JP5042879B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電源側と絶縁された直流安定化電圧・電流を出力するスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング素子の損失低減、および小型・低コスト化を図るとともに、安定した起動性を得られるものに関する。

従来、上述のような小型高効率のスイッチング電源として、複合共振型の直列コンバータ回路が知られ、特許文献１など多くの公知技術が示されている。図１２にその従来技術による主回路構成を、図１３に主な部位の波形を示す。

このスイッチング電源装置では、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ０が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１とコンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１またはＱ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図１２では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用される場合が多い）。

さらに前記出力トランスＴの出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２は、ブロックで示した制御部１によって、複合共振条件を加味して予め設定された周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされる。したがって、制御部１には、高周波発振機能、２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を交互に駆動する機能、および２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を共にＯＦＦするデットタイム期間を設定する機能、必要に応じて入出力電圧や電流、電力を制御する為のフィードフォワードやフィードバック制御機能ならびに出力可変機能などが備えられる。

図１３を参照して、Ｖｇ１，Ｖｇ２は制御部１によって予め設定されたパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動信号を示す。交互にＯＮ／ＯＦＦさせるとともに、両方共にＯＦＦするデットタイム期間が設定されている。ＶＱ１，ＩＱ１およびＶＱ２，ＩＱ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流を示す。駆動信号Ｖｇ１がＨｉｇｈの時、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１にはドレイン電流ＩＱ１が流れ、Ｌｏｗの時は略直流入力電源Ｅに等しい電圧ＶＱ１が印加される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ２の場合も同様）。なお、デットタイム期間においては、コンデンサＣ２とインダクタＬおよび出力トランスＴの励磁インダクタンスとによる効果から、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２は任意の傾斜を持った立上がり、立下り波形となる。また、ドレイン電流ＩＱ１，ＩＱ２は、略インダクタＬとコンデンサＣ１とで設定される直列共振電流波形となり、これらの合成電流がインダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１とコンデンサＣ１との直列共振回路の電流となる。ＶＣ１はコンデンサＣ１の電圧波形を表しており、前記の直列共振回路の電流より位相の遅れた波形となる。ＩＤ３，ＩＤ４は出力整流のダイオードＤ３，Ｄ４の電流波形を示すもので、前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動周波数と、インダクタＬおよびコンデンサＣ１の直列共振周波数との関係を、「共振周波数＞駆動周波数」の条件を満足させることによって、ダイオードＤ３，Ｄ４の一方の電流が流れ終わった後に他方の電流が流れ始めるように設定が可能で、両方のダイオード電流が流れない期間は出力側へ電力が伝達されない。すなわち、前記ダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間では、出力トランスＴの２次側は無負荷と考えられ、１次側の直列共振回路にトランスＴの１次側励磁インダクタンスＬが直列に挿入されて直列共振条件が切り替わる結果、ドレイン電流ＩＱ１およびＩＱ２の波形にも変曲点が見られる。

このような複合共振型直列コンバータでは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧が低下した後に電流が流れ始めるような条件設定が可能とされ、スイッチング損失が極めて少ないこと、および２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れている。

上述の従来技術は、このような数々の特徴を有しながらも、周波数を予め発振器で設定し、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する所謂他励式のスイッチング電源装置であり、その場合、高電位側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点から、高周波化に対する技術課題を有し、またコスト面での課題などから、たとえば特許文献２〜４で示すような自励式の検討もなされている。

図１４は、電流帰還型の前記自励式複合共振直列コンバータの公知例を示す電気回路図である。主回路構成は概ね図１２と同様であるが、この従来技術では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（パワーＭＯＳＦＥＴにて構成）の駆動は、電流帰還トランスＣＴの２次巻線ｌ２および３次巻線ｌ３を利用し、抵抗Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ４〜Ｒ６およびコンデンサＣ４，Ｃ５等により、波形整形しながら、適切なゲート駆動信号としている。電流帰還型の場合は、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタが用いられる場合が多いが、動作周波数を高く設定したい場合には、上記のようにパワーＭＯＳＦＥＴを用いることもある。このような構成では、正弦波状の共振電流を帰還して、電圧駆動型のパワーＭＯＳＦＥＴを駆動するには、ゲート回路に工夫を要し、損失が大きくなる傾向にある。

一方、図１５は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの公知例を示す電気回路図である。この従来技術では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（パワーＭＯＳＦＥＴにて構成）の駆動には、出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２をそれぞれ利用し、抵抗Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ４〜Ｒ６およびコンデンサＣ４，Ｃ５等により波形整形しながら、適切なゲート駆動信号を得ている。このように出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１２，Ｌ１３から帰還信号を得る場合、矩形波状の帰還電圧が得られることから、電圧駆動型素子であるパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２に適した方法であると言える。
特許第２７３４２９６号公報 特許第３３７１５９５号公報 特開２００２−２６２５６８号公報 特開２００６−１２９５４８号公報

しかしながら、上述の従来技術では、単に出力トランスＴ１の帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２で発振させているので、特にスイッチングＯＦＦ動作が緩慢となり、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。自励式の場合、スムーズなスイッチングＯＦＦ動作が安定性を左右するので、種々の工夫が加えられるが、精度良く安定した動作を得ようとするほど回路構成が大きくなり、他励式に対する優位性が乏しくなる。

本発明の目的は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができるスイッチング電源装置を提供することである。

本発明のスイッチング電源装置は、直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、コンデンサおよびトランスの１次巻線から成る直列回路が接続され、起動回路が前記第１および第２のスイッチング素子の何れかに起動パルスを与えることでスイッチングを開始し、そのスイッチングにより得られたトランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記平滑コンデンサの充電完了によって２次側誘起電流が流れなくなったことを第１および第２の制御回路が前記トランスの一方の補助巻線電圧の低下から検知して前記第１および第２のスイッチング素子の内のＯＮしていた側をＯＦＦ駆動するとともに、他方の補助巻線電圧の上昇で前記第１および第２のスイッチング素子の内のＯＦＦしていた側をＯＮさせることでスイッチングが継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置であって、前記平滑コンデンサは、相互に並列で、相対的に小容量の第１のコンデンサと、大容量の第２のコンデンサとに分割され、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間に設けられ、前記第１のコンデンサを２次巻線側、前記第２のコンデンサを出力端側として、それらの間を、前記第１のコンデンサの充電量が予め定めるレベル以上となるまで高インピーダンスに保持するインピーダンス回路を含むことを特徴とする。

上記の構成によれば、補助巻線の誘起電圧をスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ駆動に用いる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、２次側の平滑コンデンサを、相互に並列で、相対的に、小容量で２次巻線側に設けられる第１のコンデンサと、大容量で出力端側に設けられる第２のコンデンサとに分割し、それらの間に、第１のコンデンサの充電量が予め定めるレベル以上となるまで高インピーダンスに保持するインピーダンス回路を設ける。

したがって、起動時に２次側に誘起された電圧により生じる２次電流は前記インピーダンス回路によって負荷側へ急速に流れず、第１のコンデンサを充電するとともに、その充電中に補助巻線を介して１次側に帰還される電圧信号によって、第１および第２のスイッチング素子の内のＯＮしていた側をＯＦＦ駆動し、ＯＦＦしていた側をＯＮ駆動させる。こうして、低損失・低雑音で、さらに他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、起動性を改善することができる。

好ましくは、前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられるツエナーダイオードと抵抗との直列回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記ツエナーダイオードと抵抗との接続点の電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする。

また好ましくは、前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられる第１および第２のインピーダンス素子の直列回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記第１および第２のインピーダンス素子による分圧電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする。

さらにまた好ましくは、前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられる抵抗とコンデンサとの直列時定数回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記コンデンサの充電電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする。

また好ましくは、前記スイッチと並列にさらにインピーダンス素子を備え、前記第１および第２のコンデンサ間に、起動直後は該インピーダンス素子が挿入され、前記コンデンサの充電電圧が一定値以上になると前記スイッチで該インピーダンス素子が短絡されることを特徴とする。

さらにまた好ましくは、前記インピーダンス回路は、前記第２のコンデンサに直列に設けられるインピーダンス素子から成ることを特徴とする。

また好ましくは、前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられるツエナーダイオードと抵抗との直列回路と、前記第２のコンデンサと直列に介在され、前記ツエナーダイオードと抵抗との接続点の電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする。

また、本発明のスイッチング電源装置は、負荷の異常を検出すると前記スイッチをＯＦＦする異常検出回路をさらに備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、上記のように起動時に大容量な第２のコンデンサを切離しておくスイッチを、負荷の異常を検出した際に該負荷を切り離す異常保護スイッチに兼用することができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを切離すスイッチから成り、前記スイッチに、その制御回路、チョークコイルおよびダイオードをさらに備えて、降圧または昇圧チョッパ回路を構成することを特徴とする。

上記の構成によれば、定電圧や定電流制御の為に２次側の信号を１次側へフィードバックする必要がなくなるとともに、自励式複合共振直列コンバータの動作波形を最適に保つことが可能となる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、負荷がＬＥＤであることを特徴とする。

上記の構成によれば、負荷としてＬＥＤを用いると、該ＬＥＤの順方向電圧以上の電圧（直列構成の場合はそのｎ倍）が印加されるまでは電流が流れず、起動時はいわゆる無負荷状態にあるため、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの起動性を改善するとともに、ＬＥＤ負荷着脱時などに発生するＬＥＤへのラッシュ電流を抑制する効果がある。

本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、補助巻線の誘起電圧をスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ駆動に用いる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、２次側の平滑コンデンサを、相互に並列で、相対的に、小容量で２次巻線側に設けられる第１のコンデンサと、大容量で出力端側に設けられる第２のコンデンサとに分割し、それらの間に、第１のコンデンサの充電量が予め定めるレベル以上となるまで高インピーダンスに保持するインピーダンス回路を設ける。

それゆえ、起動時に２次側に誘起された電圧により生じる２次電流は前記インピーダンス回路によって負荷側へ急速に流れず、第１のコンデンサを充電するとともに、その充電中に補助巻線を介して１次側に帰還される電圧信号によって、第１および第２のスイッチング素子の内のＯＮしていた側をＯＦＦ駆動し、ＯＦＦしていた側をＯＮ駆動させる。こうして、低損失・低雑音で、さらに他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、起動性を改善することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記第１および第２のコンデンサの間にインピーダンス回路として設けられるスイッチを、異常検出回路が負荷の異常を検出するとＯＦＦする。

それゆえ、起動時に大容量な第２のコンデンサを切離しておくスイッチを、負荷の異常を検出した際に該負荷を切り離す異常保護スイッチに兼用することができる。

さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記インピーダンス回路を、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを切離すスイッチで構成し、前記スイッチに、その制御回路、チョークコイルおよびダイオードをさらに備えて、降圧または昇圧チョッパ回路を構成する。

それゆえ、定電圧や定電流制御の為に２次側の信号を１次側へフィードバックする必要がなくなるとともに、自励式複合共振直列コンバータの動作波形を最適に保つことが可能となる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、負荷をＬＥＤとする。

それゆえ、ＬＥＤの順方向電圧以上の電圧が印加されるまでは電流が流れず、起動時はいわゆる無負荷状態にあるため、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの起動性を改善するとともに、ＬＥＤ負荷着脱時などに発生するＬＥＤへのラッシュ電流を抑制する効果がある。

図１６は、本発明の前提となる改良された電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの回路構成を示す図であり、図１７はその主な動作波形を示す図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の損失低減、および小型・低コスト化を図り、さらに動作の高周波化を可能とするものである。図１６において、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ０が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１とコンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図１６では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続される。なお、コンデンサＣ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接合容量で代用される場合もあり、ダイオードＤ１，Ｄ２も、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用される場合もある。

さらに前記出力トランスＴ１の出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。また、前記出力トランスＴ１に補助巻線Ｌ１２を設け、１次の主巻線Ｌ１１と逆極性側をゲート抵抗Ｒ１２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに接続し、補助巻線Ｌ１２に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ２を駆動できるように構成する。高圧側のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート駆動回路についても同様に、出力トランスＴ１に第２の補助巻線Ｌ１３を設け、１次の主巻線Ｌ１１と同一極性側をゲート抵抗Ｒ１１を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続し、第２の補助巻線Ｌ１３に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ１を駆動できるように構成する。こうして、２つの補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２からの帰還電圧によって、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦして自励発振する。

さらにまた、各パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、そのＯＦＦタイミングを設定するための制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２が設けられる。これらの制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２は、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間を短絡し、該パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２をＯＦＦさせるためのスイッチ素子ＳＷ１と、ダイオードＤ５とコンデンサＣ４とで構成したピークホールド回路と、前記ダイオードＤ５の逆電圧を検出し、前記スイッチ素子ＳＷ１をＯＮさせるための比較器Ｃｏｍｐと、次のサイクルに備えてコンデンサＣ４の電荷を放電するための遅延回路２およびスイッチＳＷ２とを備えて構成される。

図１７に基づいて回路動作を説明する。図中ＶＱ１，ＶＱ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１，ＩＱ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン電流、ＶＣ１はコンデンサＣ１の電圧、ＩＤ３，ＩＤ４は出力整流ダイオードＤ３，Ｄ４のダイオード電流、ＶＬ１１は出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１の電圧、ＶＬ１３は出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１３の電圧、ｃｏｎｔ１，ｃｏｎｔ２は制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２内で前記スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための信号をそれぞれ表しており、何れも図１３にて説明した他励式複合共振直列コンバータの動作波形と近似している。

すなわち、２次側の整流ダイオードＤ３，Ｄ４の電流ＩＤ３，ＩＤ４が途切れるタイミングで発生する補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２の電圧の降下点を、ダイオードＤ５とコンデンサＣ４とで構成したピークホールド回路によって求められる直流電圧と、そのままの巻線電圧とを比較器Ｃｏｍｐで比較することによって検出し、その時点でスイッチ素子ＳＷ１をＯＮしてパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２をターンオフさせる。このことはスイッチングＯＦＦの条件を設定することになり、安定した自励発振を可能にするとともに、ゲート電圧の立下りを急峻にして、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のスイッチング損失の低減を可能とする。そのターンオフ後、遅延回路２において所定時間が経過するとスイッチＳＷ２がＯＮされ、コンデンサＣ４の電荷が放電される。

ここで、前述の図１５の構成では、主回路の共振動作に連動してスイッチングを反転させており、帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２に共振動作に伴う安定した信号が含まれる場合は特に問題はないが、共振が不安定な場合、異常発振が生じる。これに対して、本願発明の複合共振の場合、主共振を電流共振（直列共振）としてその間はスイッチングＯＦＦさせず、その後のダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間においてスイッチングＯＦＦさせようとするもので、前記共振の不安定さに対する動作の安定を確保することができる。しかしながら、前記ダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間は、インダクタＬに蓄積したエネルギでスイッチング素子Ｑ２と並列のコンデンサＣ２を充電するが、共振としては弱く、一般的にはインダクタＬのエネルギが放出された段階での緩慢なスイッチングとなる。これに対して、上記図１６の構成では、緩慢なスイッチングＯＦＦを待つのではなく、ダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間に入った直後のタイミングで、比較器Ｃｏｍｐからスイッチ素子ＳＷ１によってスイッチングＯＦＦを行う。これによって、前述のようにスイッチング損失の低減を図っている。

図１８は、前記図１６の制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２の具体的な一構成例である制御回路Ｃｏｎｔａ，Ｃｏｎｔｂの回路図である。図１８（ａ）で示す制御回路Ｃｏｎｔａでは、端子Ｐ１１−Ｐ１３；Ｐ２１−Ｐ２３間に入力される電圧帰還信号を、抵抗ｒ１，ｒ２で分圧し、その分圧された電圧をコンパレータＩＣ１の−端子へ供給している。またこの分圧電圧で、ダイオードｄ５およびツエナーダイオードｚｄを介してコンデンサｃ２を充電するとともに、その充電電圧を前記コンパレータＩＣ１の＋端子に供給している。このような構成によって、帰還電圧が所定値以下に低下した場合、前記分圧点の電位も低下し、−端子の電位が＋端子の電位以下となってコンパレータＩＣ１の出力がハイレベルとなり、これによってスイッチ素子ｑ１がＯＮし、端子Ｐ１２−Ｐ１３；Ｐ２２−Ｐ２３間を短絡、すなわちパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２をＯＦＦさせることができる。図中、ダイオードｄ２とコンデンサｃ１とは、コンパレータＩＣ１の電源を形成し、またダイオードｄ３，ｄ４および抵抗ｒ３は、コンデンサｃ２の電荷を引き抜く回路を形成している。このようなダイオードｄ５およびツエナーダイオードｚｄによって、前記コンパレータＩＣ１の閾値設定の自由度が高くなっている。

また、図１８（ｂ）で示す制御回路Ｃｏｎｔｂでは、前記端子Ｐ１１−Ｐ１３；Ｐ２１−Ｐ２３間に入力される電圧帰還信号を、抵抗ｒ１１とダイオードｄ１１とを介してコンデンサｃ１１に蓄積し、前記帰還電圧がＭＯＳＦＥＴｑ１１のゲートスレシホールド電圧以上に低下した場合に前記ＭＯＳＦＥＴｑ１１をＯＮさせて、該コンデンサｃ１１の電荷を放出させるとともに、その放電電流でｐｎｐ型のバイポーラトランジスタから成るスイッチ素子ｑ１２をＯＮさせ、端子Ｐ１２−Ｐ１３；Ｐ２２−Ｐ２３間を短絡、すなわちパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２をＯＦＦさせている。なお、各端子Ｐ１１〜Ｐ１３；Ｐ２１〜Ｐ２３の対応関係は、図１６に示す。

図１９は、前述の図１６の実際の回路構成を示す図である。図１６の構成によって安定した定常動作が可能であるが、図１６の構成では、最初に入力電源が供給された場合の起動性に課題を有する。詳しくは、商用電源Ｖａｃを整流ブリッジＤＢとコンデンサＣ０とで整流・平滑することで前記直流入力電源Ｅを構成し、パワーＭＯＳＦＥＴに並列の起動抵抗Ｒ０を介して予めコンデンサＣ１を充電しておき、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０およびダイアックＱ１０から成る起動回路（弛張発振回路）ＩＧＮが発振し、その出力を前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子に供給すると、該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２が一瞬ＯＮし、前記コンデンサＣ１の電荷が出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１を介して放出されるために、出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１３にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１をＯＮさせる方向に起電力を生じて、継続した自励発振の動作が開始される。

しかしながら、起動時においては出力側の平滑コンデンサＣ３に蓄積電荷が存在せず、起動パルスによる出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２の誘起電圧が吸収され易い。すなわち、平滑コンデンサＣ３が満充電となってからは前記補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２に電圧が誘起されるが、それまではパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動信号（電圧パルス）が得られないことになる。また、ゲート回路にコンデンサＣ４による平滑要素が含まれることでも、誘起電圧を吸収する要因となり、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲートスレシホールド電圧に達するような帰還信号が得にくい。

このため図２０には、１つの試みとして提案された事例（信学技報ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ ＥＥ２００６−５３（２００７−０１）自励駆動共振形コンバータのディジタル制御について）を示す。この先行技術は、デジタル・シグナル・プロセッサ３によるディジタル制御を用いて、起動状況を確認しながらパルス条件を変化させるもので、複雑な制御を必要とするアナログ制御に対して、容易に解決可能としている。しかしながら、本来、複合共振直列コンバータを自励で構成する主目的の１つは、簡易な構成による小型・低コスト化であり、この観点からすれば、ディジタル化以外の簡易な方法が望まれる。

そこで、図１は、本発明の実施の一形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。このスイッチング電源装置は、前述の図１６および図１９で示すスイッチング電源装置に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示す。このスイッチング電源装置でも、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ０が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１とコンデンサＣ１との直列共振回路を接続し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１またはＱ２の何れか一方と並列にコンデンサＣ２が、他方と並列に起動抵抗Ｒ０が接続される。（図１では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に、起動抵抗Ｒ０はパワーＭＯＳＦＥＴＱ１に並列に接続した例を示している）。前述のように、コンデンサＣ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接合容量で代用される場合もあり、ダイオードＤ１，Ｄ２も、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用される場合もある。

さらに前記出力トランスＴ１の出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、注目すべきは、本実施の形態では、前記中間タップとの間に小容量の第１のコンデンサＣ３１が接続され、さらにインピーダンス回路Ｚを介して大容量の第２のコンデンサＣ３２および直流負荷Ｌｏａｄが接続されることである。すなわち、前述の図１６および図１９で示す前提構成において、平滑コンデンサＣ３がＣ３１とＣ３２とに分割され、それらの間にインピーダンス回路Ｚが介在される。前記出力トランスＴ１には補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２が設けられ、それぞれ前記ゲート抵抗Ｒ１１，Ｒ１２および制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を駆動する。制御回路Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２および起動回路ＩＧＮは、前述の図１９で説明したのと同様な回路を構成している。

このように構成されるスイッチング電源装置において、直流入力電源Ｅから起動抵抗Ｒ０を介してコンデンサＣ２が充電された状態で、起動回路ＩＧＮからパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに起動パルスが供給されると、該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２が一瞬ＯＮし、コンデンサＣ１の電荷が出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１を介して放電され、該出力トランスＴ１の各巻線Ｌ２１，Ｌ２２；Ｌ１３，Ｌ１２に電圧が誘起される。２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の誘起電圧は、ダイオードＤ３またはＤ４とコンデンサＣ３１とで先ず整流・平滑されるが、本発明では、このコンデンサＣ３１は、上述のような起動性に支障のない程度の容量値とし、その出力側にインピーダンス回路Ｚを介して本来の第２のコンデンサＣ３２が接続される。そして、起動パルスによって誘起された２次電圧は、インピーダンス回路Ｚの分だけ第２のコンデンサＣ３２に吸収されにくくなり、補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２からの帰還信号も発生し易くなる。その結果、パワーＭＯＳＦＥＴをＯＮさせ易くなり、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現するとともに、起動性を改善することができる。

図２〜図６は、図１で示したインピーダンス回路Ｚの具体的な一構成例を示す図であり、スイッチＱ３１（ＭＯＳＦＥＴで表示）を用いる。図２においては、ツエナーダイオードＺＤと抵抗Ｒ３１とによって第１のコンデンサＣ３１の電圧が一定値以上になった後にスイッチＱ３１をＯＮさせて、第２のコンデンサＣ３２による平滑と負荷Ｌｏａｄへの直流電流出力を行うように構成している。

また、図３は、図２のツエナーダイオードＺＤに代えて、インピーダンス素子Ｚ１とＺ２との分圧電圧でスイッチＱ３１をＯＮさせるように構成した例である。さらにまた、図４は、抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ３３による直列時定数回路を用い、前記コンデンサＣ３３の充電電圧が一定値以上になることで、起動後は速やかにスイッチＱ３１をＯＮさせるように構成した例である。また、図５は、スイッチＱ３１と並列にインピーダンス素子Ｚ１を設けたもので、図１のインピーダンス回路Ｚを一定時間後に短絡して突入電流を抑制できる構成とした例である。さらに、図６は、異常検出回路１１によって負荷Ｌｏａｄの異常を検出した際に、スイッチＱ３１をＯＦＦとし、該負荷Ｌｏａｄを切り離す異常保護とスイッチＱ３１を兼用した例である。

これに対して、図７は静電容量の大きい方の第２のコンデンサＣ３２と直列にインピーダンス素子Ｚ１を設けた例であり、図８は前記第２のコンデンサＣ３２と直列にスイッチＱ３１を設けた例であり、図１〜図６の場合と同様な効果が得られる。

図９は、負荷ＬｏａｄとしてＬＥＤを用いた場合の全体回路を示す図である。この構成では、出力トランスＴ１の出力をダイオードＤ３，Ｄ４とコンデンサＣ３１とで整流・平滑化し、その直流出力をＬＥＤ負荷Ｌｏａｄおよび電流検出抵抗Ｒ１５の直列回路へ供給するとともに、前記第１のコンデンサＣ３１と並列に、第２のコンデンサＣ３２とスイッチＱ３１（ＭＯＳＦＥＴで記載）との直列回路を構成し、基準電圧源Ｖｒｅｆとコンパレータｃｏｍｐ１とによって前記電流検出抵抗Ｒ１５での電圧降下が一定値以上となった場合に、スイッチＱ３１をＯＮさせて第２のコンデンサＣ３２によって出力電圧の平滑度を確保するものである。

このような構成では、ＬＥＤの順方向電圧Ｖｆ以上の電圧（直列構成の場合はそのｎ倍）が印加されるまでは電流が流れず、起動時はいわゆる無負荷状態にあるため、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの起動性を改善するとともに、ＬＥＤ負荷着脱時などに発生するＬＥＤへのラッシュ電流を抑制する効果がある。

これに対して、図１０および図１１は、前記電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、２次側のスイッチＱ３を用いて、負荷Ｌｏａｄへの電圧・電流・電力などを出力トランスＴ１の２次側で制御する例を示すものである。図１０は、前記スイッチＱ３およびその制御回路ｃｏｎｔ３、チョークコイルＬ２、ダイオードＤ５で降圧型チョッパを構成した例であり、図１１は同様な素子の配列を変えて昇圧チョッパを構成した例である。このような構成によれば、定電圧や定電流制御の為にトランスＴ１の２次側の信号を１次側へフィードバックする必要がなくなるとともに、自励式複合共振直列コンバータの動作波形を最適に保つことが可能となる。

ここで、特開２００６−３３３５５５号公報には、出力トランスの２次側で、整流ダイオードおよび平滑コンデンサの後段に、チョークコイルおよびコンデンサを設けた構成が示されているけれども、スパイクノイズを除去するためのものであり、本発明とは逆に、出力トランス側の平滑コンデンサの容量が大きく、出力端側のコンデンサの容量が小さく、またチョークコイルのインピーダンスも常時小さい。

本発明の実施の一形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１で示すスイッチング電源装置のインピーダンス回路の具体的な一構成例を示す図である。 図１に、負荷としてＬＥＤを用いた場合の全体回路を示す図である。 本発明で２次側に介在されることになるスイッチを用いて降圧型チョッパを構成した例を示すブロック図である。 本発明で２次側に介在されることになるスイッチを用いて昇圧型チョッパを構成した例を示すブロック図である。 他励式複合共振直列コンバータの基本構成を示す回路図である。 図１２の動作波形図である。 従来の自励（電流帰還）式直列コンバータの例を示す回路図である。 従来の自励（電圧帰還）式直列コンバータの例を示す回路図である。 本発明の前提となる自励（電圧帰還）式直列コンバータの回路図である。 図１６の動作波形図である。 制御回路の具体的な回路構成を示す電気回路図である。 起動回路を含めた図１６の具体的な回路構成を示す図である。 従来の起動性を改善した自励（電圧帰還）式直列コンバータの回路図である。

符号の説明

１１ 異常検出回路
Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３１ 第１のコンデンサ
Ｃ３２ 第２のコンデンサ
Ｃ３３ コンデンサ
Ｃｏｍｐ 比較器
ｃｏｍｐ１ コンパレータ
Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２，Ｃｏｎｔ３；Ｃｏｎｔａ，Ｃｏｎｔｂ 制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ２０ ダイオード
Ｅ 直流入力電源
ＩＧＮ 起動回路
Ｌ インダクタ
Ｌ２ チョークコイル
Ｌ１１ １次巻線
Ｌ１２，Ｌ１３ 補助巻線
Ｌ２１，Ｌ２２ ２次巻線
Ｌｏａｄ 直流負荷
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ３１ スイッチ
Ｒ０ 起動抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２ゲート抵抗
Ｒ１５ 電流検出抵抗
Ｔ１ 出力トランス
Ｖｒｅｆ 基準電圧源
Ｚ インピーダンス回路
Ｚ１，Ｚ２ インピーダンス素子
ＺＤ ツエナーダイオード

Claims (10)

1. 直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、コンデンサおよびトランスの１次巻線から成る直列回路が接続され、起動回路が前記第１および第２のスイッチング素子の何れかに起動パルスを与えることでスイッチングを開始し、そのスイッチングにより得られたトランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記平滑コンデンサの充電完了によって２次側誘起電流が流れなくなったことを第１および第２の制御回路が前記トランスの一方の補助巻線電圧の低下から検知して前記第１および第２のスイッチング素子の内のＯＮしていた側をＯＦＦ駆動するとともに、他方の補助巻線電圧の上昇で前記第１および第２のスイッチング素子の内のＯＦＦしていた側をＯＮさせることでスイッチングが継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置であって、
   前記平滑コンデンサは、相互に並列で、相対的に小容量の第１のコンデンサと、大容量の第２のコンデンサとに分割され、
   前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間に設けられ、前記第１のコンデンサを２次巻線側、前記第２のコンデンサを出力端側として、それらの間を、前記第１のコンデンサの充電量が予め定めるレベル以上となるまで高インピーダンスに保持するインピーダンス回路を含むことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられるツエナーダイオードと抵抗との直列回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記ツエナーダイオードと抵抗との接続点の電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられる第１および第２のインピーダンス素子の直列回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記第１および第２のインピーダンス素子による分圧電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられる抵抗とコンデンサとの直列時定数回路と、前記第１および第２のコンデンサの一方の端子間に介在され、前記コンデンサの充電電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチと並列にさらにインピーダンス素子を備え、前記第１および第２のコンデンサ間に、起動直後は該インピーダンス素子が挿入され、前記コンデンサの充電電圧が一定値以上になると前記スイッチで該インピーダンス素子が短絡されることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記インピーダンス回路は、前記第２のコンデンサに直列に設けられるインピーダンス素子から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
7. 前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサに並列に設けられるツエナーダイオードと抵抗との直列回路と、前記第２のコンデンサと直列に介在され、前記ツエナーダイオードと抵抗との接続点の電圧が一定値以上になるとＯＮするスイッチとを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
8. 負荷の異常を検出すると前記スイッチをＯＦＦする異常検出回路をさらに備えることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記インピーダンス回路は、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを切離すスイッチから成り、前記スイッチに、その制御回路、チョークコイルおよびダイオードをさらに備えて、降圧または昇圧チョッパ回路を構成することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
10. 負荷がＬＥＤであることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

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