JP2011035112A - 発光ダイオード駆動回路、照明機器 - Google Patents

Abstract

【課題】寿命の長いＬＥＤ駆動回路を提供する。
【解決手段】交流電圧を整流した第１整流電圧を出力する第１整流回路と、１次側に設けられた１次コイルと、２次側に設けられた２次コイルと、１次コイルまたは２次コイルに電磁結合された補助コイルとを含み、第１整流電圧が１次コイルに印加されるトランスと、１次コイルに流れる電流を制御すべく、１次コイルに直列接続されるトランジスタと、補助コイルに生じる電圧を整流した第２整流電圧を出力する第２整流回路と、第２整流電圧を充電するコンデンサと、コンデンサの充電電圧が所定の電圧となるよう、充電電圧に基づいてトランジスタのオンオフを制御する制御回路と、を備え、２次コイルは、第１整流電圧の周波数に応じた周波数で変化するとともに、１次コイルと２次コイルとの巻数比に応じた電圧を、発光ダイオードを駆動するための電圧として出力すること、ことを特徴とする発光ダイオード駆動回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光ダイオード駆動回路、照明機器に関する。

発光ダイオード（以下、ＬＥＤ：Light Emitting Diode）を用いた照明機器には、商用電源で点灯するものがある。このような照明機器では、ＡＣ−ＤＣコンバータを用いて商用電源からＬＥＤを駆動するための直流電圧を生成するのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。図８は、ＡＣ−ＤＣコンバータの一般的な構成を示す図である。ＡＣ−ＤＣコンバータ１００は、商用電源の交流電圧Ｖａｃから所望の直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成してＬＥＤ３００を駆動する回路であり、全波整流回路２００、コンデンサ２０１〜２０３、抵抗２０４、制御回路２０５、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６、ダイオード２０７，２０８、トランス２０９、及び電圧検出回路２１０を含んで構成される。

ＡＣ−ＤＣコンバータ１００に交流電圧Ｖａｃが供給されると、全波整流回路２００は、入力される交流電圧Ｖａｃを全波整流して出力する。コンデンサ２０１は、全波整流回路２００からの出力を平滑化し、入力電圧Ｖｉｎとする。平滑化された入力電圧Ｖｉｎは、制御回路２０５を起動させるための抵抗２０４を介してコンデンサ２０２を充電する。制御回路２０５は、コンデンサ２０２の充電電圧を電源電圧とする。このため、コンデンサ２０２が充電されると制御回路２０５は起動し、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６のスイッチング制御を開始する。パワーＭＯＳＦＥＴ２０６のスイッチング制御が開始されると、トランス２０９の一次コイルＬ１の両端には電圧が発生するため、一次コイルＬ１の両端の電圧変化に応じてトランス２０９の二次コイルＬ２及び補助コイルＬ３の夫々の両端に電圧が発生する。そして、トランス２０９の補助コイルＬ３で発生する電流は、ダイオード２０７で整流され、コンデンサ２０２に供給される。したがって、制御回路２０５が起動した後においては、制御回路２０５の電源電圧は、トランス２０９の補助コイルＬ３からダイオード２０７を通じて安定的に確保されることとなる。

また、ダイオード２０８及びコンデンサ２０３は、トランス２０９の二次コイルＬ２の電圧を整流するとともに、平滑化する。このため、コンデンサ２０３の一端には直流の充電電圧が発生する。電圧検出回路２１０は、コンデンサ２０３の充電電圧である出力電圧Ｖｏｕｔと、所望の電圧レベルとを比較する。そして、電圧検出回路２１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルより高いと、制御回路２０５にパワーＭＯＳＦＥＴ２０６をオフする期間を増加させる。一方、電圧検出回路２１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルより低いと、制御回路２０５にパワーＭＯＳＦＥＴ２０６をオンする期間を増加させる。

したがって、ＡＣ−ＤＣコンバータ１００においては、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルとなり、ＬＥＤ３００は、所望の電圧が印加されることとなる。

特開２００９−１３４９４５号公報

ところで、交流電圧Ｖａｃの周波数は例えば５０Ｈｚであるため、全波整流された電圧を平滑化するコンデンサ２０１には、容量の大きい電解コンデンサが用いられる。また、ＡＣ−ＤＣコンバータ１００では、ＬＥＤ３００の電流等が過渡的に変化した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するために、コンデンサ２０３にも容量の大きい電解コンデンサが用いられる。このように、ＡＣ−ＤＣコンバータ１００においては、セラミックコンデンサ等と比較して寿命の短い電解コンデンサが用いられるため、ＡＣ−ＤＣコンバータ１００の寿命を電解コンデンサの寿命より長くすることが難しいという問題があった。

本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、寿命の長いＬＥＤ駆動回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係る発光ダイオード駆動回路は、交流電圧を整流した第１整流電圧を出力する第１整流回路と、１次側に設けられた１次コイルと、２次側に設けられた２次コイルと、前記１次コイルまたは前記２次コイルに電磁結合された補助コイルとを含み、前記第１整流電圧が前記１次コイルに印加されるトランスと、前記１次コイルに流れる電流を制御すべく、前記１次コイルに直列接続されるトランジスタと、前記補助コイルに生じる電圧を整流した第２整流電圧を出力する第２整流回路と、前記第２整流電圧を充電するコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の電圧となるよう、前記充電電圧に基づいて前記トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、を備え、前記２次コイルは、前記第１整流電圧の周波数に応じた周波数で変化するとともに、前記１次コイルと前記２次コイルとの巻数比に応じた電圧を、発光ダイオードを駆動するための電圧として出力することを特徴とする。

寿命の長いＬＥＤ駆動回路を提供することができる。

本発明の一実施形態であるＬＥＤ駆動回路１０の構成を示す図である。 制御回路３５の一例を示す図である。 検出電圧Ｖｓと電圧Ｖｍとの関係を示す図である。 駆動信号Ｖｄｒの変化を説明するための図である。 電圧Ｖ１の波形の一例を示す図である。 電圧Ｖ２及び出力電圧Ｖｏｕｔの波形の一例を示す図である。 ＬＥＤ照明機器７０の断面図を示す図である。 一般的なＡＣ−ＤＣコンバータ１００の構成を示す図である。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

図１は、本発明の一実施形態であるＬＥＤ駆動回路１０の構成を示す図である。ＬＥＤ駆動回路１０は、商用電源の交流電圧Ｖａｃから、ＬＥＤ４５を駆動するための出力電圧Ｖｏｕｔを生成する回路であり、全波整流回路２０、抵抗２１〜２７、コンデンサ３０，３１、制御回路３５、パワーＭＯＳＦＥＴ３６、トランス３７、及びダイオード４０，４１を含んで構成される。

全波整流回路２０（第１整流回路）は、入力される交流電圧Ｖａｃを全波整流し、整流電圧Ｖｒを出力する。

抵抗２１，２２は、整流電圧Ｖｒを分圧した分圧電圧Ｖｄ１を制御回路３５に出力し、抵抗２３，２４は、コンデンサ３１の充電電圧Ｖｃを分圧した分圧電圧Ｖｄ２を制御回路３５に出力する。なお、抵抗２３は、入力される制御信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗である。また、抵抗２３，２４は分圧回路に相当する。

抵抗２５は、制御回路３５を起動させるための起動抵抗であり、抵抗２６（電流検出回路）は、パワーＭＯＳＦＥＴ３６に流れる電流を検出するための検出抵抗である。なお、抵抗２６とパワーＭＯＳＦＥＴ３６とが接続されたノードの電圧を検出電圧Ｖｓとする。
抵抗２７は、充電電圧Ｖｃを安定に保つためのノイズ除去用の抵抗である。

コンデンサ３０は、制御回路３０が安定に動作するための位相補償用のコンデンサである。
コンデンサ３１は、一端が抵抗２３，２５と、ダイオード４１のカソードと接続されている。このため、コンデンサ３１は、抵抗２５、ダイオード４１からの電流により充電される。コンデンサ３１の充電電圧Ｖｃは、制御回路３５に対する電源電圧となる。また、コンデンサ３０，３１は例えばセラミックコンデンサである。

制御回路３５は、分圧電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２、検出電圧Ｖｓに基づいて、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のオンオフを制御する回路である。また、制御回路３５は、後述する一次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１の電流値を整流電圧Ｖｒのレベルに応じて変化させる力率改善回路である。なお、本実施形態の制御回路３５は、いわゆる電流モードＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コントローラであり、ＰＷＭ変調された駆動信号ＶｄｒでパワーＭＯＳＦＥＴ３６をスイッチングする。なお、駆動信号Ｖｄｒの周期は、交流電圧Ｖａｃの周期より十分短いこととする。さらに、本実施形態の制御回路３５は、端子等は記載していないが集積回路である。制御回路３５の詳細については後述する。

パワーＭＯＳＦＥＴ３６（トランジスタ）は、制御回路３５からハイレベル（以下、Ｈレベル）の駆動信号Ｖｄｒが出力されるとオンし、ローレベル（以下、Ｌレベル）の駆動信号Ｖｄｒが出力されるとオフするＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。

トランス３７は、一次コイルＬ１、二次コイルＬ２、補助コイルＬ３を備えており、一次コイルＬ１及び補助コイルＬ３と二次コイルＬ２との間は絶縁されている。トランス３７においては、一次コイルＬ１の両端の電圧Ｖ１の変化に応じて、二次コイルＬ２と補助コイルＬ３の夫々の両端に電圧Ｖ２，Ｖ３が発生する。本実施形態における一次コイルＬ１は、一端に整流電圧Ｖｒが印加され、他端はパワーＭＯＳＦＥＴ３６のドレイン電極と接続されている。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のスイッチング制御が開始されると、二次コイルＬ２と補助コイルＬ３の夫々の電圧Ｖ２，Ｖ３が変化することとなる。本実施形態では一次コイルＬ１、２次コイルＬ２、補助コイルＬ３の巻数の夫々を、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３とする。また、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とは、逆極性で電磁結合されており、２次コイルＬ２と補助コイルＬ３とは、同極性で電磁結合されている。

ダイオード４０は、トランス３７の二次コイルＬ２の電圧Ｖ２を整流した電圧ＶｏｕｔをＬＥＤ４５に出力する。
ダイオード４１（第２整流回路）は、トランス３７の補助コイルＬ３の電圧Ｖ３を整流し、コンデンサ３１に出力する。したがって、本実施形態においては、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のスイッチング制御が開始されると、コンデンサ３１は、主としてダイオード３７からの電流により充電される。

ここで、制御回路３５の一例について図２を参照しつつ説明する。制御回路３５は、電源回路５０、基準電圧回路５１、誤差増幅回路６０，６２、乗算回路（ＭＵＬ）６１、コンデンサ６３、発振回路（ＯＳＣ）６４、コンパレータ６５、及び駆動回路６６を含んで構成される。

電源回路５０は、充電電圧Ｖｃに基づいて、制御回路３５に含まれる前述の各回路が動作するための電源を生成する。基準電圧回路５１は所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。

誤差増幅回路６０は、分圧電圧Ｖｄ２と、基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差に応じた電圧を乗算回路６１へ出力する。なお、コンデンサ３０は、誤差増幅回路６０を安定に動作させるための位相補償用のコンデンサである。また、本実施形態では、誤差増幅回路６０の出力電圧を電圧Ｖｅ１とする。
乗算回路６１は、分圧電圧Ｖｄ１と電圧Ｖｅ１とを乗算し、乗算した結果を電圧Ｖｍとして出力する。

誤差増幅回路６２は、電圧Ｖｍと、検出電圧Ｖｓとの誤差に応じてコンデンサ６３を充放電する。なお、本実施形態では、誤差増幅回路６２は誤差増幅回路６０と同様であり、誤差増幅回路６２の出力電圧を電圧Ｖｅ２とする。また、コンデンサ６３は、コンデンサ３０と同様の位相補償用コンデンサであり、例えばポリシリコン等で形成される。

発振回路６４は、所定周期の三角波の発振信号Ｖｏｓｃを出力する。コンパレータ６５は、発振信号Ｖｏｓｃと、電圧Ｖｅ２とを比較し、比較結果を電圧Ｖｃｐとして出力する。

駆動回路６６は、電圧ＶｃｐがＨレベルとなると駆動信号ＶｄｒをＨレベルとし、パワーＭＯＳＦＥＴ３６をオンする。一方、駆動回路６６は、出力ＶｃｐがＬレベルとなると駆動信号ＶｄｒをＬレベルとし、パワーＭＯＳＦＥＴ３６をオフする。

ここで、制御回路３５が、一次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１の電流値を整流電圧Ｖｒのレベルに応じて変化させる際の動作について図３，４を参照しつつ説明する。なお、ここでは充電電圧Ｖｃは変化しないこととする。

充電電圧Ｖｃが一定であるため、分圧電圧Ｖｄ２も一定である。この結果、電圧Ｖｅ１も一定の直流電圧となる。また、交流電圧Ｖａｃの半周期の期間における整流電圧Ｖｒを分圧した分圧電圧Ｖｄ１と、電圧Ｖｅ１との積である電圧Ｖｍは、例えば図３に示すような波形となる。

ここで、例えば、検出電圧Ｖｓが電圧Ｖｍより低い場合、電圧Ｖｅ２は増加する。電圧Ｖｅ２が増加すると、図４から明らかなように、駆動信号ＶｄｒがＨレベルとなる期間は長くなる。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンする期間は長くなり、電流Ｉ１は増加する。なお、駆動信号Ｖｄｒの１周期のうち、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンされる期間をＴｏｎとし、オフされる期間をＴｏｆｆとする。検出電圧Ｖｓは、電流Ｉ１の電流値と抵抗２６の抵抗値との積にて定まる。このため、電流Ｉ１が増加すると、検出電圧Ｖｓは上昇することとなる。

一方、例えば、検出電圧Ｖｓが電圧Ｖｍより高い場合、電圧Ｖｅ２は低下する。電圧Ｖｅ２が低下すると、図４から明らかなように、駆動信号ＶｄｒがＨレベルとなる期間は短くなる。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンする期間は短くなり、電流Ｉ１が減少する。このため、検出電圧Ｖｓは低下することとなる。このように、制御回路３５は、検出電圧Ｖｓが電圧Ｖｍに一致するようパワーＭＯＳＦＥＴ３６を駆動するため、結果的に電流Ｉ１は整流電圧Ｖｒのレベルに応じて変化する。

＝＝ＬＥＤ駆動回路１０の動作＝＝
ＬＥＤ駆動回路１０の動作について説明する。なお、ここでは、抵抗２３は、所定の抵抗値が設定されていることとする。

まず、ＬＥＤ駆動回路１０に商用電源が供給され、交流電圧Ｖａｃが印加されると、整流電圧Ｖｒにより抵抗２５を通じてコンデンサ３１は充電される。そして、充電電圧Ｖｃが上昇すると制御回路３５が起動し、制御回路３５に含まれる各回路が動作する。ここでは、制御回路３５が起動される際の充電電圧Ｖｃを分圧した分圧電圧Ｖｄ２より、基準電圧Ｖｒｅｆが高くなるように設定されている。このため、電圧Ｖｅ１は増加し、電圧Ｖｍの直流レベルを増加させる。この結果、電圧Ｖｅ２も増加し、駆動回路６６はオン期間Ｔｏｎの長い駆動信号ＶｄｒでパワーＭＯＳＦＥＴ３６のスイッチングを開始する。パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンとなると、電圧Ｖ１は整流電圧Ｖｒとなる。一方、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオフとなると、電圧Ｖ１はゼロとなる。このため、電圧Ｖ１は整流電圧Ｖｒと同様に変化し、例えば、図５のような波形となる。

また、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とは、逆極性で電磁結合されている。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンすると、１次コイルＬ１にはエネルギーが蓄積される。そして、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオフすると、１次コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが２次コイルＬ２から放出される。

ここで、例えば、整流電圧Ｖｒの１周期（交流電圧Ｖａｃの半周期）の期間における、電圧Ｖ２の平均電圧Ｖａｖ１は、整流電圧Ｖｒのピーク電圧をＶｒｐとすると、式（１）の様になる。
Ｖａｖ１∝Ｖｒｐ×（Ｔｏｎ^２／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×（Ｎ２／Ｎ１）・・・（１）
このため、平均電圧Ｖａｖ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間が長くなるほど増加することとなる。
また、平均電圧Ｖａｖ１と、整流電圧Ｖｒの１周期における電圧Ｖ３の平均電圧Ｖａｖ２との間には、下記の関係が成立する。
Ｖａｖ２＝Ｖａｖ１×（Ｎ３／Ｎ２）・・・（２）
このため、平均電圧Ｖａｖ２は、式（３）で表現される。
Ｖａｖ２∝Ｖｒｐ×（Ｔｏｎ^２／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×（Ｎ３／Ｎ１）・・・（３）
式（３）から明らかなように、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間が長くなるにつれて電圧Ｖ３の平均電圧Ｖａｖ２は増加する。電圧Ｖ３はダイオード４１で整流された後、コンデンサ３１に印加される。このため、電圧Ｖ３の平均電圧Ｖａｖ２が大きいほど、充電電圧Ｖｃのレベルは高くなる。

また、前述のように、制御回路３５が起動されると、パワーＭＯＳＦＥＴ３６がオン期間Ｔｏｎは長くなるため平均電圧Ｖａｖ２は増加する。このため、充電電圧Ｖｃ及び分圧電圧Ｖｄ２も増加し、分圧電圧Ｖｄ２は基準電圧Ｖｒｅｆに徐々に近づくこととなる。仮に分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、電圧Ｖｅ１は低下する。この場合には電圧Ｖｍの直流レベルは低下するため、電圧Ｖｅ２も低下し、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間が短くなる。したがって、本実施形態では、分圧電圧Ｖｄ２が常に基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように、パワーＭＯＳＦＥＴ３６が制御される。なお、本実施形態において、分圧抵抗２３の抵抗値をＲ１、抵抗２４の抵抗値をＲ２とすると、分圧電圧Ｖｄ２は、Ｖｄ２＝（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｃとなる。このため、分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆに一致している際には、Ｖｃ＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）×Ｖｒｅｆとなる。

ところで、制御回路３５は、分圧電圧Ｖｄ２と、前述した検出電圧Ｖｓとに基づいてパワーＭＯＳＦＥＴ３６を制御する。分圧電圧Ｖｄ２は誤差増幅回路６０に帰還され、検出電圧Ｖｓは、誤差増幅回路６０の電圧Ｖｅ１の出力の影響を受ける誤差増幅回路６２に帰還されている。したがって、分圧電圧Ｖｄ２の帰還ループの中に、検出電圧Ｖｓの帰還ループが構成される。このような構成では、分圧電圧Ｖｄ２の帰還ループが充電電圧Ｖｃを制御するメジャーループに相当し、検出電圧Ｖｓの帰還ループが電流Ｉ１を制御するマイナーループに相当する。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間Ｔｏｎは、整流電圧Ｖｒに応じて変化するものの、例えば整流電圧Ｖｒの１周期の期間では、常に分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆとなるよう、パワーＭＯＳＦＥＴ３６が制御される。つまり、分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致している場合、整流電圧Ｖｒの１周期におけるパワーＭＯＳＦＥＴ３６がオンされる期間は一定となる。

つぎに、分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆに一致している場合における電圧Ｖ２について説明する。一次コイルＬ１と２次コイルＬ２とは電磁結合されているため、電圧Ｖ２は例えば図６のようになる。なお、図６において、電圧Ｖ２は整流電圧Ｖｒのレベルと、巻数比であるＮ２／Ｎ１との積（Ｖｒ×（Ｎ２／Ｎ１））に応じて変化する。また、分圧電圧Ｖｄ２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致している場合、Ｔｏｎ^２／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）の値が一定であるため、電圧Ｖ２の平均電圧Ｖａｖ１も一定となる。このため、整流電圧Ｖｒの１周期において、電圧Ｖ２がＶｒ×（Ｎ２／Ｎ１）となる期間、すなわち、図６において電圧Ｖ２が実線で示される期間は一定となる。なお、図６において、電圧Ｖ２がＶｒ×（Ｎ２／Ｎ１）となるタイミングは、パワーＭＯＳＦＥＴ３６のスイッチング周波数に基づいて定まる。

電圧Ｖ２は、ダイオード４０及びＬＥＤ４５に印加される。このため、電圧Ｖ２のレベルがダイオード４０の順方向電圧Ｖｆ１と、ＬＥＤ４５の順方向電圧Ｖｆ２との和より大きくなると、ＬＥＤ４５は電圧Ｖ２のレベルに応じて発光することとなる。なお、この際の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖ２−Ｖｆ１となる。このように、本実施形態では、平均電圧Ｖａｖ２が一定であり、周期的に変化する電圧Ｖ２をＬＥＤ４５に印加できる。このため、ＬＥＤ４５には、電圧Ｖ２の周期が繰り返されるごとに同じ電流が供給されることとなるため、ＬＥＤ４５は安定して発光する。

＝＝ＬＥＤ照明機器７０＝＝
図７は、ＬＥＤ駆動回路１０を用いたＬＥＤ照明機器７０の構成を示す断面図である。ＬＥＤ照明機器７０は、筐体８０、口金部８１、接続部８２，８６、配線８３，８５、基板８４、ＬＥＤ取り付け部８７、及びＬＥＤ８８ａ〜８８ｇを含んで構成される。

口金部８１は、家庭用の商用電源ソケット等に接続され、商用電源が供給される。接続部８２は、口金部８１に供給される商用電源を配線８３に出力する。筐体８０の内部に設けられた基板８４には、前述のＬＥＤ駆動回路１０が実装されており、配線８３を介して交流電圧ＶａｃがＬＥＤ駆動回路１０の全波整流回路２０に印加される。そして、ＬＥＤ駆動回路１０の出力電圧ＶｏｕｔとグランドＧＮＤとの夫々は、配線８５を介して、接続部８６の一方の端子（不図示）と、他方の端子（不図示）とに印加される。筐体８０の開口部に設けられたＬＥＤ取り付け部８７には、７つのＬＥＤ８８ａ〜８８ｇが直列に接続されている。また、接続部８６の一方の端子には、ＬＥＤ８８ａのアノードが接続され、接続部８６の他方の端子にはＬＥＤ８８ｇのカソードが接続されている。このため、ＬＥＤ照明機器７０が商用電源ソケットに取り付けられると、ＬＥＤ駆動回路１０は動作し、例えば図６に示した様な波形でＬＥＤ８８ａ〜８８ｇを駆動する。

以上、本実施形態のＬＥＤ駆動回路１０について説明した。本実施形態ではコンデンサ３１の充電電圧Ｖｃが、所定のＶｃ＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）×ＶｒｅｆとなるようにパワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間Ｔｏｎ、オフ期間Ｔｏｆｆが定められる。充電電圧Ｖｃが一定となる場合には、２次側の電圧Ｖ２の平均電圧Ｖａｖ１も一定である。このため、ＬＥＤ駆動回路１０は、平均電圧Ｖａｖ１が一定で、整流電圧Ｖｒの周波数で変化する電圧Ｖ２をＬＥＤ４５に印加できる。したがって、ＬＥＤ４５には、電圧Ｖ２の１周期毎に同じ電流が供給されることとなる。この結果、ＬＥＤ駆動回路１０は、容量の大きい電解コンデンサを用いることなくＬＥＤ４５を安定して発光させることができる。さらに、ＬＥＤ駆動回路１０は電解コンデンサを用いる必要がないため、ＬＥＤ駆動回路１０の寿命を長くすることができる。

また、ＬＥＤ駆動回路１０は、交流電圧Ｖａｃを全波整流回路２０で全波整流し、整流電圧Ｖｒを生成している。例えば、全波整流回路２０の代わりに半波整流回路を用いる場合では、ＬＥＤ４５を発光させる期間は全波整流回路２０を用いる場合の半分となる。このため、本実施形態では、ちらつきをより抑制し、ＬＥＤ４５を発光させることができる。

また、ＬＥＤ駆動回路１０は、パワーＭＯＳＦＥＴ３６に流れる電流Ｉ１の波形を、図３に示すように整流電圧Ｖｒに応じて変化させている。このため、１次コイルＬ１に印加される電圧Ｖ１と、電流Ｉ１との波形は相似形となるため力率が改善される。

また、本実施形態では、制御信号により抵抗２３の値を変更できる。例えば、抵抗２３の値を所定の値から小さくすると、Ｖｃ＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）×Ｖｒｅｆであるため、充電電圧Ｖｃは低下する。このため、この場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ３６のオン期間Ｔｏｎは短くなるようパワーＭＯＳＦＥＴ３６は制御される。オン期間Ｔｏｎが短くなると、電圧Ｖ２の平均電圧Ｖａｖ２も低下するため、結果的にＬＥＤ４５の輝度は低下する。一方、抵抗２３の値を所定の値から大きくすると、前述とは逆にＬＥＤ４５の輝度は増加する。このため、本実施形態のＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ４５の輝度を調整することができる。

また、例えば図８に示すように、電解コンデンサを含まないＬＥＤ駆動回路１０をＬＥＤ照明機器７０に用いることができる。これにより、ちらつきが少なく、寿命の長いＬＥＤ照明機器７０を実現することが可能となる。

なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。

本実施形態では、電圧Ｖ２をダイオード４０で整流して電圧Ｖｏｕｔを生成し、電圧ＶｏｕｔをＬＥＤ４５に印加することとしたが、これに限られるものでは無い。例えば、ダイオード４０を設けず、２次コイルＬ２に直接ＬＥＤ４５を接続しても良い。この場合であっても、電解コンデンサを用いる必要が無い。このため、ＬＥＤ４５のちらつきを抑制しつつ、ＬＥＤ駆動回路１０の寿命を長くすることが可能である。

また、ＬＥＤ駆動回路１０には、商用電圧からの交流電圧Ｖａｃが印加されることとしたが、例えば、インバータ等で高い周波数に変換された交流電圧が印加されても良い。この場合では、全波整流回路２０の代わりに半波整流回路を用いても、ＬＥＤ４５を安定に発光させることが可能である。

また、本実施形態では、全波整流回路２０の出力と、２次コイルＬ２の両端にはコンデンサを設けていない。しかしながら、例えば放射ノイズ等を抑制するために、夫々の箇所にセラミックコンデンサ等を設けても良い。

１０ ＬＥＤ駆動回路
２０ 全波整流回路
２１〜２７ 抵抗
３０，３１，６３ コンデンサ
３５ 制御回路
３６ パワーＭＯＳＦＥＴ
３７ トランス
４０，４１ ダイオード
４５ ＬＥＤ
５０ 電源回路
５１ 基準電圧回路
６０，６２ 誤差増幅回路
６１ 乗算回路（ＭＵＬ）
６４ 発振回路（ＯＳＣ）
６５ コンパレータ
６６ 駆動回路

Claims (5)

1. 交流電圧を整流した第１整流電圧を出力する第１整流回路と、
   １次側に設けられた１次コイルと、２次側に設けられた２次コイルと、前記１次コイルまたは前記２次コイルに電磁結合された補助コイルとを含み、前記第１整流電圧が前記１次コイルに印加されるトランスと、
   前記１次コイルに流れる電流を制御すべく、前記１次コイルに直列接続されるトランジスタと、
   前記補助コイルに生じる電圧を整流した第２整流電圧を出力する第２整流回路と、
   前記第２整流電圧を充電するコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧が所定の電圧となるよう、前記充電電圧に基づいて前記トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、
   を備え、
   前記２次コイルは、
   前記第１整流電圧の周波数に応じた周波数で変化するとともに、前記１次コイルと前記２次コイルとの巻数比に応じた電圧を、発光ダイオードを駆動するための電圧として出力すること、
   ことを特徴とする発光ダイオード駆動回路。
2. 請求項１に記載の発光ダイオード駆動回路であって、
   前記第１整流回路は全波整流回路であること、
   を特徴とする発光ダイオード駆動回路。
3. 請求項２に記載の発光ダイオード駆動回路であって、
   前記トランジスタに流れる電流値に応じた検出電圧を出力する電流検出回路を更に備え、
   前記制御回路は、
   前記充電電圧と、前記検出電圧と、前記第１整流電圧とに基づいて、前記トランジスタに流れる電流値が前記第１整流電圧に応じて変化するとともに、前記充電電圧が所定の電圧となるよう前記トランジスタのオンオフを制御すること、
   を特徴とする発光ダイオード駆動回路。
4. 請求項３に記載の発光ダイオード駆動回路であって、
   制御信号に応じた分圧比で前記充電電圧を分圧する分圧回路を更に備え、
   前記制御回路は、
   前記分圧回路から出力される分圧電圧と、前記検出電圧と、前記第１整流電圧とに基づいて、前記トランジスタに流れる電流値が前記第１整流電圧に応じて変化するとともに、前記分圧電圧が所定の電圧となるよう前記トランジスタのオンオフを制御すること、
   を特徴とする発光ダイオード駆動回路。
5. 交流電圧を整流した第１整流電圧を出力する第１整流回路と、
   １次側に設けられた１次コイルと、２次側に設けられた２次コイルと、前記１次コイルまたは前記２次コイルに電磁結合された補助コイルとを含み、前記第１整流電圧が前記１次コイルに印加されるトランスと、
   前記１次コイルに流れる電流を制御すべく、前記１次コイルに直列接続されるトランジスタと、
   前記補助コイルに生じる電圧を整流した第２整流電圧を出力する第２整流回路と、
   前記第２整流電圧を充電するコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧が所定の電圧となるよう、前記充電電圧に基づいて前記トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、
   発光ダイオードと、
   を備え、
   前記２次コイルは、
   前記第１整流電圧の周波数に応じた周波数で変化するとともに、前記１次コイルと前記２次コイルとの巻数比に応じた電圧を、前記発光ダイオードを駆動するための電圧として出力すること、
   ことを特徴とする照明機器。

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