장치의 출력 전압[콘덴서(6)의 전압]의 검출값이 입력되어 있는 동시에, 변압기(4A)의 권선(4d)에 발생한 전압이 입력되어 있다. 이 주제어 회로(14)는 권선(4d) 전압의 극성이 반전된 것을 검출하여 주스위칭 소자(2)를 온하도록 동작하고, 전압 검출 회로(8)로부터의 피드백 신호에 기초하여 출력 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자(2)의 온 기간을 제어한다.
또한, 9는 주제어 회로(14)를 기동시키는 기동 회로이며, 저항 또는 주제어 회로(14)의 기동 후에 기동 전류를 차단하는 기능을 가진 회로에 의해 구성되어 있다. 19는 인덕터, 20은 콘덴서이며, 이들은 직류 전원(1)의 양극과 권선(4a)의 일단 사이에 직렬 접속되어 직렬 공진 회로를 구성하고 있다. 인덕터(19)는 변압기(4A)의 리케이지 인턱턴스에 의해 대용 가능하다. 또한, 인덕터(19)의 인덕턴스 값은 콘덴서(20)의 정전 용량에 의해 결정되는 직렬 공진 주기가 부스위칭 소자(3)의 온 기간보다도 커지도록 설정된다.
16은 부제어 회로이며, 상기 평활 콘덴서(13)를 거친 전원 전압이 다이오드(15) 및 콘덴서(18)를 통해 가해지고 있다. 여기서, 다이오드(15)는 주스위칭 소자(2)가 온일 때에 도통하여 콘덴서(13) → 다이오드(15) → 콘덴서(180) → 주스위칭 소자(2) → 콘덴서(13)의 경로로 통류시킴으로써 콘덴서(18)를 충전하고, 이 콘덴서(18)의 전압에 의해 부제어 회로(16)의 전원 전압을 공급하는 것이다.
도 2는 부제어 회로(16)의 구성을 도시하는 회로도이다. 이 도 2에 있어서, 160은 정전류원, 161, 162는 분압 저항, 164, 167은 기준 전원, 163, 166은 비교기, 168은 게이트 드라이버, 165는 콘덴서이며, 분압 저항(161)의 일단이 도 1의 직류 전원(1)의 양극에, 콘덴서(18)의 일단이 다이오드(15)의 캐소드에 각각 접속되어 있는 동시에, 게이트 드라이버(168)의 출력이 부스위칭 소자(3)의 게이트에 가해지고 있다.
다음에, 이 실시 형태의 동작을 설명한다.
주제어 회로(14)에 의해 주스위칭 소자(2)가 온됨으로써, 인덕터(19) 및 권선(4a)에 여자 에너지가 축적된다. 주스위칭 소자(2)가 오프되기 전에는 부스위칭 소자(3)의 양단 전압은 중간 전압에 동일하게 되어 있다. 주스위칭 소자(2)의 오프에 의해, 권선(4a)에 축적되어 있던 여자 에너지가 전기 에너지로서 권선(4b), 다이오드(5a), 평활 콘덴서(6)를 통해 부하(7)에 공급된다.
주스위칭 소자(2)의 오프에 따라, 부스위칭 소자(3)의 양단 전압은 중간 전압의 1/2이 된다. 부제어 회로(16) 내의 비교기(163)의 기준 전원(164)의 전압을 상기 중간 전압과 중간 전압의 1/2 전압의 중간값으로 설정해 두고, 이 기준 전압을 분압 저항(161, 162)에 의한 분압값과 비교하여 비교기(163)의 출력을 얻을 수 있게 하면 주스위칭 소자(2)가 오프일 때에는 비교기(163)의 출력이 로우(Low) 레벨이 된다.
부제어 회로(16) 내의 콘덴서(165)는 비교기(163)의 출력이 로우 레벨일 때에는 방전되고, 비교기(163)의 출력이 하이(High) 레벨이 되면 정전류원(160)으로부터 충전된다. 콘덴서(165)의 전압이 기준 전원(167)의 전압에 도달되어 있지 않은 기간은 비교기(166)의 출력이 하이 레벨이며, 게이트 드라이버(168)를 통해 부스위칭 소자(3)가 온되는[부스위칭 소자(3) 양단의 전압은 부스위칭 소자(3)의 온저항에 의해 결정되는 전압까지 저하됨)]. 이것에 의해 인덕터(19)에 축적되어 있던 여자 에너지가 콘덴서(20)에 의해 흡수되고, 주스위칭 소자(2)의 드레인 소스간 전압에는 서지 전압이 발생하지 않는다. 또한, 인덕터(19)와 콘덴서(20)가 직렬 공 진하고, 콘덴서(20)에 축적된 에너지는 변압기(4A) 및 다이오드(5a, 5b), 평활 콘덴서(6)를 통해 부하(7)에 공급된다.
또한, 콘덴서(165)의 전압이 기준 전압에 도달하면 비교기(166)의 출력이 로우 레벨이되며, 게이트 드라이버(168)를 통해 부스위칭 소자(3)가 오프된다.
또한, 부스위칭 소자(3)의 오프에 의해 변압기(4A)의 권선(4d)에 양 방향의 전압이 발생하고, 주제어 회로(14)를 통해 주스위칭 소자(2)가 온된다. 이 주스위칭 소자(2)는 주제어 회로(14)의 PWM 제어에 의해 연산된 시간이 경과된 후에 오프된다.
이 실시 형태에서는 이상의 동작을 반복하면서 전력 변환 동작을 행함으로써, 다이오드(5a)를 흐르는 전류 파형은 도 3과 같이 된다.
부제어 회로(16) 내의 콘덴서(165)의 전압과 비교기(166) 기준 전원(167)의 전압에 의해 결정되는 부스위칭 소자(3)의 온 기간을, 상기 콘덴서(20)와 인덕터(19)에 의한 공진 주기의 1/2로 설정하면, 도 3과 같이 출력 전류 파형의 듀티가 일정한 동작이 된다.
또한, 수식 3에 나타내는 부하 전력(P0)[중간 전압(Ed), 콘덴서(20)의 용량( Cr), 인덕터(19)의 인덕턴스 값(Lr)으로 결정됨]을 넘은 부하나 장치의 직류 입력 전압에 관계없이 스위칭 주파수 및 듀티가 일정 제어를 행할 수 있다.
[수식 3]
Po = ( Ed 2/2π) × √(Cr/Lr)
또한, 부스위칭 소자(3)의 스위칭 기간을 공진 주기와 관계없이 설정하면, 종래와 같은 동작이 된다.
상기 실시 형태에서는 부제어 회로(16) 내의 분압 저항(161)의 일단이 직류 전원(1)의 양극에 접속되어 있지만, 도 1의 다이오드(15)에 또한 다이오드(도시하지 않음)를 순방향 접속하는 동시에, 그 캐소드를 도 2의 분압 저항(161)의 일단에 접속함으로써, 부스위칭 소자(3)가 온되는 타이밍을 주제어 회로(14)의 전원 전압으로부터 다이오드를 통해 검출하여도 좋다.
다음에, 청구항 4에 해당하는 본 발명의 제2 실시 형태를 설명한다.
도 4는 이 제2 실시 형태의 회로 구성도이며, 도 1과 동일한 기능을 갖는 것에는 동일 기호를 붙여 그 설명을 생략하고, 이하에서는 다른 부분을 중심으로 설명한다.
4B는 일차측의 제1 권선(4a), 제3 권선(4d), 제4 권선(4e)과 이차측의 제2 권선(4b)을 갖는 변압기이며, 권선(4e)의 양단에는 부제어 회로(16A) 내의 전류 제한 저항(169)과 제너다이오드(170)가 직렬로 접속되어 있다. 제너다이오드(170)의 캐소드는 비교기(163)의 정입력 단자에 접속되고, 애노드는 기준 전원(164)을 통해 비교기(163)의 부입력 단자에 접속되어 있다. 또한, 비교기(163)의 출력 단자는 게이트 드라이버(168)를 통해 부스위칭 소자(3)의 게이트에 접속되어 있다.
상기 부제어 회로(16A)에 있어서, 변압기(4B)의 권선(4e) 전압은 비교기(163)에 의해 기준 전원(164)의 전압과 비교되고, 권선(4e)의 전압이 기준 전압을 넘은 기간을 부스위칭 소자(3)의 온기간으로 하여 게이트 드라이버(168)에 의해 부 스위칭 소자(3)를 구동한다. 제너다이오드(170)는 권선(4e)에 발생하는 양음의 전압이 비교기(163)의 허용 입력 전압을 넘지 않도록 제한하는 것이다.
또한, 다이오드(15)는 제1 실시 형태와 마찬가지로, 주스위칭 소자(2)가 온일 때에 도통하여 콘덴서(13) → 다이오드(15) → 콘덴서(18) → 주스위칭 소자(2) → 콘덴서(13)의 경로로 통류시킴으로써 콘덴서(18)를 충전하고, 이 콘덴서(18)의 전압에 의해 부제어 회로(16A)의 전원 전압을 공급하는 것이다. 즉 부제어 회로(16A)의 전원 전압은 주제어 회로(14)의 전원 전압과 거의 같아진다.
계속해서, 본 실시 형태의 동작을 도 5의 파형도를 참조하면서 설명한다.
시각 t＝t1∼t2의 기간은 주스위칭 소자(2)가 온되어 있는 기간이며, 인덕터(19)와 변압기(4B)의 권선(4a)에 여자 에너지를 축적한다. 이때, 권선(4e)에는 음의 전압(Va)이 발생한다. 부제어 회로(16A) 내의 비교기(163)의 정입력 단자의 전압은 제너다이오드(170)의 전압이 순방향 전압이 되어 기준 전원(164)의 전압보다 낮기 때문에, 그 제너다이오드(163)의 출력은 로우 레벨이 된다. 이 때문에 게이트 드라이버(168)의 출력은 로우 레벨이며, 부스위칭 소자(3)는 오프되어 있다.
시각 t＝t2∼t3의 기간에서는 주스위칭 소자(2)가 턴오프되고, 권선(4a)에 흐르고 있던 전류가 부스위칭 소자(3)의 보디다이오드 → 콘덴서(100) → 권선(4a)의 경로로 전류된다. 또한, 권선(4e)의 전압(Va)은 음에서 양으로 반전된다. 이 전압(Va)이 기준 전원(164)의 전압(구동 임계치)(Vth)을 넘으면, 게이트 드라이버 (168)의 출력이 하이 레벨이 되며, 부스위칭 소자(3)가 온된다.
또한, 인덕터(19)에 축적되어 있던 에너지는 콘덴서(10)에 의해 흡수되기 때문에 주스위칭 소자(2)의 드레인 소스간 전압 VDS2에는 서지 전압이 발생하지 않는다. 또한, 인덕터(19)와 콘덴서(10)가 직렬 공진하고, 콘덴서(10)에 흡수된 에너지는 변압기(4B)의 권선(4a, 4b), 다이오드(5a) 및 평활 콘덴서(6)를 통해 부하(7)측으로 방출된다.
그리고, 주스위칭 소자(2)의 드레인 소스간 전압은 직류 전원(1)의 전압에 콘덴서(10)의 전압을 가한 것이며, 변압기(4B)의 리케이지 인덕턴스 값보다도 비교적 큰 인덕턴스 값을 갖는 리액터(19)가 접속되어 있기 때문에 콘덴서(10)의 양단 전압은 정현 파형으로 맥동(脈動)하며, 아치(vault) 형상이 된다. 권선(4e)에 발생하는 정전압(Va)도 도 5에 도시하는 바와 같다.
콘덴서(10)에 의해 흡수된 에너지가 완전히 방출되면 다이오드(5a)에 흐르는 전류 ID0은 제로가 되며 다이오드(5a)가 오프된다.
시각 t＝t3∼t4의 기간에서는 여자 전류(Im)가 음으로 전환되고, 권선(4a) → 인덕턴스(19) → 콘덴서(10) → 부스위칭 소자(3) → 권선(4a)의 경로로 흐른다. 시각 t＝t4에서 권선(4e)의 전압(Va)이 구동 임계치(Vth)를 하회하면, 비교기(163) 및 게이트 드라이버(168)의 출력은 로우 레벨이 되며, 부스위칭 소자(3)가 오프된다.
부스위칭 소자(3)의 드레인 소스간 전압이 상승하는 동시에 주스위칭 소자(2)의 드레인 소스간 전압이 하강하고, 이것이 제로가 되면, 주스위칭 소자(2)의 보디다이오드가 도통하며, 여자 전류(Im)는 권선(4a) → 인덕터(19) → 직류 전원(1) → 주스위칭 소자(2) → 권선(4a)의 경로로 전류된다. 이 타이밍으로 주스위칭 소자(2)를 온하면, 제로 전압 스위칭이 되며, 주스위칭 소자(2)에는 서지 전류가 흐르지 않기 때문에 잡음이 적은 스위칭을 실현할 수 있다. 이후는 상기 t1∼t4의 동작이 반복된다.
또한, 도 4의 회로에서는 부스위칭 소자(3)를 권선(4e)에 의해 직접 구동하는 것은 아니고, 권선(4e)의 전압(Va)을 신호 전압으로서 검출하여 간접적으로 구동하고 있다. 또한, 부제어 회로(16A)의 구동 전압은 안정화된 주제어 회로(14)의 전원 전압과 거의 같다. 전류 제한 저항(169)의 저항값은 대략 수 K"부터 수백 K"이기 때문에 직류 전원(1)의 전압이 크게 변화하여도 이 저항(169) 및 제너다이오드(164)의 소비 전력은 작고, 장치 효율의 저하를 방지할 수 있게 된다. 또한, 주스위칭 소자(2)는 전술한 바와 같이 제로 전압 스위칭 동작을 행하기 때문에 서지 전류가 흐르지 않으며 잡음이 적은 장치를 제공할 수 있다.
또한, 도 15에 도시한 종래 기술에서는 부스위칭 소자(3)를 권선(4e)의 전압에 의해 직접 구동하기 때문에, 권선(4e)에 발생하는 전압 레벨을 부스위칭 소자(3)의 온 저항값이 거의 포화되는 10 V 이상으로 설정해야 하지만, 본 실시 형태에서는 권선(4e)의 전압을 신호 전압으로서 사용하기 때문에 낮은 값이 좋으며, 그 결과, 권선(4e)의 권수를 감소시켜 변압기(4B)를 소형화하는 것도 가능해진다.
또한, 비교기(163)의 구동 임계치(Vth)를 조정함으로써, 부스위칭 소자(3)의 온 기간을 조정할 수 있고, 이것에 의해 부스위칭 소자(3)의 스위칭 주파수, 드레인 소스간 전압 피크값, 각 스위칭 소자(2, 3)의 드레인 전류 피크값 및 드레인 전류 실효값 등을 조정할 수 있기 때문에, 가장 효율이 높아지는 조건을 용이하게 설정할 수 있다는 이점도 있다.
도 6은 상기한 점에 착안하여 구동 임계치(Vth)를 조정한 경우의 부스위칭 소자(3)의 스위칭 주파수 및 드레인 소스간 피크 전압의 관계를 도시한다. 또한, 도7은 구동 임계치(Vth)에 대한 각 스위치 소자(2, 3)의 드레인 전류(ID2, ID3)의 피크값의 관계를 도시한다. 도 8은 구동 임계치(Vth)에 대한 각 스위칭 소자(2, 3)의 드레인 전류(ID2, ID3)의 실효값의 관계를 도시한다.
도 9는 본 발명의 제3 실시 형태의 주요부를 도시하는 회로도이며, 전술한 제2 실시 형태에 있어서의 부제어 회로를 변형한 예이다. 도 9에 있어서, 16B는 부제어 회로, 169, 172, 173은 저항, 171은 다이오드, 175는 NPN형 트랜지스터, 176은 부논리의 게이트 드라이버이다.
도 9의 회로에서는 보조 권선(4e)의 전압을 저항(169, 172)에 의해 분압한 전압이 트랜지스터(175)의 베이스 에미터간 포화 전압을 초과함으로써, 부논리의 게이트드 라이버(176)를 통해 부스위칭 소자(3)를 온한다.
도 10은 본 발명의 제4 실시 형태의 주요부를 도시하는 회로도이며, 도 9의 부제어 회로(16B)에 있어서의 부논리의 게이트 드라이버(176)를 트랜지스터에 의해 구성한 예이다. 즉 16C는 부제어 회로, 174, 178, 180, 181은 저항, 179는 다이오드, 177, 182, 183, 184는 PNP형 트랜지스터이며, 이들의 부품에 의해 부논리의 게이트 드라이버가 구성되어 있다.
도 11은 본 발명의 제5 실시 형태의 회로도이며, 도 4에 있어서의 콘덴서(10) 대신에 직류 전원(1)의 양극과 인덕터(19) 사이에 콘덴서(20)를 접속한 예이다. 이 실시 형태의 동작은 제2 실시 형태와 같다. 또한, 부스위칭 소자(3)는 전술한 부제어 회로(16A 또는 16B 혹은 16C)에 의해 구동된다.
도 12는 본 발명의 제6 실시 형태를 도시하는 동작 파형도이며, 청구항 6의 발명에 해당한다.
이 청구항 5의 발명에서는 변압기(4B)의 여자 인덕턴스 값을 조금 크게 설정 함으로써, 부하가 클 때에는 여자 전류(Im)가 양으로 계속하여 흐르고, 도 5에 도시한 바와 같이 제로 크로스하지 않는 것을 특징으로 한다. 즉 도 5의 동작 파형과 다른 점은 다이오드(5a)에 흐르는 전류 ID0이 제로가 되기 전에 부스위칭 소자(3)가 오프되도록 동작시키는 점에 있다.
도 12의 동작은 종래의 플라이백 컨버터를 연속 모드로 동작시키는 것과 같다. 이와 같이 동작시키는 이점은 주스위칭 소자(2)의 드레인 전류의 피크값과 전류 실효값 및 다이오드(5a)에 흐르는 전류의 실효값이 저감되고, 주스위칭 소자(2) 의 손실 및 다이오드(5a)의 손실을 저감할 수 있기 때문에 장치의 변환 효율을 더욱 향상시킬 수 있는 것이다.
또한, 도시되어 있지 않지만, 도 4, 도 11에 도시한 각 실시 형태에 있어서, 부제어 회로(16A, 16B, 16C) 대신, 도 1, 도 2의 실시 형태에 있어서의 부제어 회로(16)를 이용하는 동시에 절연 변압기의 제4 권선(4e)을 제거하여도 좋다. 이것에 의해 변압기의 구조를 한층 더 간략화 할 수 있다.
이 착상은 청구항 5의 발명에 해당되는 것이다.
청구항 1∼3, 5에 기재한 발명에 의하면, 부스위칭 소자를 구동하기 위해 절연 변압기의 권선 전압을 이용하지 않기 때문에, 변압기의 권선을 감소시킬 수 있으며 장치의 소형 경량화, 저가격화에 기여할 수 있다.
또한, 직류 입력 전압의 변화에 관계없이 스위칭 주파수 및 디티비를 일정하게 할 수 있기 때문에, 변환 효율이 높은 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
청구항 4에 기재한 발명에 있어서는 절연 변압기의 권선 전압을 신호로서 검출하고, 이 신호를 이용하여 부스위칭 소자를 간접적으로 구동하는 부제어 회로를 마련한다. 그리고, 이 부제어 회로의 전원 전압을 주제어 회로측의 안정화된 전원으로부터 생성함으로써, 종래 기술과 비교하여 스위칭 소자의 구동에 관한 손실을 저감하고 장치의 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 절연 변압기의 일차측 권선에 직렬 접속된 인덕터와 직류 전원의 양극측에 접속된 콘덴서의 직렬 공진 주기를 고전위측 스위칭 소자(부스위칭 소자)의 온 기간보다도 길게 하면, 저전위측 스위칭 소자(주스위칭 소자)의 제로 전압 스위칭이 가능해지며, 서지 전류 및 잡음이 저감된 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
또한, 청구항 6에 기재하는 바와 같이, 절연 변압기의 여자 인덕턴스 값을 약간 크게 설정하고, 직류 출력이 공급되는 부하가 클 때에는 여자 전류가 제로 크로스되지 않도록함으로써 한층 더 고효율인 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.

Claims (6)

  1. 직류 전원과,
    이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 순차 접속된 주스위칭 소자와 부스위칭 소자의 직렬 회로와,
    직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 콘덴서와 인덕터의 직렬 회로를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
    주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
    부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
    주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선을 구비하고,
    상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정해지도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
    상기 부제어 회로는 부스위칭 소자의 양단 전압이 기준 전압보다 저하되었을 때에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
    상기 주제어 회로의 전원 전압을, 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을 주스위칭 소자의 온 동작을 이용 하여 얻는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    부제어 회로에 의해 제어되는 부스위칭 소자의 온 기간을 상기 콘덴서와 인덕터에 의한 공진 주기의 대략 1/2로 설정한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    부제어 회로에 의해 부스위칭 소자를 온하는 타이밍을, 부제어 회로에 공급되는 주제어 회로의 전원 전압에 기초하여 결정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 직류 전원과,
    이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 적어도 주스위칭 소자와 부스위칭 소자가 순차 접속된 직렬 회로와,
    직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 적어도 인덕터를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
    주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
    부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
    주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선 및 제4 권선을 구비하고,
    상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
    상기 부제어 회로는 제4 권선의 전원을 신호 전압으로서, 그 전압값이 소정값을 넘고 있는 기간에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
    상기 주제어 회로의 전원 전압을, 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을 주스위칭 소자의 온 동작을 이용하여 얻는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 직류 전원과,
    이 직류 전원의 양극과 음극 사이에 적어도 주스위칭 소자와 부스위칭 소자가 순차 접속된 직렬 회로와,
    직류 전원의 양극과, 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자의 상호 접속점 사이에 적어도 인덕터를 통해 접속된 일차측의 제1 권선을 갖고, 또한, 정류 평활 회로를 통해 부하에 접속되는 이차측의 제2 권선을 갖는 절연 변압기와,
    주스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 주제어 회로와,
    부스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 부제어 회로를 구비하고,
    주제어 회로 및 부제어 회로에 의해 주스위칭 소자 및 부스위칭 소자를 각각 교대로 온, 오프하여 상기 제2 권선에 발생하는 전압을 상기 정류 평활 회로를 통해 직류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 절연 변압기는 일차측의 제3 권선을 구비하고,
    상기 주제어 회로는 제3 권선의 전압을 신호 전압으로서, 부하에 공급되는 직류 전압이 일정하게 되도록 주스위칭 소자를 온, 오프시키고,
    상기 부제어 회로는 부스위칭 소자의 양단 전압이 기준 전압보다 저하되었을 때에 부스위칭 소자를 온시키는 동시에,
    상기 주제어 회로의 전원 전압을, 제3 권선에 발생하는 전압을 정류 평활한 전압으로 하고, 상기 부제어 회로의 전원 전압을, 주스위칭 소자의 온 동작을 이용하여 얻는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변압기의 여자 인덕턴스를 크게 설정하고, 부하가 클 때에는 상기 변압기의 여자 전류가 제로 크로스되지 않도록 한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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