JP5226376B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電源側と絶縁された直流安定化電圧・電流を出力するスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング素子の損失低減、および小型・低コスト化を図るとともに、安定した起動性を有するスイッチング電源装置に関する。

従来、上述のような小型高効率のスイッチング電源として、複合共振型の直列コンバータ回路が知られ、特許文献１など多くの公知技術が示されている。図７にその従来技術による主回路構成を、図８に主な部位の波形を示す。

このスイッチング電源装置では、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ０が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１またはＱ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図７では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用される場合が多い）。

さらに前記出力トランスＴの出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２は、ブロックで示した制御部１によって、複合共振条件を加味して予め設定された周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされる。したがって、制御部１には、高周波発振機能、２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を交互に駆動する機能、および２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を共にＯＦＦするデットタイム期間を設定する機能、必要に応じて入出力電圧や電流、電力を制御する為のフィードフォワードやフィードバック制御機能ならびに出力可変機能などが備えられる。

図８を参照して、Ｖｇ１，Ｖｇ２は制御部１によって予め設定されたパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動信号を示す。交互にＯＮ／ＯＦＦさせるとともに、両方共にＯＦＦするデットタイム期間が設定されている。ＶＱ１，ＩＱ１およびＶＱ２，ＩＱ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流を示す。駆動信号Ｖｇ１がＨｉｇｈの時、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１にはドレイン電流ＩＱ１が流れ、Ｌｏｗの時は略直流入力電源Ｅに等しい電圧ＶＱ１が印加される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ２の場合も同様）。なお、デットタイム期間においては、コンデンサＣ２とインダクタＬおよび出力トランスＴの励磁インダクタンスとによる効果から、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２は任意の傾斜を持った立上がり、立下り波形となる。また、ドレイン電流ＩＱ１，ＩＱ２は、略インダクタＬと共振コンデンサＣ１とで設定される直列共振電流波形となり、これらの合成電流がインダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路の電流となる。ＶＣ１は共振コンデンサＣ１の電圧波形を表しており、前記の直列共振回路の電流より位相の遅れた波形となる。ＩＤ３，ＩＤ４は出力整流のダイオードＤ３，Ｄ４の電流波形を示すもので、前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動周波数と、インダクタＬおよび共振コンデンサＣ１の直列共振周波数との関係を、「共振周波数＞駆動周波数」の条件を満足させることによって、ダイオードＤ３，Ｄ４の一方の電流が流れ終わった後に他方の電流が流れ始めるように設定が可能で、両方のダイオード電流が流れない期間は出力側へ電力が伝達されない。すなわち、前記ダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間では、出力トランスＴの２次側は無負荷と考えられ、１次側の直列共振回路にトランスＴの１次側励磁インダクタンスＬが直列に挿入されて直列共振条件が切り替わる結果、ドレイン電流ＩＱ１およびＩＱ２の波形にも変曲点が見られる。

このような複合共振型直列コンバータでは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧が低下した後に電流が流れ始めるような条件設定が可能とされ、スイッチング損失が極めて少ないこと、および２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れている。

上述の従来技術は、このような数々の特徴を有しながらも、周波数を予め発振器で設定し、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する所謂他励式のスイッチング電源装置であり、その場合、高電位側のスイッチング素子Ｑ１へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点から、トランスＴの小型化を図るにあたっての高周波化に対する技術課題を有し（現状のレベルシフタでは５００ｋＨｚ程度が限界）、またコスト面での課題などから、たとえば特許文献２〜４で示すような自励式の検討もなされている。

図９は、同様にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を用いた電圧帰還型の自励他励式複合共振直列コンバータの一例を示す図である。注目すべきは、トランスＴ１には帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２が設けられ、その帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２が前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート端子へ、各々ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して正帰還が得られる方向に接続されることによって、自励発振動作が継続されるようになっていることである。

そして、弛張発振による起動回路ＩＧＮが付加されている。前記起動回路ＩＧＮは、直流入力電源Ｅの両端子間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路を構成し、これらの接続点をサイダックＱ３を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子に接続して成る。これによって、前記サイダックＱ３は、コンデンサＣ５の電位がブレークダウン電圧に達するとＯＮし、コンデンサＣ５の電荷がサイダックＱ３、ゲート抵抗Ｒ２、帰還巻線Ｌ１２を介して放電し、この時ゲート抵抗Ｒ２に生じる電圧降下が、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上になると該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２が一瞬ＯＮし、抵抗Ｒ４を介して予め充電されている共振コンデンサＣ１の電荷がトランスＴ１の１次巻線Ｌ１１およびチョークコイル（インダクタ）Ｌを介して放電する。これによる共振コンデンサＣ１の放電電流の振動によって、帰還巻線Ｌ１３にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上の帰還電圧がえられ、正帰還作用によって発振を開始する。なお、この起動回路ＩＧＮにおいて、上述のように起動にあたって共振コンデンサＣ１を充電するために、ハイ側のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１をバイパスする抵抗Ｒ４および前記抵抗Ｒ３から電流を引込むダイオードＤ５が設けられている。このような起動動作を確実に行うには幾つかの条件が存在し、これらを満足させることが必要条件となる。
特許第２７３４２９６号公報 特許第３３７１５９５号公報 特開２００２−２６２５６８号公報 特開２００６−１２９５４８号公報

図１０には、起動時における各部の波形を示す。図１０（ａ）は、複合共振回路を構成する共振コンデンサＣ１の電位Ｖｃ１を示し、電源が投入されると、抵抗Ｒ４と該共振コンデンサＣ１との時定数で直流入力電源電圧Ｅまで充電される。図１０（ｂ）は、起動回路ＩＧＮを構成するコンデンサＣ５の電位Ｖｃ５を示しており、電源が投入されると、抵抗Ｒ３と該コンデンサＣ５との時定数で充電される。その充電中に、前記電位Ｖｃ５がサイダックＱ３のブレークダウン電圧Ｖ_ＢＯに達すると、該サイダックＱ３がＯＮしてコンデンサＣ５の電荷が放電するので、コンデンサＣ５の電位Ｖｃ５は急速に低下する。この場合の放電電流値が、サイダックＱ３の保持電流（谷電流）以下になるとサイダックＱ３はＯＦＦし、その時点から再び抵抗Ｒ３による充電が始まり、コンバータが起動するまでこの動作が繰り返される（前記サイダックＱ３が保持電流以下でＯＦＦとなる電圧をＶｏｆｆで表した）。

再び図１０（ａ）を参照して、通常、共振コンデンサＣ１の容量値はコンバータの動作周波数が高い程小さく、また起動用のコンデンサＣ５の容量値に比べて充分小さく設定される。したがって、サイダックＱ３がＯＮしてパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に起動パルスが与えられる度に殆ど放電し、起動に至らなかった場合は抵抗Ｒ４を介した充電と起動パルス毎の放電とが繰返されることになる。なお、図１０（ｃ）には、そのパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇ２を示す。このような動作を前提にして、円滑な起動の条件を明らかにする。

先ず、前記起動用のコンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ５は、下式の通りである。
Ｖｃ５＝Ｅ×（１−ｅ^{−（ｔ／Ｃ５×Ｒ３）}） ・・・（１）
そして、上記充電電圧Ｖｃ５がサイダックＱ３のブレークダウン電圧Ｖ_ＢＯに達するとサイダックＱ３がＯＮしてパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに起動パルスを与える。そこで、サイダックＱ３の動作抵抗をＲＱ３とすると、電源投入からの時間ｔ１および起動パルス電圧Ｖｇ２は下式で与えられる。
ｔ１＝−Ｃ５×Ｒ３×ｌｎ（１−Ｖ_ＢＯ／Ｅ） ・・・（２）
Ｖｇ２＝Ｖ_ＢＯ×Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ３） ・・・（３）

また、サイダックＱ３のオフ電圧をＶ_ＯＦＦとすると、サイダックＱ３がＯＮしたときの起動用のコンデンサＣ５の放電電圧Ｖｃ５’および起動パルスの幅ｔ２は次のように算出できる。
Ｖｃ５’＝Ｖ_ＢＯ×ｅ^{−ｔ／（Ｃ５×（Ｒ２＋ＲＱ３））} ・・・（４）
ｔ２＝−Ｃ５×（Ｒ２＋ＲＱ３）×ｌｎ（Ｖ_ＯＦＦ／Ｖ_ＢＯ） ・・・（５）

さらにまた、サイダックＱ３がＯＦＦした後の起動用のコンデンサＣ５の再充電電圧Ｖｃ５''は下式で与えられ、サイダックＱ３のブレークダウン電圧Ｖ_ＢＯに達する迄の時間ｔ３が算出できる。
Ｖｃ５''＝Ｖ_ＯＦＦ＋（Ｅ−Ｖ_ＯＦＦ）×（１−ｅ^{−（ｔ／Ｃ５×Ｒ３）}）・・・（６）
ｔ３＝−Ｃ５×Ｒ３×ｌｎ（１−（Ｖ_ＢＯ−Ｖ_ＯＦＦ）／（Ｅ−Ｖ_ＯＦＦ））・・（７）

一方、共振用共振コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１および充電時定数τは、下式で与えられる。
Ｖｃ１＝Ｅ×（１−ｅ^{−（ｔ／Ｃ１×Ｒ４）}） ・・・（８）
τ＝Ｃ１×Ｒ４ ・・・（９）

以上から、円滑な起動のためには下記の条件が必要である。
（１）共振コンデンサＣ１の充電時定数τ＜ｔ３＜ｔ１
（２）起動パルス電圧Ｖｇ２＞Ｖｔｈ
（３）起動パルスの幅ｔ２≦π×√（Ｌ×Ｃ１）
こうして、起動パルスの幅ｔ２をインダクタンスＬと共振コンデンサＣ１の直列共振周期の１／２以下に設定することによって、起動に適した振動電流を得ることができる。これらの条件を満足するために、起動回路ＩＧＮおよび共振回路を構成する各部品定数の選定が必要となるが、サイダックＱ３など主要部品の温度影響も含めた主要部品の特性ばらつきや電源電圧変動を考慮した場合、必ずしも容易なことではない。

本発明の目的は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、簡単な構成で適切な起動条件を容易に設定でき、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができるスイッチング電源装置を提供することである。

本発明のスイッチング電源装置は、直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、共振コンデンサおよび出力トランスの１次巻線から成る直列共振回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより得られた出力トランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記出力トランスの第１および第２の補助巻線に誘起された電圧を前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることでスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、制御電源と、前記制御電源によって付勢される発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が、対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成される起動回路を含むことを特徴とする。

上記の構成によれば、第１および第２の補助巻線の誘起電圧を、それぞれゲート抵抗を介して前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることで、それらのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、起動回路を設ける。そして、その起動回路を、制御電源と、前記制御電源によって付勢される発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が、当該第１および第２の補助巻線が対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成する。

したがって、第１および第２の補助巻線に充分な誘起電圧が得られない起動時は、発振回路の発振信号を起動信号として対応するスイッチング素子のゲートに与え、ＯＮ駆動するので、低損失・低雑音で、さらに他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、前記発振回路の設定によって適切な起動条件を容易に設定でき、起動性を改善することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置では、前記発振回路は、弛張発振回路から成ることを特徴とする。

上記の構成によれば、前記発振回路として、抵抗を介するコンデンサまたはインダクタの充放電によって鋸波や矩形波を発生する弛張発振回路を用いることで、前記抵抗の設定などで、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記発振検出回路は、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させることを特徴とする。

上記の構成によれば、定常の自励発振時には前記弛張発振回路の動作を停止させるので、省電力化を図ることができる。

また、本発明のスイッチング電源装置では、前記弛張発振回路の出力のパルス幅は、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつパルス周期は前記共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上であることを特徴とする。

上記の構成によれば、弛張発振回路からスイッチング素子の制御端子に起動パルスを与えるにあたって、その起動パルスはタイミングが重要で、しかも共振コンデンサに充分な電荷が貯まっていないとその起動パルスによる補助巻線の誘起電圧で他方のスイッチング素子をＯＮさせることができないので、上記のように選ぶことで、確実な起動を行わせることができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記第１および第２の補助巻線からの帰還電圧がない場合は、該第１および第２の補助巻線から対応する第１および第２のスイッチング素子の制御端子に至る回路を開放または高インピーダンスとし、該第１および第２の補助巻線からの帰還電圧が発生した後に前記回路を導通または低インピーダンスにする起動補助手段を備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、起動補助手段が、起動時に前記起動信号が第１および第２の補助巻線側に供給されてしまうことを抑えることができ、前記起動信号を作成する発振回路の消費電力を抑えることができる。

好ましくは、前記起動補助手段は、第１および第２の補助巻線から対応する第１および第２のスイッチング素子の制御端子に至る回路に直列に、当該方向が順方向となるように挿入されるダイオードと、該ダイオードと並列に設けられ、該ダイオードの逆バイアス時にＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする。

本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、第１および第２の補助巻線の誘起電圧を、それぞれゲート抵抗を介して前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることで、それらのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、起動回路を設け、その起動回路を、制御電源と、前記制御電源によって付勢される発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が、当該第１および第２の補助巻線が対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成する。

それゆえ、第１および第２の補助巻線に充分な誘起電圧が得られない起動時は、発振回路の発振信号を起動信号として対応するスイッチング素子のゲートに与え、ＯＮ駆動するので、低損失・低雑音で、さらに他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、前記発振回路の設定によって適切な起動条件を容易に設定でき、起動性を改善することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記発振回路として、抵抗を介するコンデンサまたはインダクタの充放電によって鋸波や矩形波を発生する弛張発振回路を用いる。

それゆえ、前記抵抗の設定などで、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記発振検出回路が、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させる。

それゆえ、定常の自励発振時には前記弛張発振回路の動作を停止させるので、省電力化を図ることができる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記弛張発振回路の出力のパルス幅を前記直列共振回路の共振周期の１／２以下とし、かつパルス周期を共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上とする。

それゆえ、確実な起動を行わせることができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記第１および第２の補助巻線からの帰還電圧がない場合は、該第１および第２の補助巻線から対応する第１および第２のスイッチング素子の制御端子に至る回路を開放または高インピーダンスとし、該第１および第２の補助巻線からの帰還電圧が発生した後に前記回路を導通または低インピーダンスにする起動補助手段を設ける。

それゆえ、起動時に前記起動信号が第１および第２の補助巻線側に供給されてしまうことを抑えることができ、前記起動信号を作成する発振回路の消費電力を抑えることができる。

図１は、本発明の実施の一形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の損失低減、および小型・低コスト化を図り、さらに動作の高周波化を可能とするものである。直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路に、電源平滑用のコンデンサＣ０が接続されるとともに、起動にあたって前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１をバイパスして共振コンデンサＣ１を充電する抵抗Ｒ４が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１と前記共振コンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図１では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードが接続される（この図１では、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用し、省略している）。

さらに前記出力トランスＴ１の出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。また、前記出力トランスＴ１に第１の補助巻線Ｌ１２を設け、１次の主巻線Ｌ１１と逆極性側をゲート抵抗Ｒ２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに接続し、該補助巻線Ｌ１２に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ２を自励駆動できるように構成する。高圧側のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート駆動回路についても同様に、出力トランスＴ１に第２の補助巻線Ｌ１３を設け、１次の主巻線Ｌ１１と同一極性側をゲート抵抗Ｒ１を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続し、該補助巻線Ｌ１３に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ１を自励駆動できるように構成する。こうして、２つの補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２からの帰還電圧によって、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦして自励発振を継続する点は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータである前記図９で示すスイッチング電源装置と同様である。

注目すべきは、本実施の形態では、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に、起動回路１１が設けられることである。この起動回路１１は、大略的に、起動用の内部電源Ｖｃｃ、弛張発振回路１２、発振検出回路１３、論理ゲート回路１４および出力回路１５を備えて構成される。そして、弛張発振回路１２から論理ゲート回路１４を介して、起動パルスをパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに与え、発振検出回路１３で定常発振が検出されると、前記論理ゲート回路１４が起動パルスの出力をブロックし、前記補助巻線Ｌ１２に生じる帰還電圧で発振を継続させるようになっている。前記出力回路１５はパワーアンプまたはバッファ回路から成り、その出力はダイオードＤ１１を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに与えられる。

図２は、前記起動回路１１の具体的な一構成例である起動回路１１１のブロック図である。前記弛張発振回路１２は、Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社製のＬＭＣ５５５などで実現されるタイマー用ＩＣ１２１から成る無安定マルチバイブレータであり、前記内部電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２および共振コンデンサＣ１１による直列回路の各接続点の電圧から、周波数およびＯＮデューティを、容易かつ詳細に設定可能となっている。このＩＣ１２１の出力を論理ゲート回路（ＮＯＴ）１６で反転し、２入力の論理ゲート回路（ＡＮＤ）１４へ入力するとともに、前記論理ゲート回路１４のもう一方の入力には、帰還巻線Ｌ１２の一端からの帰還電圧を、発振検出回路１３の抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ１２およびコンデンサＣ１２で構成した積分回路で積分した出力の反転信号を入力する。積分用のコンデンサＣ１２には、放電用の抵抗Ｒ１４が並列に接続されている。これらの抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、ダイオードＤ１２およびコンデンサＣ１２は、前記発振検出回路１３の一構成例である発振検出回路１３１を構成する。前記論理ゲート回路１４の出力は、出力回路１５からダイオードＤ１１を介して、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに供給される。

図３は、上述のように構成される起動回路１１１の動作波形を示す図である。（ａ）〜（ｅ）は、図２の各部ａ〜ｅにそれぞれ対応している。（ａ）はタイマー用ＩＣ１２１の出力信号を示し、（ｂ）で示すその反転信号が、論理ゲート回路１４の一方の入力に与えられる。起動するまでは、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２はスイッチングをしておらず、したがって、（ｃ）で示す帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧は無く、（ｄ）で示す発振検出回路１３１からの出力もローレベルのままであり、論理ゲート回路１４の他方の入力はハイレベルとなっている。したがって、（ｅ）で示す出力回路１５からの出力は、前記（ｂ）で示すタイマー用ＩＣ１２１の出力信号の反転信号がそのまま出力されることになる。

これに対して、前記のタイマー用ＩＣ１２１からの起動パルスによって自励発振を開始すると、帰還巻線Ｌ１２から（ｃ）に示す帰還電圧が得られ、積分回路を構成するコンデンサＣ１２には（ｄ）に示す直流電位が発生するので、発振検出回路１３１の出力はハイレベルとなる。この結果、論理ゲート回路１４が他方の入力でブロックされて、前記起動パルスが起動と同時に消滅して、以降、前記帰還電圧による自励発振に切り替わる。

図３では、弛張発振回路であるタイマー用ＩＣ１２１の出力のパルス幅が、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつパルス周期は共振コンデンサＣ１が起動に先立って充電される時定数以上に選ばれている。ここで、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに起動パルスを与えるにあたって、その起動パルスはタイミングが重要で、しかも共振コンデンサＣ１に充分な電荷が貯まっていないとその起動パルスによる補助巻線Ｌ１３の誘起電圧で他方のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１をＯＮさせることができないので、上記のように選ぶことで、確実な起動を行わせることができる。

このように構成することで、起動後は起動回路（タイマー用ＩＣ１２１）の影響を受けることなく、帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧によって定常発振を継続し、発振が停止した場合は速やかに起動動作に入ることが可能である。このような構成によって、弛張発振回路（前記タイマー用ＩＣ１２１）のＣＲ定数で起動パルスの周期や幅を容易に設定でき、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。また、内部電源Ｖｃｃによって、前記起動パルスの電圧選定が可能になる。

図４は、前記起動回路１１の具体的な他の構成例である起動回路１１２のブロック図である。この起動回路１１２は、前述の起動回路１１１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この起動回路１１２では、前記積分回路から成る発振検出回路１３１の出力を、論理ゲート回路（ＮＯＴ）１７で反転してタイマー用ＩＣ１２１のＲｅｓｅｔ端子へ入力し、この起動回路１１２の弛張発振を停止させることである。この起動回路１１２における各部の波形を図５で示す。（ａ）〜（ｅ）は、図４の各部ａ〜ｅにそれぞれ対応している。（ｄ’）は、前記論理ゲート１７の出力であり、前記発振検出回路１３１で帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧が検出されると、該論理ゲート１７からの出力がアクティブのローレベルとなり、タイマー用ＩＣ１２１をＲｅｓｅｔする。これによって、自励発振が開始されると、仮想線で示すように、前記タイマー用ＩＣ１２１の弛張発振が停止され、論理ゲート１６からの反転パルスも出力されなくなる。

このように構成することで、起動後は起動回路１１２の影響を受けることなく、帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧によって定常発振を継続し、発振が停止した場合は速やかに起動動作に入ることが可能になるとともに、省電力化を図ることができる。

上述の起動回路１１（１１１，１１２）は、内部電源Ｖｃｃを使用している。このため、前記起動パルスの電力を削減することが望まれ、図６には、その具体的な手法を示す。前述のとおり、図６（ａ）で示すように、起動回路１１からの起動パルスによる電流がゲート抵抗Ｒ２から帰還巻線Ｌ１２を介して流れ、ゲート抵抗Ｒ２にはこの図６（ａ）で示す極性に電圧が発生する。この電圧が実質起動パルスとしてパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに供給されることになる。ところが、前記ゲート抵抗Ｒ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート容量との積分効果で生じるスイッチング遅れを考慮して、数十Ω以下に設定されることから、起動パルスの電源に要求される容量が大きくなってしまい、上述のようにその容量の削減が望まれる。

このような課題の解決手法を、図６（ｂ）〜（ｉ）に示す。図６（ｂ）は、原理的な手法を示すもので、前記ゲート抵抗Ｒ２からパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに直列に挿入されたスイッチＳＷの切替えによって、起動時は帰還巻線Ｌ１２側の回路を遮断し、起動後は起動回路１１側を遮断することを表している。

このような起動補助手段として、前記のスイッチＳＷのように、遮断側を完全に開放するものに限らず、高インピーダンスにするものであってもよい。たとえば、図６（ｃ）は、前記ゲート抵抗Ｒ２からパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート間に直列に、前記帰還電圧が順方向となるようにダイオードＤ２１を挿入し、そのダイオードＤ２１によって前記起動回路１１からの起動パルスの帰還巻線Ｌ１２側への廻り込みを防ぎ（高インピーダンス）、起動後は該ダイオードＤ２１をバイパスするスイッチＳＷをＯＮさせて（導通）、逆バイアス時にゲートに残留した電荷を放出させてＯＦＦを維持させている。

図６（ｄ）は、図６（ｃ）でのダイオードＤ２１とスイッチＳＷとをＭＯＳＦＥＴＱ２１で構成した例である。図６（ｅ）は、前記ダイオードＤ２１と並列に抵抗Ｒ２１を接続し、逆バイアスの確保と起動パルスの消費電力の削減とを考慮したものである。

図６（ｆ）は、前記ダイオードＤ２１の代わりに、ツェナダイオードＺＤを用いたものである。このように構成することで、前記ツェナダイオードＺＤのツェナ電圧をパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上に設定することで、或る程度の逆バイアス確保と、起動パルスの消費電力の削減とが可能である。

図６（ｇ）は、前記ゲート抵抗Ｒ２からパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに直列に挿入したダイオードＤ２１によって逆バイアスが阻止されるのを、ゲート−ソース間に設けたスイッチＳＷで解消するもので、図６（ｈ）に示したような具体回路で構成される。すなわち、同期回路２０で逆バイアスが必要な期間を検出し、その間はダイオードＤ２２を介してＭＯＳＦＥＴＱ２２をＯＮさせてゲートに残留した電荷を放出してＯＦＦを維持するものである。

図６（ｉ）は、起動パルスの廻り込み抑制手段として、コンデンサＣ２１とダイオードＤ２３との並列回路を用いた例であり、ダイオードＤ２３の代わりにツェナダイオードを用いたり、放電抵抗Ｒ２２を設けるなど、適宜工夫が可能である。これら図６で示したような構成によって、起動パルスの電源容量を低減することが可能である。

本発明の実施の一形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。 前記スイッチング電源装置における起動回路の具体的な一構成例のブロック図である。 図２で示す起動回路の動作波形図である。 前記スイッチング電源装置における起動回路の具体的な他の構成例のブロック図である。 図４で示す起動回路の動作波形図である。 前記起動回路の省電力化を実現するゲート駆動回路の例を示す図である。 他励式複合共振直列コンバータの基本構成を示すブロック図である。 図７の動作波形図である。 従来の電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの例を示すブロック図である。 図９の動作波形図である。

符号の説明

１１；１１１，１１２ 起動回路
１２ 弛張発振回路
１２１ タイマー用ＩＣ
１３，１３１ 発振検出回路
１４，１６，１７ 論理ゲート回路
１５ 出力回路
２０ 同期回路
Ｃ０ コンデンサ（電源平滑用）
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ（デッドタイム用）
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ１１ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４；Ｄ１１，Ｄ１２；Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３ ダイオード
Ｅ 直流入力電源
Ｌ インダクタ
Ｌ１１ １次巻線
Ｌ１２，Ｌ１３ 補助巻線
Ｌｏａｄ 直流負荷
Ｑ１，Ｑ２ パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２１，Ｑ２２ ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２ ゲート抵抗
Ｒ４ 抵抗（起動用）
Ｒ１１〜Ｒ１４；Ｒ２１ 抵抗
Ｒ２２ 放電抵抗
Ｔ１ 出力トランス
ＳＷ スイッチ
Ｖｃｃ 内部電源
ＺＤ ツェナダイオード

Claims (6)

1. 直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、共振コンデンサおよび出力トランスの１次巻線から成る直列共振回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより得られた出力トランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記出力トランスの第１および第２の補助巻線に誘起された電圧を前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることでスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、
   制御電源と、
   前記制御電源によって付勢される発振回路と、
   前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が、対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、
   前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成される起動回路を含むことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記発振回路は、弛張発振回路から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記発振検出回路は、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記弛張発振回路の出力のパルス幅は、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつパルス周期は前記共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上であることを特徴とする請求項２または３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１および第２の補助巻線からの帰還電圧がない場合は、該第１および第２の補助巻線から対応する第１および第２のスイッチング素子の制御端子に至る回路を開放または高インピーダンスとし、該第１および第２の補助巻線からの帰還電圧が発生した後に前記回路を導通または低インピーダンスにする起動補助手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記起動補助手段は、第１および第２の補助巻線から対応する第１および第２のスイッチング素子の制御端子に至る回路に直列に、当該方向が順方向となるように挿入されるダイオードと、該ダイオードと並列に設けられ、該ダイオードの逆バイアス時にＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。

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